CN114244233A - 永磁体电机的无传感器控制单元和控制方法 - Google Patents

Abstract

公开了永磁体电机的无传感器控制单元和控制方法。根据本发明的一实施例的永磁体电机的无传感器控制单元包括在静止坐标系中估算描述所述电机的操作的第一物理量信息的第一估算器、在以对于基于所述第一物理量信息而获得的所述电机的转子的角度的第一估算值为基准的同步坐标系中估算表示所述电机的反电动势的第二物理量信息的第二估算器、以及利用所述第二物理量信息来生成包括在所述第一估算值的角度中的误差得到补偿的所述电机的转子的位置和速度信息的位置/速度检测器。

Description

永磁体电机的无传感器控制单元和控制方法

技术领域

本发明涉及永磁体电机(PMSM，permanent magnet synchronous motor)的无传感器控制单元和方法。具体地，无传感器控制涉及在永磁体电机内不使用物理传感器的情况下从供给到电机的电压和电流估算控制电机所需的信息并且基于估算的信息来控制永磁体电机的技术。

背景技术

电机(電動機，electric motor)为利用电流流过的导体在磁场中受的力将电能转换为机械能的装置。电机根据电源的类型而分类为直流电机和交流电机。交流电机划分为单相交流用电机和三相交流用电机，并且它们中的每个上有感应电机和同步电机。

由于同步电机从附接到转子上的永磁体接收磁通量，因此为了矢量控制，需要知道转子的位置信息。为了获得转子的位置信息，需要将霍尔传感器(Hall Sensor)、解析器(Resolver)或编码器(Encoder)等的位置检测传感器附接到电机的轴上。然而，位置检测传感器存在着价格昂贵并且需要设置额外的复杂硬件的缺点。此外，因在电机的轴上附接位置检测传感器，存在着电机的大小和电机的惯性增加的问题。

此外，除了特殊的情况以外，此时利用的位置检测传感器在电机被广泛使用的环境(例如，要求抗振、抗冲击、耐腐蚀、耐温和耐湿的环境)下存在着绝对不利的问题。

因此，正在积极开展着对于即使没有位置传感器也能够控制电机的无传感器控制方法(Sensorless control)的研究。

通常，永磁体同步电机(PMSM，Permanent Magnet Synchronous Motor)的无传感器控制算法分类为谐波注入方式(信号注入方式)和基于模型的方式。谐波注入方式在停止-低速和低扭矩区间展现出优秀的性能，但是不符合高速电机控制。基于模型的方式作为基于数学模型来执行无传感器控制的方式，其对高速控制是有利的。相反，基于模型的方式在低速运行和急加速区间因参数的变动而可能导致系统不稳定的缺点，因此已知是需要响应性的改善等的应对。

作为基于模型的无传感器控制算法，可列举出基于反电动势估算的无传感器控制方式。该方法使用电机的电气或机电模型来估算反电动势(EMF)并且获得速度和转子位置信息。反电动势估算无传感器控制方式划分为基于静止坐标系的方法和基于同步坐标系的方法。例如，在韩国注册专利公报第KR 10-1329132号“永磁体电机的无传感器控制装置”和韩国公开专利公报第KR 10-2020-0046692号“电机的无传感器控制方法”中介绍了基于同步坐标系反电动势估算的无传感器控制方式的改良版本。

在作为又一现有文献的“用于永磁同步电机的无传感器控制的反电动势估计器的评估(Evaluation of Back-EMF Estimators for Sensorless Control of PermanentMagnet Synchronous Motors)，Lee,Kwang-Woon和Ha,Jung-Ik，电力电子学报第12卷第4页604-614，2012年7月(Journal of Power Electronics,vol.12,no.4,pp.604-614,Jul.2012.)”中介绍并比较了基于静止坐标系的反电动势估算和基于同步坐标系的反电动势估算中的每个的无传感器控制方式。

在作为又一现有文献的“无运动传感器的统一交流驱动器的有源磁通概念(Active flux concept for motion-sensorless unified AC drives)，I.Boldea,M.C.Paicu和G.D.Andreescu，IEEE翻译，电子电力第23卷第5页2612-2618，2008年9月(IEEETrans.Power Electron.,vol.23,no.5,pp.2612-2618,Sep.2008)”中公开了基于磁通量估算的无传感器控制方式的问题点和改善点，并且此处公开的磁通量估算在静止坐标系中执行。

基于反电动势或磁通量估算的PMSM无传感器控制方式可视为根据表示与电机的数学模型对应的电压方程式的坐标系来确定其特性。由于传统的基于模型的PMSM无传感器控制方式基于前面提及的三种数学模型中的一种，因此直到到达低速和高速运行区域为止，在宽的运行区域中难以实现稳定的无传感器控制性能。

在作为又一现有文献的韩国注册专利公报第KR 10-1961106号“无传感器控制方法和装置”中，作为在无传感器控制中检测脱相发生与否的方式提议了混合型无传感器控制方式，而不是在精密的无传感器控制中检测脱相发生与否。在该现有文献中采纳了基于同步坐标系反电动势估算的无传感器控制方式，而为了感测脱相与否，并列地应用了基于静止坐标系的磁通量估算方式。

然而，即使参照所述现有文献，传统的基于模型的PMSM无传感器控制方式中的每个所具有的优点和缺点被明确地区分，而仅通过对它们进行组合在宽的运行区域中难以实现稳定的无传感器控制性能。

现有技术文献

专利文献

(专利文献1)韩国注册专利公报第KR 10-1329132号“永磁体电机的无传感器控制装置”(2013年11月7日)

(专利文献2)韩国公开专利公报第KR 10-2020-0046692号“电机的无传感器控制方法”(2020年5月7日)

(专利文献3)韩国注册专利公报第KR 10-1961106号“无传感器控制方法和装置”(2019年3月18日)

非专利文献

(非专利文献1)“用于永磁同步电机的无传感器控制的反电动势估计器的评估(Evaluation of Back-EMF Estimators for Sensorless Control of Permanent MagnetSynchronous Motors，Lee,Kwang-Woon和Ha,Jung-Ik，电力电子学报第12卷第4页604-614，2012年7月(Journal of Power Electronics,vol.12,no.4,pp.604-614,Jul.2012.)(2012年7月1日)

(非专利文献2)“无运动传感器的统一交流驱动器的有源磁通概念(Active fluxconcept for motion-sensorless unified AC drives)，I.Boldea,M.C.Paicu和G.D.Andreescu，IEEE翻译，电子电力第23卷第5页2612-2618，2008年9月(IEEETrans.Power Electron.,vol.23,no.5,pp.2612-2618,Sep.2008)”(2008年9月1日)

发明内容

要解决的技术问题

本发明的目的涉及在不使用额外的传感器的情况下从供给到电机的电压和电流估算PMSM的转子的位置和速度的基于模型的无传感器控制单元和方法，尤其是提示在PMSM的宽的运行区域中能够改善基于模型的无传感器控制的性能的转子位置/速度估算装置和方法。

本发明的目的在于提示在包括低速和高速运行区域的宽的运行区域中能够稳定地确保无传感器控制性能的PMSM的无传感器控制单元和方法。在本发明中提示的第一实施例作为利用静止坐标系电压方程式的磁通量估算方式与利用同步坐标系电压方程式的反电动势估算方式结合的混合式(Hybrid)方式，其具有能够互补地解决利用积分器和HPF的磁通量估算器的问题(在低速运行区域中由于因相位超前而导致的无传感器位置估算值的误差增加而使无传感器控制性能降低的现象)和从同步坐标系电压方程式估算反电动势的方式的问题(由于包括在对于因逆变器的非线性和PMSM的参数变动而导致的位置误差的估算值

中的误差累积到PLL的积分器中而使无传感器控制性能降低的现象)的优点。因此，能够横跨宽的运行区域来确保PMSM的基于模型的无传感器控制方式的稳定的性能。

在本发明中提示的第二实施例作为利用静止坐标系电压方程式的反电动势估算方式与利用同步坐标系电压方程式的反电动势估算方式结合的混合式(Hybrid)方式，其能够互补地解决利用静止坐标系电压方程式的反电动势估算方式和利用同步坐标系电压方程式的反电动势估算方式的缺点。

本发明的目的在于提议彼此互补地结合基于具有彼此不同的主要运行区域的数学模型的基于模型的无传感器控制方式，而不是单纯地彼此并列地结合，并且顺序地彼此结合以便能够弥补彼此的缺点的新的无传感器控制方式。本发明的目的在于提议彼此互补地结合具有彼此不同的主要运行区域的基于模型的无传感器控制方式以在宽的运行区域中实现稳定的无传感器控制性能的多个实施例。

解决问题的手段

本发明是为了实现所述目的而导出的配置，根据本发明的一实施例的永磁体电机的无传感器控制单元包括在静止坐标系中估算描述所述电机的操作的第一物理量信息的第一估算器、在以对于基于所述第一物理量信息而获得的所述电机的转子的角度的第一估算值为基准的同步坐标系中估算表示所述电机的反电动势的第二物理量信息的第二估算器、以及利用所述第二物理量信息来生成包括在所述第一估算值的角度中的误差得到补偿的所述电机的转子的位置和速度信息的位置/速度检测器。此时，第二估算器的同步坐标系可理解为以所述第一物理量信息的角度为基准的同步坐标系。此外，位置/速度检测器可理解为生成包括在所述第一物理量信息的角度中的误差得到补偿的转子的位置和速度信息。

所述第一物理量信息可为所述电机的磁通量。

所述第一物理量信息可为所述电机的反电动势。

在所述第一物理量信息为电机的磁通量的情况下，所述第一估算器可包括在所述静止坐标系中作为所述第一物理量信息估算所述电机的磁通量的磁通量估算器、以及基于所述第一物理量信息来生成对于所述电机的转子的角度的所述第一估算值的磁通量角度演算器。

在所述第一物理量信息为电机的反电动势的情况下，所述第一估算器可包括在所述静止坐标系中作为所述第一物理量信息估算所述电机的反电动势的第一反电动势估算器、以及基于所述第一物理量信息来生成对于所述电机的转子的角度的所述第一估算值的反电动势角度演算器。

所述第二估算器可包括在以所述第一估算值为基准的同步坐标系中估算表示所述电机的反电动势的所述第二物理量信息的第二反电动势估算器、基于所述第一物理量信息来演算所述电机的转子的角速度并且将所述角速度传输到所述第二反电动势估算器的角速度演算器、以及基于所述角速度和所述第二物理量信息来演算包括在所述第一估算值的角度中的误差的角度误差演算器。

所述第二估算器还可包括将所述静止坐标系中的所述电机的电压和电流值变换为所述同步坐标系中的所述电机的电压和电流值并传输到所述第二反电动势估算器的轴变换器。

所述轴变换器可设定对于所述电机的转子的实际的D轴估算的以D轴为基准的估算同步坐标系，并且将所述估算同步坐标系利用为对所述电机的电压和电流值进行变换的所述同步坐标系。此时，所述轴变换器可基于对于在所述第一物理量信息中获得的所述电机的所述转子的角度的所述第一估算值来设定所述估算同步坐标系。

根据本发明的一实施例的电机的无传感器控制方法为利用永磁体电机(PMSM)中供给的电压和电流的基于模型的无传感器控制方法。本发明的无传感器控制方法包括在静止坐标系中估算描述所述电机的操作的第一物理量信息的第一估算步骤、在以对于基于所述第一物理量信息而获得的所述电机的转子的角度的第一估算值为基准的同步坐标系中估算表示所述电机的反电动势的第二物理量信息的第二估算步骤、以及利用所述第二物理量信息来生成包括在所述第一估算值的角度中的误差得到补偿的所述电机的转子的位置和速度信息的位置/速度检测步骤。

所述第一估算步骤可包括在所述静止坐标系中作为所述第一物理量信息估算所述电机的磁通量的磁通量估算步骤、以及基于所述第一物理量信息来生成对于所述电机的转子的角度的所述第一估算值的磁通量角度演算步骤。

所述第一估算步骤可包括在所述静止坐标系中作为所述第一物理量信息估算所述电机的反电动势的第一反电动势估算步骤、以及基于所述第一物理量信息来生成对于所述电机的转子的角度的所述第一估算值的反电动势角度演算步骤。

所述第二估算步骤可包括在以所述第一估算值为基准的同步坐标系中估算表示所述电机的反电动势的所述第二物理量信息的第二反电动势估算步骤、基于所述第一物理量信息来演算所述电机的转子的角速度并且将所述角速度传输到所述第二反电动势估算步骤的角速度演算步骤、以及基于所述角速度和所述第二物理量信息来演算包括在所述第一估算值的角度中的误差的角度误差演算步骤。

所述第二估算步骤还可包括将所述静止坐标系中的所述电机的电压和电流值变换为所述同步坐标系中的所述电机的电压和电流值并传输到所述第二反电动势估算器的轴变换步骤。

所述轴变换步骤可设定对于所述电机的转子的实际的D轴估算的以D轴为基准的估算同步坐标系，并且将所述估算同步坐标系利用为对所述电机的电压和电流值进行变换的所述同步坐标系。此时，所述轴变换步骤可基于对于在所述第一物理量信息中获得的所述电机的所述转子的角度的所述第一估算值来设定所述估算同步坐标系。

发明效果

根据本发明，能够实现在包括PMSM的低速和高速运行区域两者的宽的运行区域中能够改善基于模型的无传感器控制的性能的转子位置/速度估算装置和方法。

根据本发明的第一实施例，通过利用利用静止坐标系电压方程式的磁通量估算方式与利用同步坐标系电压方程式的反电动势估算方式结合的混合式(Hybrid)方式，具有能够互补地解决利用积分器和HPF的磁通量估算器的问题(在低速运行区域中由于因相位超前而导致的无传感器位置估算值的误差增加而使无传感器控制性能降低的现象)和从同步坐标系电压方程式估算反电动势的方式的问题(由于包括在对于因逆变器的非线性和PMSM的参数变动而导致的位置误差的估算值

中的误差累积到PLL的积分器中而使无传感器控制性能降低的现象)的优点。因此，能够横跨宽的运行区域来确保PMSM的基于模型的无传感器控制方式的稳定的性能。

根据本发明的第二实施例，通过利用利用静止坐标系电压方程式的反电动势估算方式与利用同步坐标系电压方程式的反电动势估算方式结合的混合式(Hybrid)方式，能够彼此互补地解决利用静止坐标系电压方程式的反电动势估算方式和利用同步坐标系电压方程式的反电动势估算方式的缺点。

根据本发明，能够实现彼此互补地结合基于具有彼此不同的主要运行区域的数学模型的基于模型的无传感器控制方式，而不是单纯地彼此并列地结合，并且顺序地彼此结合以便能够弥补彼此的缺点的新的无传感器控制方式。

根据本发明，基于彼此互补地结合的模型的无传感器控制方式之间的缺点能够通过彼此的优点来解决。例如，能够利用同步坐标系反电动势估算方式的优点来解决静止坐标系反电动势估算方式或静止坐标系磁通量估算方式的缺点。通过这种方式能够从低速直到高速为止在宽的运行区域中执行稳定的无传感器控制。

根据本发明的配置的基于模型的无传感器控制技术方式并不止于选择性地或并列地结合传统技术的无传感器控制技术方式，并且结合成实现一个新的无传感器控制技术方式。由此获得的本发明的基于模型的无传感器控制技术方式并不按照特定条件选择性地应用，能够横跨宽的运行区域来应用单一的技术方式，并且能够在宽的运行区域中实现稳定的无传感器控制功能。

附图说明

图1是示出本发明的技术领域的一般的PMSM无传感器矢量控制系统的框图。

图2是示出本发明的技术领域的一般的PMSM的基于模型的无传感器位置/速度估算器的功能元件的框图。

图3是示出PMSM的坐标之间的关联性的空间矢量图。

图4是根据本发明的一实施例的利用估算的位置误差的位置/速度估算器的详细配置的一实施例。

图5是示出根据本发明的一实施例的PMSM无传感器控制单元的框图。

图6是详细示出图5的无传感器控制单元的第一实施例的框图。

图7是示出图6的磁通量估算器的详细配置的一实施例的框图。

图8是示出图6的位置/速度检测器的详细配置的一实施例的框图。

图9是详细示出图5的无传感器控制单元的第二实施例的框图。

图10是作为本发明的比较例示出在本发明的技术领域的一般的同步坐标系中利用反电动势估算器的PMSM无传感器控制单元的框图。

图11是示出根据本发明的一实施例的PMSM无传感器控制的模拟结果的波形的图。

附图标记说明

110：转子位置/速度估算器

510：第一估算器

530：第二估算器

550：位置/速度检测器

具体实施方式

除了所述目的以外，本发明的其它目的和特征通过对于参照附图的实施例的说明而变得明确。

参照附图对本发明的优选实施例进行详细说明。在对本发明进行说明时，在对于相关的公知配置或功能的具体说明可能混淆本发明的要旨的情况下，其详细说明被省略。

本发明公开永磁体电机(PMSM，permanent magnet synchronous motor)的无传感器控制单元和方法。通常，无传感器控制意味着在永磁体电机内不使用物理传感器的情况下从供给到电机的电压和电流估算控制电机所需的信息并且基于估算的信息来控制永磁体电机的技术。

本发明的配置中本发明的申请之前技术人员公知的内容根据需要在本说明书中说明为本发明的配置中的一部分，而在技术人员已知的事实在认为可能混淆发明的要旨的情况下，说明可被省略。此外，在本说明书中省略的事项可通过在本申请说明书中引用的现有文献(例如，韩国注册专利公报第KR 10-1329132号“永磁体电机的无传感器控制装置”、韩国公开专利公报第KR 10-2020-0046692号“电机的无传感器控制方法”、韩国注册专利公报第KR 10-1961106号“无传感器控制方法和装置”、“用于永磁同步电机的无传感器控制的反电动势估计器的评估(Evaluation of Back-EMF Estimators for Sensorless Controlof Permanent Magnet Synchronous Motors，Lee,Kwang-Woon和Ha,Jung-Ik，电力电子学报第12卷第4页604-614，2012年7月(Journal of Power Electronics,vol.12,no.4,pp.604-614,Jul.2012.)”、以及“无运动传感器的统一交流驱动器的有源磁通概念(Activeflux concept for motion-sensorless unified AC drives)，I.Boldea,M.C.Paicu和G.D.Andreescu，IEEE翻译，电子电力第23卷第5页2612-2618，2008年9月(IEEETrans.Power Electron.,vol.23,no.5,pp.2612-2618,Sep.2008)”等)而被技术人员所公知，因此可在说明中替代。

这些现有文献公开的内容中的一部分与本发明要解决的问题相关，并且本发明采纳的解决手段中的一部分也共同地应用于这些现有文献中。

图1至图4是示出在本发明的一实施例中采纳的构成元件的图。图1至图4的至少一部分示出了与本发明相关的传统技术，并且根据需要而包括为了应用于本发明的配置而变形的部分，因此可与在专利法上认可的传统技术不同。

在以下的图1至图11的说明中，为了不混淆要点，被看作本发明的技术领域中广泛熟知的公知技术的事项根据需要其说明可被省略，或者可通过引用现有文献来替代说明。

此外，前面引用的现有文献和后面引用的现有文献的配置的一部分或全部可与本发明要解决的问题相关，并且本发明采纳的解决手段中的一部分可为从现有文献借用的。

针对现有文献中公开的事项中为了具体化本发明而共同地包括的事项，可被看作本发明的配置的一部分。

以下通过图1至图11的实施例对本发明的详细事项进行说明。

图1是示出本发明的技术领域的一般的PMSM无传感器矢量控制系统100的框图。

控制系统100作为用于执行对于永磁体电机(PMSM，permanent magnetsynchronous motor)120的无传感器矢量控制的构成元件，其包括转子位置/速度估算器110、速度控制器130、电流控制器132和PWM模式发生器140。在PWM模式发生器140中生成的控制指令经由三相逆变器142传输到PMSM 120。电流传感器150感测PMSM 150的电流，并且将相电流信息传输到转子位置/速度估算器110。转子位置/速度估算器110估算PMSM 120的转子的位置(电角度)和速度，并将估算的位置/速度信息传输到DQ变换器152。DQ变换器152通过DQ轴变换将DQ轴基准的电流信息传输到电流控制器132，并且在转子位置/速度估算器110中估算的速度信息传输到速度控制器130。速度控制器130基于指令速度和估算的速度之间的速度误差来生成DQ轴电流指令并传输到电流控制器132。

PMSM 120具有能量效率比其它电机高并且单位体积功率密度高的优点，从冰箱、空调、洗衣机等的家用电器至电动车为止的产业全领域中被广泛使用。作为PMSM 120的控制方式，广泛使用着场定向控制(FOC，Field Oriented Control)方式。作为参考，FOC也被称为矢量控制。在FOC方式中，可独立地控制磁通量(flux)分量电流(以下也称为D轴电流)和扭矩(torque)分量电流(以下也称为Q轴电流)，而为此，需要从供给到PMSM 120的相电流检测D轴电流和Q轴电流的过程(称为DQ变换)。在DQ变换中需要PMSM转子的电角度(electrical angle)信息，并且通常，使用诸如霍尔传感器、光学编码器、解析器的传感器检测PMSM转子的电角度。

如上所述，由于这种转子位置检测传感器的使用，发生使PMSM驱动系统的成本上升并且因传感器故障而导致PMSM驱动系统的可靠性下降的问题。因此，如图1中所示，在本发明中采纳了从供给到PMSM 120的电压和电流估算转子的电角度并控制PMSM 120的无传感器(Sensorless)控制方法。

如上所述，目前为止提议了多种PMSM 120的无传感器控制方式，而这种方式大致可划分为信号注入方式和基于模型的反电动势(或者磁通量)估算方式。

信号注入方式为施加比PMSM 120的驱动频率更高的高频的电压信号并且利用由此产生的高频电流响应来估算转子的电角度的方式。信号注入方式的无传感器控制方式利用根据PMSM 120的转子位置变化的PMSM 120的定子绕组电感变动，已知仅能够应用于具有永磁体埋入转子中的结构的内部永磁体(IPM，Interior Permanent Magnet)类型的PMSM中。信号注入无传感器控制方式在IPM类型PMSM静止或者低速运行时也能够估算转子位置信息。然而，存在着因高频的信号注入而在PMSM 120中发生扭矩脉动并且由此发生大量振动和噪声的问题。此外，存在着因高频的电压施加而使PMSM 120中的铁损(Iron Loss)大幅增加的趋势。因此，信号注入无传感器控制方式已知为对于IPM类型PMSM仅在静止和低速运行区域中限制性地被使用。

基于模型的反电动势(或者磁通量)估算方式的无传感器控制方式利用施加到PMSM 120的电压和电流信息来估算因转子的永磁体而发生的定子绕组中的反电动势(或者磁通量)，并且提取包括在估算的反电动势(或者磁通量)中的转子电角度信息来控制PMSM120。由于在基于模型的无传感器控制方式中不额外地注入高频的信号，因此扭矩脉冲发生得相对少，并且可应用于IPM类型PMSM和SPM(Surface Permanent Magnet)类型PMSM两者中。然而，在PMSM 120静止或者与额定速度的2至5％以下对应的低速运行区域中已知为因在PMSM驱动中因使用的逆变器的非线性和逆变器的PWM而出现的电噪声等的影响而导致非常难以实现稳定的无传感器控制。因此，基于模型的无传感器控制方式主要使用在除静止和低速运行区域以外的区域中。此外，在学术界和产业界中正在稳步地进行着改善基于模型的无传感器控制方式的性能的研究。

本发明提议了在图1的转子位置/速度估算器110中通过为了无传感器控制而进一步改善的方法来估算转子的位置和速度的无传感器控制单元及其方法。

图2是示出本发明的技术领域的一般的PMSM的基于模型的无传感器位置/速度估算器的功能元件的框图。

目前为止提示了针对PMSM 120的多种基于模型的无传感器位置/速度估算方式。图2示出了多种基于模型的无传感器位置/速度估算方式共同地具有的功能元件。在图2中，反电动势(或者磁通量)估算器220利用与PMSM的数学模型210对应的电压方程式和施加到PMSM 120的电压和电流来估算反电动势(或者磁通量)。估算的反电动势(或者磁通量)中包括有转子位置信息。在图2中，转子位置/速度估算器230利用包括在估算的反电动势(或者磁通量)中的位置信息来估算转子的位置和速度。基于模型的无传感器位置估算方式可根据图2中所示的按照各个功能的配置元件(数学模型210、反电动势/磁通量估算器220、转子位置/速度估算器230)中的每个如何配置而使详细特性不同。

按照各个功能的配置元件(数学模型210、反电动势/磁通量估算器220、转子位置/速度估算器230)的实例可通过作为前面提及的现有文献的“用于永磁同步电机的无传感器控制的反电动势估计器的评估(Evaluation of Back-EMF Estimators for SensorlessControl of Permanent Magnet Synchronous Motors，Lee，Kwang-Woon和Ha，Jung-Ik，电力电子学报第12卷第4页604-614，2012年7月(Journal of Power Electronics，vol.12，no.4，pp.604-614，Jul.2012.)”和“无运动传感器的统一交流驱动器的有源磁通概念(Active flux concept for motion-sensorless unified AC drives)，I.Boldea，M.C.Paicu和G..D.Andreescu，IEEE翻译，电子电力第23卷第5页2612-2618，2008年9月(IEEE Trans.Power Electron.，vol.23，no.5，pp.2612-2618，Sep.2008)”等来识别主要特征。

图3是示出PMSM的坐标之间的关联性的空间矢量图。图3示出了用于执行对于本发明的PMSM 120的矢量控制的坐标之间的关联性。

在图3中，αβ轴为静止坐标系，并且DQ轴(dq轴)为以转子的实际D轴(磁通量轴)为基准的坐标系。γδ轴为以任何方法估算实际的D轴的以估算的D轴为基准的坐标系。在本说明书的后面，γ轴意味着估算的D轴，并且δ轴意味着与γ轴正交的轴。

因此，在图3中，作为α轴与d轴之间的角度的θ_r对应于实际转子的电角度，并且作为α轴与γ轴之间的角度的θ_r意味着估算的转子的电角度。

下文中，基于数学模型对在本发明的实施例中采纳的无传感器控制方式进行说明。这种无传感器控制方式和数学模型不仅可包括本发明的申请之前公知的事实，而且还可包括为了应用本发明的配置而变形的内容。

A.利用静止坐标系电压方程式的基于反电动势估算的无传感器控制方式

在静止坐标系中，PMSM 120的电压方程式给出为如下面的数学式1和数学式2所示。

[数学式1]

[数学式2]

v_α，v_β分别意味着α轴和β轴中的PMSM 120定子(stator)绕组电压，并且i_α，i_β分别意味着α轴和β轴中的PMSM 120定子绕组电流。R为定子绕组电阻，p表示微分算子(differential operator)，并且λ_PM意味着因转子的永磁体而导致的磁通量(反电动势常数)(permanent magnet flux linkage)。Ld和Lq分别为PMSM120定子绕组的D轴和Q轴电感，并且L0和L1由数学式2定义。

θ_r为转子位置(rotor position)，即为电角度，并且ω_r为转子角速度(rotorangular velocity)。

当利用扩展所述数学式1的关于反电动势(Extended EMF)Eex的下面的数学式3来表示时，如下面的数学式4所示。

[数学式3]

E_ex＝ω_r[(L_d-L_q)i_d+λ_PM]-(L_d-L_q)(pi_q)

[数学式4]

数学式3的id和iq分别为基于D轴和Q轴来表示的PMSM 120的定子电压和定子电流，并且数学式4的右侧项对应于反电动势，而这可通过作为前面提及的现有文献的“用于永磁同步电机的无传感器控制的反电动势估计器的评估(Evaluation ofBack-EMFEstimators for Sensorless Control Of Permanent Magnet Synchronous Motors，Lee，Kwang-Woon和Ha，Jung-Ik，电力电子学报第12卷第4页604-614，2012年7月(JournalofPower Electronics，vol.12，no.4，pp.604-614，Jul.2012.)”和“无运动传感器的统一交流驱动器的有源磁通概念(Active flux concept for motion-sensorless unified ACdrives)，I.Boldea，M.C.Paicu和G.D.Andreescu，IEEE翻译，电子电力第23卷第5页2612-2618，2008年9月(IEEE Trans.Power Electron.，vol.23，no.5，pp.2612-2618，Sep.2008)”等而清楚地理解，因此将省略具体的说明。

α轴和β轴中的反电动势E_a，E_β可利用无传感器控制的一般的观测器(未示出)等而从数学式4如下面的数学式5那样估算

并且对于转子的电角度的估算值

可通过数学式6从估算反电动势

求出。

[数学式5]

[数学式6]

利用静止坐标系电压方程式的反电动势估算方式可如所述数学式6中所示通过ArcTangent演算直接求出转子电角度。在反电动势估算中使用的观测器通常具有低通过滤器(Low Pass Filter，LPF)的特定。在LPF中，随着输入信号的频率增加，在输入信号与输出信号之间相位差增加。如所述数学式5中所示，在静止坐标系中，由于反电动势是交流信号，因此在通过观测器估算的反电动势与实际反电动势之间存在有相位差，并且这种相位差随着速度增加而增加。因此，利用静止坐标系电压方程式来估算反电动势并且从估算反电动势求出转子位置的无传感器控制方式存在有在使PMSM 120以反电动势观测器的带宽以上的频率运行时因在反电动势估算器中发生的相位误差而使无传感器位置估算误差大幅增加的缺点。

由于在SPM类型PMSM的情况下Ld＝Lq的关系成立，因此数学式4的电压方程式的右侧第一项中与速度相关的ω_r(L_d-L_q)项成为0。然而，在Ld和Lq的值彼此不同的IPM类型PMSM的情况下，在电压方程式无法忽视ω_r(L_d-L_q)项，并且为了利用数学式4的电压方程式来估算反电动势，需要使用估算速度来替代实际速度。因此，在IPM类型PMSM的情况下，在过渡状态或低速运行条件下可能在实际速度与估算速度之间发生的误差可称为导致利用静止坐标系电压方程式的基于反电动势估算的无传感器控制方式的性能降低的原因。

B.利用同步坐标系电压方程式的基于反电动势估算的无传感器控制方式

再次参照图3，在γδ轴中PMSM 120的电压方程式给出为下面的数学式7所示。

[数学式7]

v_γ，v_δ为γ_δ轴中PMSM 120的定子电压，并且i_γ，i_δ为γ_δ轴中PMSM 120的定子电流。

为从对于转子的电角度的估算值

获得的转子的估算角速度。

作为数学式7的右侧第二项的e_γ，e_δ为以γδ轴为基准示出的反电动势，并且具体地，对于扩展的反电动势Eex，可示出为如下面的数学式8所示。

[数学式8]

当在基于数学式7而从观测器用数学式8表示的同步坐标系中估算反电动势时，对于转子的实际电角度与估算电角度之间的误差Δθ的估算值

可通过下面的数学式9来求出。

[数学式9]

在数学式9中，

分别意味着e_γ，e_δ的估算值。在利用数学式9求出位置误差估算值

之后，利用如图4的相位同步回路(Phase Locked Loop，PLL)等来估算对于PMSM120的转子电角度θ_r的估算值

和对于电角速度ω_r的估算值

图4是根据本发明的一实施例的利用估算的位置误差的位置/速度估算器230的详细配置的一实施例。

位置误差估算值

传输到比例-积分控制器(PI控制器)410，并且通过比例-积分控制器410求出的转子电角速度估算值

传输到积分器420，从而导出转子电角度估算值

再次参照图3，如数学式8中所示，从同步坐标系电压方程式估算的反电动势

中包含有位置误差信息Δθ，并且在正常状态下估算反电动势

可视为直流信号。因此，几乎可以忽视在反电动势估算中使用的观测器在发生的相位延迟效果。因此，相比于利用静止坐标系电压方程式的基于反电动势估算的无传感器控制方式，利用同步坐标系电压方程式的基于反电动势估算的无传感器控制方式具有在高速中的无传感器控制性能优秀的优点。然而，因逆变器的非线性、PMSM 120的参数变动等，包括在位置误差估算值

中的误差分量可累积在用于位置/速度估算的PLL的积分器中，并且这种现象特别是会成为恶化低速运行区域中的无传感器控制性能的原因。由此，在低速运行区域中，用于位置/速度估算的PLL的带宽应设置为低的，并且其结果，在低速运行区域中有高负载的应用领域中难以获得令人满意的无传感器控制性能。

在数学式7的电压方程式中包含有与实际速度与估算速度之间的误差对应的

项。由于在SPM类型PMSM的情况下Ld＝Lq的关系不成立，因此数学式7的

项事实上会被抵消。然而，在IPM类型PMSP的情况下，由于

项会对电压方程式产生影响，因此在实际速度与估算速度之间存在有误差的过渡状态或低速运行条件下无传感器控制性能可能降低。

C.利用静止坐标系电压方程式的基于磁通量估算的无传感器控制方式

在静止坐标系中，当α轴中的磁通量为λ_α，并且β轴中的磁通量为λ_β时，PMSM 120的电压方程式给出为如下面的数学式10所示。

[数学式10]

此时，在α轴中的磁通量λ_α和β轴中的磁通量λ_β与DQ轴中的磁通量λ_d，λ_q之间成立下面的数学式11的关系。

[数学式11]

DQ轴中的磁通量λ_d，λ_q表示为如下面的数学式12所示。

[数学式12]

λ_d＝L_di_d+λ_PM，λ_q＝L_qi_q

此时，有效磁通量(Active Flux)

可定义为如下面的数学式13所示。

[数学式13]

当利用在所述数学式13中定义的有效磁通量时，α轴中的磁通量λ_α和β轴中的磁通量λ_β可表示为如下面的数学式14所示。

[数学式14]

当利用数学式14时，所述数学式10可表示为如下面的数学式15所示。

[数学式15]

从数学式15，α轴中的有效磁通量

和β轴中的有效磁通量

可求出为如下面的数学式16和数学式17所示。

[数学式16]

[数学式17]

利用α轴中的有效磁通量

和β轴中的有效磁通量

将转子电角度θ_r求出为如下面的数学式18所示。

[数学式18]

如所述数学式17中所示，为了求出α轴中的有效磁通量

和β轴中的有效磁通量

需要进行积分。当包括在电压和电流中的小的误差份量累积在积分器中时，通过数学式16和数学式17求出的磁通量中会发生误差。为了解决这种问题，通常使用着在数学式16和数学式17的积分器输出中使用高通滤波器(High Pass Filter，HPF)以在积分器的输出中屏蔽DC分量的方式。由于积分器与HPF的串联连接提供与LPF相同的特性，因此在实际实现中使用LPF来替代积分器和HPF。

在为了在磁通量估算中屏蔽积分器的DC分量而使用HPF的情况下，在HPF的屏蔽频率以下，在HPF的输入信号与输出信号之间发生大的相位超前。即，在结合积分器与HPF来估算磁通量的情况下，实际磁通量与估算磁通量之间会发生因相位超前而导致的估算误差，而该误差在PMSM 120的运行频率在HPF的屏蔽频率以下时大幅发生，并且在PMSM 120的运行频率充分大于HPF的屏蔽频率时几乎不发生因相位超前而导致的误差。

由于利用静止坐标系电压方程式的基于磁通量估算的无传感器控制方式不使用PMSM 120的速度信息，因此在过渡状态下无法忽视因实际速度与估算速度之间的误差而导致的影响。然而，如上所述，在低速运行区域中存在着因磁通量估算器中的相位超前而导致无传感器控制性能降低的缺点。

出于改善现有磁通量估算方式的问题的目的，在现有文献(I.Boldea，M.C.Paicu和G.D.Andreescu，“无运动传感器的统一交流驱动器的有源磁通概念(Active fluxconcept for motion-sensorless unified AC drives)”，IEEE翻译，电子电力第23卷第5页2612-2618，2008年9月(IEEE Trans.Power Electron.，vol.23，no.5，pp.2612-2618，Sep.2008)中提示了基于估算的转子电角度利用PMSM 120的参数来计算磁通量，并且利用通过计算的磁通量和积分器求出的磁通量之间的误差来防止用于磁通量估算的积分器中的DC drift现象的方式。与单纯地基于积分的磁通量估算方式相比，该方式可在低速中展现出优秀的性能。然而，无法准确地求出随着运行条件而变化的PMSM 120的实际参数(Ld、Lq和λ_PM等)值，并且为了防止积分器drift而需要添加额外的控制器，因此存在着其配置变复杂的缺点。

基于反电动势或磁通量估算的PMSM无传感器控制方式可视为根据表示与电机的数学模型对应的电压方程式的坐标系来确定其特性。由于传统技术的基于模型的PMSM无传感器控制方式是基于前面提及的三种数学模型中的一种，因此难以直到到达低速和高速运行区域为止在在宽的运行区域中实现稳定的无传感器控制性能。

例如，基于静止坐标系的反电动势估算方式具有能够直接从估算反电动势获得转子位置信息的优点，但是因反电动势估算器的相位延迟特性而导致位置估算误差可能随着PMSM 120的运行速度增加而增加。此外，由于在IPM类型PMSM的情况下估算的速度用于反电动势估算，因此在低速区域中无传感器控制性能可得到控制。由此，存在着在低速区域中反电动势估算器和PLL的带宽可能受限制的缺点。

此外，在基于同步坐标系的反电动势估算方式中，由于估算反电动势为直流信号，因此存在着因反电动势估算器中的相位延迟导致的性能下降非常少的优点。然而，包括在估算的误差中的噪声信号累积在PLL的积分器中，因此在低速区域中无传感器控制性能可能降低。由此，存在着在低速区域中反电动势估算器和PLL的带宽受限制的缺点。

另外，在基于静止坐标系的磁通量估算方式中，1)由于在磁通量估算中不使用速度信息，因此没有因估算速度的误差而导致的性能下降、以及2)由于通过积分器与HPF的组合来估算磁通量，因此在超过HPF的带宽的高速区域中没有相位延迟的优点。相反，该方法存在着在低速区域中大幅发生因相位超前而导致的位置估算误差的缺点。

根据本发明的实施例，由于将基于静止坐标系电压方程式的磁通量估算(或者反电动势估算)和基于同步坐标系电压方程式的反电动势估算方式结合成Hybrid形态来使用，因此能够在灵活地利用各自的优点的同时彼此互补各自的缺点。其结果，根据本发明的实施例，无需根据运行区域来选择性地应用无传感器控制方法，并且在利用横跨宽的运行区域单一的无传感器控制方式的情况下也能够实现稳定的无传感器控制性能。

图5是示出根据本发明的一实施例的PMSM无传感器控制单元的框图。

本发明的PMSM无传感器控制单元尤其是可涉及图1的转子位置/速度估算器110。

本发明的PMSM无传感器控制单元包括在静止坐标系中估算描述PMSM电机120的操作的第一物理量信息的第一估算器510、在以对于基于第一物理量信息而获得的PMSM电机120的转子的角度的第一估算值为基准的同步坐标系中估算表示PMSM电机120的反电动势的第二物理量信息的第二估算器530、以及利用第二物理量信息来生成包括在第一估算值的角度中的误差得到补偿的PMSM电机120的转子的位置和速度信息的位置/速度检测器550。此时，第二估算器的同步坐标系可理解为以第一物理量信息的角度为基准的同步坐标系。此外，位置/速度检测器可理解为生成包括在第一物理量信息的角度中的误差得到补偿的转子的位置和速度信息。

第一物理量信息可为PMSM电机120的磁通量。

第一物理量信息可为PMSM电机120的反电动势。

图6是详细示出图5的无传感器控制单元的第一实施例的框图。

图6的第一实施例为将第一物理量信息假设为PMSM电机120的磁通量的情况的实施例。第一估算器510可包括在静止坐标系中作为第一物理量信息估算PMSM电机120的磁通量的磁通量估算器612、以及基于第一物理量信息来生成对于PMSM电机120的转子的角度的第一估算值的磁通量角度演算器614。

第二估算器530可包括在以第一估算值为基准的同步坐标系中估算表示PMSM电机120的反电动势的第二物理量信息的第二反电动势估算器632、基于第一物理量信息来演算PMSM电机120的转子的角速度并将角速度传输到第二反电动势估算器632的(磁通量)角速度演算器636、以及基于角速度和第二物理量信息来演算包括在第一估算值的角度中的误差的角度误差演算器634。

第二估算器530还可包括将静止坐标系中的PMSM电机120的电压和电流值变换为同步坐标系中的PMSM电机120的电压和电流值并传输到第二反电动势估算器632的轴变换器638。

轴变换器638可设定以对于PMSM电机120的转子的实际的D轴的估算的D轴(γ轴)为基准的估算同步坐标系(γδ)，并且将估算同步坐标系利用为变换PMSM电机120的电压和电流值的同步坐标系。此时，轴变换器可基于从第一物理量信息获得的对于PMSM电机120的转子的角度的第一估算值来设定估算同步坐标系。

如数学式15至数学式17中所示，磁通量估算器612可利用静止坐标系中的电压方程式来估算α轴中的有效磁通量

和β轴中的有效磁通量

磁通量估算器612的输入为αβ坐标系中的电压(v_α，v_β)和电流(i_α，i_β)，并且输出为基于αβ坐标系来估算的有效磁通量

αβ坐标系中的电压(v_α，v_β)可从三相逆变器142的相电压指令

利用下面的数学式19和数学式20来求出。

[数学式19]

[数学式20]

αβ坐标系中的电流(i_α，i_β)可从三相逆变器142的相电流(i_as，i_bs，i_cs)利用下面的数学式21和数学式22来求出。

[数学式21]

[数学式22]

图7是示出图6的磁通量估算器612的详细配置的一实施例的框图。

参照图7，用于估算有效磁通量的积分器实现为与积分器

和HPF

的乘积对应的LPF

因此，在PMSM 120的运行频率为LPF的屏蔽频率(＝ω_c)以下的低速运行区域中，图6的磁通量估算器612输出的有效磁通量的相位比实际值超前。

再次参照图6，如数学式18所示，磁通量角度演算器614可执行对于磁通量估算器612的输出信号的反正切演算在静止坐标系αβ中计算磁通量角度(θ_flux)。

磁通量角速度演算器636可计算磁通量角度(θ_flux)的角速度(ω_flux)。磁通量角速度演算器636可通过磁通量角度(θ_flux)的微分来求出角速度(ω_flux)，并且在因微分导致的噪声的影响大的情况下，可利用额外的PLL来求出角速度(ω_flux)。通过对于角度信息的PLL求出角速度的方法可用电机驱动领域的普通知识来实现，因此将省略对其的详细说明。

轴变换器638可将磁通量角度(θ_flux)应用于下面的数学式23和数学式24来执行对于基于磁通量的估算同步坐标系(γδ)基准电压(v_γf，v_δf)和电流(i_γf，i_δf)的轴变换。

[数学式23]

[数学式24]

第二反电动势估算器632在以磁通量角度(θ_flux)为基准的估算同步坐标系(γδ)中利用电压方程式和观测器来估算包括转子电角度(θ_r)和磁通量角度(θ_flux)之间的误差信息(Δθ_f)的反电动势。

此时，作为在反电动势估算中使用的观测器，如在现有文献(Lee，Kwang-Woon和Ha，Jung-Ik，“用于永磁同步电机的无传感器控制的反电动势估计器的评估(Evaluationof Back-EMF Estimators for Sensorless Control of Permanent Magnet SynchronousMotors)，电力电子学报第12卷第4页604-614，2012年7月(Joumal of PowerElectronics.，vol.12，no.4，pp.604-614，Jul.2012.)等中公开的那样，可利用从电压方程式估算反电动势的多种观测器。这种观测器在与无传感器控制相关的领域中可视为通用化的常用知识，因此在本发明中将省略对其的详细说明。

在估算同步坐标系(γδ)中成立的电压方程式可表示为如下面的数学式25所示。

[数学式25]

估算同步坐标系(γδ)的反电动势分量(e_γf，e_δf)对于扩展的反电动势Eex具有如下面的数学式26所示的关系。

[数学式26]

当对于Ld＝Lq关系成立的SPM类型PMSM表示数学式25时，可简化为如数学式27所示。

[数学式27]

虽然在IPM类型PMSM中(L_d-L_q)分量部位0，但是在数学式25的右侧最后一项中包括电机转子的角速度(ω_r)和从第一估算值(θ_flux)获得的角速度分量(ω_flux)之间的误差(ω_flux-ω_r)和(L_d-L_q)相乘的值。此时，由于在IPM类型PMSM中Ld与Lq之间的差异不大，因此数学式25的右侧最后一项小到能够忽视在以第一估算值(θ_flux)为基准的估算同步坐标系(γδ)中对反电动势估算产生的影响的程度。因此，已知为不仅是在如数学式27中那样消除了(ω_flux-ω_r)项的影响的SPM类型PMSM中，而且在IPM类型PMSM中也小到能够忽视(ω_flux-ω_r)的影响的程度。

角度误差演算器634可如数学式28那样执行第二反电动势估算器632的输出信号的反正切演算以求出θ_r和第一估算值(θ_flux)之间的误差信息Δθ_f＝θ_r-θ_flux。

[数学式28]

当通过所述数学式28获得的误差信息Δθ_f＝θ_r-θ_flux与第一估算值(θ_flux)相加时可获得如数学式29那样期望的位置估算值θ_r。

[数学式29]

θ_flux+Δθ_f＝θ_r

如上所述，由于通过积分器与HPF的组合求出第一估算值(θ_flux)的情况居多，因此在PMSM 120的运行频率为HPF的屏蔽频率以下的情况下会发生因相位超前而导致的误差。对于因这种相位超前而导致的误差的信息包括从以第一估算值(θ_flux)为基准的估算同步坐标系(γδ)中的电压方程式估算的反电动势。因此，当如数学式29那样求出转子位置θ_r时，可补偿因相位超前而发生的无传感器位置估算误差。

位置/速度检测器550可通过将PLL技术方式应用于θ_flux+Δθ_r来输出对于PMSM 120的无传感器矢量控制所需的转子位置和速度的估算值

图8是示出图6的位置/速度检测器550的详细配置的一实施例的框图。

位置/速度检测器550包括接收θ_flux+Δθ_f并且通过比例-积分方式的控制(PI控制)获得角速度估算值

的比例-积分控制器810。此外，位置/速度检测器550可包括从角速度估算值

获得位置估算值

的积分器820。图8的位置/速度检测器550的操作的详细原理在电机控制领域中可视为通用化的常用知识，因此在本申请说明书中将省略对其的详细说明。

图9是详细示出图5的无传感器控制单元的第二实施例的框图。

图9的第二实施例为将第一物理量信息假设为PMSM电机120的反电动势的情况的实施例。由于图9的位置/速度检测器550与图6的位置/速度检测器550的操作没有太大不同，因此将省略重复的说明。

在第一物理量信息为PMSM电机120的反电动势的情况下，第一估算器510可包括在静止坐标系中作为第一物理量信息估算PMSM电机120的反电动势的第一反电动势估算器912、以及基于第一物理量信息来生成对于PMSM电机120的转子的角度的第一估算值θ_EMF的反电动势角度演算器914。

第一反电动势估算器912可从利用数学式4的观测器利用数学式5来获得对于静止坐标系αβ的反电动势估算值

如上所述，对于静止坐标系αβ的反电动势估算值

中包括有转子位置信息。然而，游在观测器具有LPF的特性的情况是常见的，因此随着PMSM 120的运行频率增加，因反电动势估算值

的相位延迟而导致的误差增加。

在图9的第二实施例中，可利用从以对于从第一估算器510获得的转子位置的第一估算值θ_EMF为基准的估算同步坐标系(γδ)的电压方程式估算的反电动势来补偿因反电动势估算值

的相位延迟而导致的误差。

基于反电动势的第一估算值θ_EMF的角速度演算器936可计算第一估算值θ_EMF的角速度ω_EMF。轴变换器938以基于第一估算值θ_EMF来设定的估算同步坐标系(γδ)为基准来变换电压和电流。这种变换过程可由下面的数学式30和数学式31表示。

[数学式30]

[数学式31]

包括在第二估算器530内的第二反电动势估算器932在以第一估算值θ_EMF为基准的估算同步坐标系(γδ)中利用电压方程式和观测器来骨断包括转子位置θ_r与第一估算值θ_EMF之间的误差信息Δθ_E的反电动势e_γE，eδ_E。

在以第一估算值θ_EMF为基准的估算同步坐标系(γδ)中，电压方程式可表示为如下面的数学式32所示。

[数学式32]

反电动势e_γE，e_δE具有与误差信息Δθ_E和下面的数学式33相同的关系。

[数学式33]

角度误差演算器934可执行对于第二反电动势估算器932的输出信号e_γE，e_δE的反正切演算来求出转子位置θ_r与第一估算值θ_EMF之间的误差信息Δθ_E。

此时，误差信息Δθ_F表示为如数学式34所示。

[数学式34]

Δθ_E＝θ_r-θ_EMF

在图9的实施例中，误差信息Δθ_E可与第一估算值θ_EMF相加并输入到位置/速度检测器550中，并且位置/速度检测器550可从输入的信息利用PLL来输出对于PMSM 120的无传感器矢量控制所需的转子位置和速度的估算值

如上所述，在仅利用本发明的第一估算器510的传统技术的基于静止坐标系的无传感器控制，例如，利用静止坐标系电压方程式的基于反电动势估算的无传感器方式中，因反电动势观测器的特性，存在着相位延迟随着速度增加而增加从而使位置估算误差增加的缺点。

另外，作为仅利用本发明的第一估算器510的传统技术的又一实例的利用静止坐标系电压方程式的基于磁通量估算的无传感器方式因由积分器与HPF的组合构成的磁通量估算器的特性，存在着在低于HPF的带宽的速度下发生因相位超前而导致的位置估算误差的缺点。

图10是作为本发明的比较例示出在本发明的技术领域的一般的同步坐标系中利用反电动势估算器的PMSM无传感器控制单元的框图。

图10的比较例可理解为仅利用本发明的图5至图9的配置上的第二估算器530和位置/速度检测器550的无传感器控制单元。

如图10中所示的比较例，即，在利用同步坐标系电压方程式的基于反电动势估算的无传感器方式中存在着在低速区域中因用于位置/速度估算的PLL的带宽受限制而导致低速运行性能降低的缺点。

在图10的比较例中.轴变换器1038将静止坐标系的转子绕组电压和电流值(v_α，v_β，i_α′i_β)变换为对于估算的DQ轴的电压和电流值(v_γ，v_δ，i_γ，i_δ)，并且反电动势估算器1032基于估算的DQ轴来估算反电动势。估算过程由前述的数学式7至数学式9来执行。

角度误差演算器1034对反电动势执行反正切演算(arctan)来生成角度误差，并且通过PLL处理器1050再次将角度误差(位置误差)传输到轴变换器1038。此时，反电动势估算器1032所利用的是估算的DQ轴(γδ轴)，而不是实际的DQ轴，并且使通过PLL处理器1050反映位置误差来估算的DQ轴(γδ轴)与实际的DQ轴之间的误差减小正是图10的比较例中的目标。在图10的比较例中可认为是在所述数学式7至数学式9中提示的数学模型的特性上估算的反电动势上已经反映了位置误差信息。因此，可减少基于静止坐标系的方式的传统技术中所表现出的相位延迟等的影响。然而，正如前面说明的，在图10的PLL处理器1050中使用如图4的积分器420的配置的情况下在已反映位置误差的状态下位置误差可能被持续累积。

再次参照本发明的图5至图9的配置，差异在于在图10中所示的比较例中，位置估算的信息从PLL处理器1050反馈到轴变换器1038，而在本发明中，估算的转子的位置(即，第一估算值)从第一估算器510传输到第二估算器530的轴变换器638、938。

此时，在本发明中提议了因在第一估算器510中基于静止坐标系电压方程式来估算反电动势(或者磁通量)时所表示的相位延迟(或者相位超前)而导致的无传感器位置估算误差可一次性地从以估算的角度为基准的同步坐标系中的电压方程式通过第二估算器530利用包括在估算的反电动势中的物理法则对无传感器位置估算误差进行补偿的方式。

在图10的比较例中PLL处理器1050通常如图4中所示地那样利用积分器420，因此在已反映出位置误差的状态下存在着位置误差可能持续累积的问题，而这正如上所述。在本发明的图5至图9的实施例中，将额外地估算位置信息的手段导入为第一估算器510以避免位置误差被持续累积，并且第一估算器510将对于位置信息的第一估算值传输到第二估算器530，从而屏蔽利用对可供第二估算器530计算位置误差的基准值进行提供的额外的第三估算器520所利用的数学模型内部的位置误差以避免其被持续地累积。另外，第一估算器510可根据待估算的第一物理量信息是反电动势还是磁通量而在高速操作时发生相位延迟(反电动势)、或者在低速/低频中发生相位超前(磁通量)，而第一估算器510的第一估算值在井国第二估算器530的数学模型的同时通过第二估算器530生成第二估算值，从而可解决相位延迟或相位超前的问题。

本发明与在使单纯地利用彼此不同的坐标系中的电压方程式的无传感器控制方式以多个来操作的同时根据运行速度来选择性地利用对该速度有利的无传感器控制方式的传统技术的方式存在着大的差异。例如，作为传统技术的单纯的组合可想到在低速区域中使用基于静止坐标系电压方程式的反电动势估算方式并且在高速区域中使用基于静止坐标系电压方程式的磁通量估算方式的情况。这种传统技术的组合可带来各自的优点，但是无法弥补各自的缺点。在传统技术的组合中，静止坐标系反电动势估算方式仍然在高速区域中存在着问题，并且静止坐标系磁通量估算方式仍然在低速区域中存在着问题。

作为单纯地结合并应用传统的无传感器控制方式的另一方式的实例，也可存在着如所述现有文献韩国注册专利公报第KR 10-1961106号“无传感器控制方法和装置”那样将一个无传感器控制方式作为主要方式并且辅助性地利用另一个无传感器控制方式的情况。在KR10-1961106中，在同步旋转坐标系中利用末位算法算出转子位置的方式利用为主要无传感器控制方式并且作为检测释放发生脱相的辅助手段并列地应用基于静止坐标系的磁通量估算方式。由于如KR10-1961106的并列性结合方式中也在彼此独立地操作同步选转坐标系反电动势估算方式和静止坐标系磁通量估算方式之后对算出的转子角度/位置进行比较，因此各自的优点和缺点被保持原样，并且无传感器控制技术方式各自的缺点并不通过如KR10-1961106的并列性结合而得到解决。

相反，根据本发明的实施例，由于将基于静止坐标系电压方程式的磁通量估算(或者反电动势估算)和基于同步坐标系电压方程式的反电动势估算方式结合成Hybrid形态来使用，因此在灵活地利用各自的优点的同时彼此互补各自的缺点。其结果，根据本发明的实施例，无需根据运行区域来选择性地应用无传感器控制方式，并且在利用横跨宽的运行区域单一的无传感器控制方式的情况下也能够实现稳定的无传感器控制性能。

在本发明的实施例中，在基于同步坐标系的反电动势估算时设定的同步坐标系以对于基于在静止坐标系中估算的磁通量或反电动势来获得的电机的转子的角度的第一估算值为基准来设定，在此时的同步坐标系中估算电机的反电动势，并且此时在同步坐标系中利用估算的反电动势来生成包括在第一估算值的角度中的误差得到补偿的转子的位置和速度信息。在这种本发明的实施例中虽然利用传统的无传感器控制方式的概念和配置，但是这些配置可被彼此互补地和彼此有机地结合，并且在该过程中与传统的无传感器控制方式不同，可在非常宽的运行区域中实现稳定的无传感器控制性能。

此外，对图10的比较例与图5至图9的实施例进行比较可知，本发明的实施例有机地结合传统技术的多种无传感器控制技术方式，而在该过程中传统技术的无传感器控制技术方式不被其原样地应用，而是一部分被变更为符合本发明的目的，因此本发明的配置与传统技术有区别。

图11是示出根据本发明的一实施例的PMSM无传感器控制的模拟结果的波形的图。

参照图11，在图5的第一实施例中，在基于磁通量估算来实施本发明时，可在低速区域中将用于位置/速度估算的PLL的带宽设定得比其它方式稍大，并且由此在低速下负载变动大的应用领域(例如，采用DD电机的滚筒洗衣机的洗涤模式)中可确保更优秀的无传感器控制性能。在图11的waveform diagram中，在本发明的第一实施例中提示的无传感器控制方式将滚筒洗衣机的洗涤负载作为模型来进行计算机模拟的结果。参照图11，可知为在仅使用现有磁通量估算器的无传感器控制方式的情况下估算的转子位置经历0.2秒并大幅脱离实际转子位置。相反，虽然在本发明中提示的方式存在有位置估算误差随着反复过渡区间而变大的区间，但是可知无传感器位置估算误差整体上保持小值。

以上通过图1至图11公开了根据本发明的一实施例的电机的无传感器控制单元。另外，本发明的无传感器控制技术方式也可将通过处理器、控制器和/或分布式设计的逻辑等的各个功能元件实现为硬件，但是执行相同的功能的功能元件可以程序指令形态加载到存储器，并且可也调用并执行处理器、控制器和/或分布式设计的逻辑等。这种实施例作为永磁体电机(PMSM)的基于模型的无传感器控制方法实现本发明的又一实施例。

例如，图5中所示的第一估算器510和其下位功能元件的操作可实现为程序指令形态并且作为通过处理器、控制器和/或分布式设计的逻辑等执行的第一估算步骤来执行。

此外，图5中所示的第二估算器530和其下位功能元件的操作可实现为程序指令形态并且作为通过处理器、控制器和/或分布式设计的逻辑等执行的第二估算步骤来执行。

此外图5中所示的位置/速度检测器550和其下位功能元件的操作可实现为程序指令形态并且作为通过处理器、控制器和/或分布式设计的逻辑等执行的位置/速度检测步骤来执行。

图4、图6至图9中所示的第一估算器510、第二估算器530和位置/速度检测器550的下位功能元件的操作可实现为程序指令形态并且在处理器、控制器和/或分布式设计的逻辑等中执行，并且各个下位功能元件可根据其结合关系分别构成第一估算步骤、第二估算步骤或位置/速度检测步骤的详细步骤。

根据本发明的一实施例的电机的无传感器控制方法可实现为能够通过多种计算机装置执行的程序命令形态并且记录在计算机可读介质中。所述计算机可读介质可单独地或组合地包括程序命令、数据文件、数据结构等。记录在所述介质中的程序命令是为了本发明而被特别设计并构成的，或者也可为能够由计算机软件从业人员公知并使用的。计算机可读记录介质的实例中包括有诸如硬盘、软盘和磁带的磁介质(magnetic media)、诸如CD-ROM、DVD的光记录介质(optical media)、如软盘(floptical disk)的磁光介质(magneto-optical media)、以及诸如只读存储器(ROM)、随机存取存储器(RAM)、闪存等的专门用于存储和执行程序指令的硬件装置。程序命令的实例中包括有由编译器生成的机器语言代码、以及可由计算机使用解释器等执行的高级语言代码。所述的硬件装置可配置成以一个以上的软件模块运行以执行本发明的操作，并且反之亦然。

然而，本发明并不受实施例限制或限定。在各个图中提示的相同的附图标记表示相同的部件。为了有助于理解，在本发明的实施例和图中介绍的长度、高度、大小、宽度等可被夸大。

在如以上的本发明中，虽然通过如具体的构成元件等的特定事项和限定的实施例和图进行了说明，但是这仅仅是为了有助于更整体地理解本发明而提供的，本发明并不限定于所述的实施例，并且本发明所属技术领域的普通技术人员能够从这种记载进行多种修改和变形。因此，本发明的精神并不应局限于所说明的实施例性限定，并且随附的权利要求书以及与该权利要求书等同的等价变形均应属于本发明精神的范畴中。

Claims (12)

1.一种永磁体电机的无传感器控制单元，其为利用永磁体电机中供给的电压和电流的基于模型的无传感器控制单元，包括：

第一估算器，所述第一估算器在静止坐标系中估算描述所述电机的操作的第一物理量信息；

第二估算器，所述第二估算器在以对于基于所述第一物理量信息而获得的所述电机的转子的角度的第一估算值为基准的同步坐标系中估算表示所述电机的反电动势的第二物理量信息；以及

位置/速度检测器，所述位置/速度检测器利用所述第二物理量信息来生成包括在所述第一估算值的角度中的误差得到补偿的所述电机的转子的位置和速度信息。

2.如权利要求1所述的永磁体电机的无传感器控制单元，所述第一物理量信息为所述电机的磁通量。

3.如权利要求1所述的永磁体电机的无传感器控制单元，所述第一物理量信息为所述电机的反电动势。

4.如权利要求2所述的永磁体电机的无传感器控制单元，所述第一估算器包括：

磁通量估算器，所述磁通量估算器在所述静止坐标系中作为所述第一物理量信息估算所述电机的磁通量；以及

磁通量角度演算器，所述磁通量角度演算器基于所述第一物理量信息来生成对于所述电机的转子的角度的所述第一估算值。

5.如权利要求3所述的永磁体电机的无传感器控制单元，所述第一估算器包括：

第一反电动势估算器，所述第一反电动势估算器在所述静止坐标系中作为所述第一物理量信息估算所述电机的反电动势；以及

反电动势角度演算器，所述反电动势角度演算器基于所述第一物理量信息来生成对于所述电机的转子的角度的所述第一估算值。

6.如权利要求1所述的永磁体电机的无传感器控制单元，所述第二估算器包括：

第二反电动势估算器，所述第二反电动势估算器在以所述第一估算值为基准的同步坐标系中估算所述电机的所述第二物理量信息；

角速度演算器，所述角速度演算器基于所述第一物理量信息来演算所述电机的转子的角速度并且将所述角速度传输到所述第二反电动势估算器；以及

角度误差演算器，所述角度误差演算器基于所述角速度和所述第二物理量信息来演算包括在所述第一估算值的角度中的误差。

7.如权利要求6所述的永磁体电机的无传感器控制单元，所述第二估算器还包括：

轴变换器，所述轴变换器将所述静止坐标系中的所述电机的电压和电流值变换为所述同步坐标系中的所述电机的电压和电流值并传输到所述第二反电动势估算器，

所述轴变换器设定对于所述电机的转子的实际的D轴估算的以D轴为基准的估算同步坐标系，并且将所述估算同步坐标系利用为对所述电机的电压和电流值进行变换的所述同步坐标系，以及

基于对于在所述第一物理量信息中获得的所述电机的所述转子的角度的所述第一估算值来设定所述估算同步坐标系。

8.一种永磁体电机的无传感器控制方法，其为利用永磁体电机中供给的电压和电流的基于模型的无传感器控制方法，包括：

在静止坐标系中估算描述所述电机的操作的第一物理量信息的第一估算步骤；

在以对于基于所述第一物理量信息而获得的所述电机的转子的角度的第一估算值为基准的同步坐标系中估算表示所述电机的反电动势的第二物理量信息的第二估算步骤；以及

利用所述第二物理量信息来生成包括在所述第一估算值的角度中的误差得到补偿的所述电机的转子的位置和速度信息的位置/速度检测步骤。

9.如权利要求8所述的永磁体电机的无传感器控制方法，所述第一估算步骤包括：

在所述静止坐标系中作为所述第一物理量信息估算所述电机的磁通量的磁通量估算步骤；以及

基于所述第一物理量信息来生成对于所述电机的转子的角度的所述第一估算值的磁通量角度演算步骤。

10.如权利要求8所述的永磁体电机的无传感器控制方法，所述第一估算步骤包括：

在所述静止坐标系中作为所述第一物理量信息估算所述电机的反电动势的第一反电动势估算步骤；以及

基于所述第一物理量信息来生成对于所述电机的转子的角度的所述第一估算值的反电动势角度演算步骤。

11.如权利要求8所述的永磁体电机的无传感器控制方法，所述第二估算步骤包括：

在以所述第一估算值为基准的同步坐标系中估算所述电机的所述第二物理量信息的第二反电动势估算步骤；

基于所述第一物理量信息来演算所述电机的转子的角速度并且将所述角速度传输到所述第二反电动势估算步骤的角速度演算步骤；以及

基于所述角速度和所述第二物理量信息来演算包括在所述第一估算值的角度中的误差的角度误差演算步骤。

12.如权利要求11所述的永磁体电机的无传感器控制方法，所述第二估算步骤还包括：

将所述静止坐标系中的所述电机的电压和电流值变换为所述同步坐标系中的所述电机的电压和电流值并传输到所述第二反电动势估算器的轴变换步骤，

所述轴变换步骤设定对于所述电机的转子的实际的D轴估算的以D轴为基准的估算同步坐标系，并且将所述估算同步坐标系利用为对所述电机的电压和电流值进行变换的所述同步坐标系，以及

基于对于在所述第一物理量信息中获得的所述电机的所述转子的角度的所述第一估算值来设定所述估算同步坐标系。

Images