CN1140357A - 无刷直流电动机的驱动装置 - Google Patents

Abstract

目的旨在提供通过总是进行正确的转子位置检测的转子位置检测器可以简单地扩大无刷直流电动机的运转范围的无刷直流电动机的驱动装置。无刷直流电动机的驱动装置的转子位置检测器44由根据端电压生成线电压的线电压生成器50a～50c、放大线电压生成器50a～50c的信号的放大器80a～80c、将线电压生成器50a的信号与放大器80b的信号进行比较的比较器66a、将线电压生成器50b的信号与放大器80c的信号进行比较的比较器66b、将线电压生成器50c的信号与放大器80a的信号进行比较的比较器66c构成。

Description

无刷直流电动机的驱动装置

本发明涉及无刷直流电动机的驱动装置。

下面，说明现有的无位置传感器无刷直流电动机的驱动装置。图1是现有的无位置传感器无刷直流电动机的驱动装置的框图。

如图所示，现有的无位置传感器无刷直流电动机的驱动装置由整流电路2、用6个半导体开关元件构成的120度通电式的电压式逆变器(逆变器)3、无刷直流电动机4、转子位置检测器5和驱动控制装置7构成。

从商用电源1经整流电路2进行整流平滑的直流电源供给逆变器3的输入端。另外，逆变器3的输出端与无刷直流电动机4的定子电枢绕组线连接，由此来接通、断开上述直流电源，使无刷直流电动机4转动。

无刷直流电动机4由将多相电枢绕组线进行星形连接的定子和利用永久磁铁构成磁极对的转子构成，因转子转动而在定子电枢绕组线端6产生反电动势。

上述反电动势从定子电枢绕组线端6输入转子位置检测器5，由该转子位置检测器5进行转子的位置检测，并作为脉冲信号输入驱动控制装置7。

驱动控制装置7由逆变器驱动电路8、输出模式发生电路9和PWM控制电路10构成。

输出模式发生电路9与从转子位置检测器5输入的检测定时一致地确定驱动逆变器3的各开关元件的触发的模式。进而，输出模式发生电路9将该模式与根据转数指令11确定PWM斩波控制的通/断的占空比的PWM控制电路10的输出进行合成，生成信号，将该信号输入逆变器驱动电路8。并且，利用该逆变器驱动电路8驱动逆变器3的各个触发极。

下面，说明上述现有的无位置传感器无刷直流电动机的驱动装置的转子位置检测器5。图2是表示转子位置检测器5中的1相的电路图。

如图所示，转子位置检测器5由利用电阻21，22构成的分压电路20；用于除去直流成分的电容器23；利用电阻25和电容器26构成的一次延迟滤波电路24；利用电阻28，29，30和比较器31构成的比较电路27所构成。

定子电枢绕组线端6的端电压从输入端输入分压电路20，以上述直流电源的0V为基准，利用电阻21与电阻22的分压比检测该端电压。

在该检测的端电压中，除了反电动势的基波成分外，还包含上述PWM斩波控制引起的高频成分、以换向后的回流模式发生的尖峰脉冲电压和由分压电路20的电阻21，22的偏差引起的直流成分的偏移等。为了减轻这些成分，通过连接电容器23用于隔断直流成分，进而利用一次延迟滤波器24减少高频成分，同时，进行90度移相。比较电路27通过将一次延迟滤波器24的输出与基准电压34进行比较，将转子位置检测信号作为脉冲信号向输出端输出。基准电压34使用直接将定子电枢绕组线的中性点电压与上述一次延迟滤波器24的端电压合成而得到的中性点电压。

由于90度移相的检测信号作为比检测的本身的相落后120度的相的转子位置检测信号使用，所以，在电流相位角基本上为0度的位置进行驱动。例如，以U，V，W的3相驱动时，以U相的端电压检测的检测信号作为W相的转子位置检测信号使用。

作为无刷直流电机4的转子，通常使用如图3所示的那样具有形成磁路的转子轭12和瓦状的励磁用永久磁铁13并在转子轭12的外周表面粘接上述瓦状的励磁用永久磁铁13而形成的表面磁铁式的转子和如图4所示的那样转子具有形成磁路的转子轭15和励磁用永久磁铁16并将上述励磁用永久磁铁16插入到设在转子轭15上的槽内而形成的埋入磁铁式的转子。作为这些转子的控制方式，已提出了最佳的方法(森本、上野、武田「埋入磁铁式结构PM电动机的宽范围可变速控制」平成6年电气学会论文志D、114卷6号、p662-p667)。

通常，使用用d-q坐标表示的永久磁铁的无刷直流电动机的转矩公式由下式给出。T＝p·{φmag·iq＋(Ld－Lq)·id·iq}...(1)

其中，T为转矩，p为极对数，φmag为永久磁铁产生的电枢交链磁通，id、iq分别为电枢电流的d轴分量和q轴分量，Ld、Lq分别为d轴电感和q轴电感。

设电枢电流的振幅为I、相对于q轴的电枢电流的相位角(电流相位角)为θ时，则id、iq分别定义为

id＝-I·sinθ          …(2)

iq＝I·cosθ           …(3)

其中，I是电枢电流的振幅，θ表示从q轴看到的电流相位角。

根据定义式(2)、(3)，转矩式(1)可以变换为下式。

【式1】

T＝P·(φmag·Icosθ＋L1·I²sin2θ)

                            …(4)其中，L1为如下公式：

L1＝(Lq-Ld)/2          …(5)

在图3所示的表面磁铁式转子的情况下，由于显示出d轴电感和q轴电感相等的非突极性(Ld＝Lq)，所以，转矩式(1)的第2项为0，电动机的转矩与q轴电流iq成正比地产生。另外，在(4)式中同样也可以解得第2项为0，从而获得使电流相位角θ为0度的最大的转矩。即，根据(2)、(3)式使电流相位角θ为0度，令id＝0，对于非突极性即表面磁铁式转子结构的无刷直流电动机是最佳的运转控制法。这就是通常将d轴电流保持为0的控制法，称为id＝0控制。

如图3所示，表面磁铁式转子利用非磁性的套筒14将外周面覆盖，防止由于高速转动而引起永久磁铁飞散。

另一方面，如图4所示，由于埋入磁铁式转子在叠装多个硅钢片而成的转子轭15的外周设置利用励磁用永久磁铁16而形成的磁极，所以，不必担心磁铁的飞散等，特别是可以实现高速转动。该埋入磁铁式转子由于与d轴方向的磁等效气隙相比，q轴方向的磁等效气隙小，所以，显示出q轴电感比d轴电感大的反突极性(Ld＜Lq)。

因此，根据转矩式(1)，利用与第1项的q轴电流iq成正比的磁铁引起的转矩和由第2项的反突极性产生的磁阻转矩可以得到产生的电动机的转矩。因此，根据转矩式(4)，利用磁铁引起的转矩与磁阻转矩的合成为最大的电流相位角θ(以后，称为进角θ)进行控制，对于反突极性即埋入磁铁式转子结构的无刷直流电动机，是最佳的运转控制法。这就是通常有效地灵活运用磁阻转矩的控制法，称为最大转矩控制法。图5是进行最大转矩控制时的进角θ与电动机转矩T的关系。

另外，作为埋入磁铁式的控制法，已提出了通过积极地利用磁阻转矩的等效减弱磁场控制而扩大高速转动区域的方法。在该方式中，直至加到电机上的最大外加电压与电机的反电动势相等的运转区域，都可以利用上述最大转矩控制进行最佳的运转。通常，在此以上的高速运转区域，由于最大外加电压和电机的反电动势相等，所以，不能进行运转。但是，通过使超前角θ超前，使d轴电流积极地流过，便可利用d轴电枢反应等效地减弱永久磁铁的电枢交链磁通。只要利用该等效减弱磁场控制将电动机输出控制为恒定输出，就可以扩大高速转动区域的运转范围。通常，称之为最大输出控制。

在上述现有的转子位置检测器5中，利用一次延迟滤波器24从定子电枢绕组线端6隔断高频成分，同时进行端电压的90度相移，所以，一次延迟滤波器24的截止频率设定为从几赫兹(Hz)到小于几十赫兹(Hz)。

另一方面，因转子转动而在定子电枢绕组线端6产生的反电动势的基波成分根据电动机转动范围通常可以改变几百赫兹(HZ)左右，所以，通过一次延迟滤波器24的转子位置检测信号的相位将随无刷直流电动机4的转动额率的增加而发生检测延迟，在换向后的回流模式下发生尖峰脉冲电压，脉冲宽度随负荷电流的状况而增加，所以，在检测中将发生超前等现象，从而不能获得正确的换向相位。特别是当以高速转动进行驱动时，由于成为落后相位的运转，所以，将限制运转范围，同时招致电机效率降低。

因此，利用现有的转子位置检测器5的结构难于进行无刷直流电动机4的最佳的运转控制，特别是在埋入磁铁式转子结构的情况下，如图5所示的那样，对于电动机转矩，必须控制为使超前角θ超前，从而不能充分发挥电动机性能。

另外，在埋入磁铁式转子结构的无位置传感器无刷直流电动机中，为了扩大运转范围，可以采用上述最大输出控制法。

但是，为了精密地控制超前角θ，需要高分辨率的编码器，这将导致成本提高，由于多数无位置传感器无刷直流电动机的驱动用途是在特殊环境下，所以，不能使用高分辨率的编码器及霍尔元件等的转子位置检测用的传感器。

本发明的目的旨在提供一种无刷直流电动机的驱动装置，该驱动装置利用不受无刷直流电动机的转动频率及负荷的变化影响、总是能够进行正确的转子位置的检测的转子位置检测器，可以简单地扩大特别是埋入磁铁式转子结构的无刷直流电动机的运转范围。

本发明可以利用下述(1)～(12)的方案达到这一目的。

(1)一种具有将3相电枢绕组线U、V、W进行星形连接的定子、利用永久磁铁构成磁极对的转子、备有多个半导体开关元件的120度通电式的逆变器、检测在上述定子的电枢绕组线端发生的端电压并生成与上述转子的磁极位置对应的信号的转子位置检测器和根据上述转子位置检测器的信号进行由上述逆变器利用PWM斩波控制的速度调整的驱动控制装置的无刷直流电动机的驱动装置，其特征在于：上述转子位置检测器具有根据上述定子的电枢绕组线端的端电压生成电枢绕组线W-U间的线电压Vw-u的第1线电压生成器、生成电枢绕组线U-V间的线电压Vu-v的第2线电压生成器、生成电枢绕组线V-W间的线电压Vv-w的第3线电压生成器、放大从上述第1线电压生成器输出的关于线电压Vw-u的信号的第1放大器、放大从上述第2线电压生成器输出的关于线电压Vu-v的信号的第2放大器、放大从上述第2线电压生成器输出的关于线电压Vv-w的信号的第3放大器、将关于上述线电压Vw-u的信号与从上述第2放大器输出的信号进行比较的第1比较器、将关于上述线电压Vu-v的信号与从上述第3放大器输出的信号进行比较的第2比较器和将关于上述线电压Vv-w的信号与从上述第1放大器输出的信号进行比较的第3比较器。

(2)上述(1)所述的无刷直流电动机的驱动装置的特征在于：设流过上述定子的电枢绕组线的电流在d-q坐标系中相对于q轴的相位角为电流相位角θ时，上述转子位置检测器检测上述电流相位角θ于电气角超前30度以上的指定的上述转子的磁极位置。

(3)上述(1)或(2)所述的无刷直流电动机的驱动装置的特征在于：当关于上述线电压Vw-u的信号大于从上述第2放大器输出的信号时，上述第1比较器输出高电平的信号，当关于上述线电压Vu-v的信号大于从上述第3放大器输出的信号时，上述第2比较器输出高电平的信号，当关于上述线电压Vv-w的信号大于从上述第1放大器输出的信号时，上述第3比较器输出高电平的信号。

(4)上述(1)～(3)的任一项所述的无刷直流电动机的驱动装置的特征在于：上述转子位置检测器具有判断电动机外加电压的外加电压判断装置和根据该外加电压判断装置的信号改变上述第1、第2和第3放大器的增益的第1、第2和第3增益切换装置。

(5)上述(1)～(3)的任一项所述的无刷直流电动机的驱动装置的特征在于：上述转子位置检测器具有判断电动机外加电压的n个(n为大于2的整数)外加电动压判断装置和根据该外加电压判断装置的信号改变上述第1、第2和第3放大器的增益的n个增益切换装置。

(6)上述(4)或(5)所述的无刷直流电动机的驱动装置的特征在于：在上述外加电压判断装置中附设磁滞回路。

(7)上述(1)～(6)的任一项所述的无刷直流电动机的驱动装置的特征在于：上述驱动控制装置具有与PWM斩波控制的斩波开通时一致地检测上述转子位置检测器的信号的斩波开通检测装置、与开放相一致地选择上述斩波开通检测装置的信号的开放相选择装置和根据上述开放相选择装置的信号检测指定的边缘的边缘检测装置。

(8)上述(1)～(7)的任一项所述的无刷直流电动机的驱动装置的特征在于：当利用上述转子位置检测器检测到指定的上述转子的磁极位置时，就与该检测同步地输出换向信号。

(9)上述(1)～(7)的任一项所述的无刷直流电动机的驱动装置的特征在于：从利用上述转子位置检测器检测到指定的上述转子的磁极位置到上述转子转动指定的移相量后，输出换向信号。

(10)上述(9)所述的无刷直流电动机的驱动装置的特征在于：具有设定上述移相量的移相量设定装置。

(11)上述(10)所述的无刷直流电动机的驱动装置的特征在于：利用上述移相量设定装置进行的移相量的设定至少根据上述转子的转数进行改变。

(12)上述(10)所述的无刷直流电动机的驱动装置的特征在于：利用上述移相量设定装置进行的移相量的设定至少根据上述转子的转数和电机电流进行改变。

图1是现有的无传感器无刷直流电动机的驱动装置的框图。

图2是现有的无传感器无刷直流电动机的驱动装置的转子位置检测器中的1相的电路。

图3是示意地表示表面磁铁式转子的平面图。

图4是示意地表示埋入磁铁式转子的平面图。

图5是表示进行最大转矩控制时的超前角θ-转矩T特性的曲线图。

图6是本发明的无刷直流电动机的驱动装置的结构例的框图。

图7是本发明的无刷直流电动机的励磁模式的图。

图8是表示在本发明中无刷直流电动机的超前角为0度时的U相、V相、W相的反电动势ea、eb、ec与驱动信号的关系的图。

图9是表示利用本发明的斩波控制在Ta+-Tb-导通时的等效电路的电路图。

图10是表示本发明的反电动势的检测定时的图。

图11是本发明的转子位置检测器的结构例的电路图。

图12是表示本发明的转子位置检测的检测定时的图。

图13是表示图11所示的电路图的各部分的信号波形的时间图。

图14是本发明的转子位置检测器的其他结构例的主要部分的框图。

图15是本发明的外加电压判断装置的结构例的电路图。

图16是本发明的光控MOS开关的结构例的电路图。

图17是表示本发明的电动机转矩特性的曲线图。

图18是表示本发明的电动机效率的曲线图。

图19是表示本发明的逆变效率的曲线图。

图20是本发明的第1放大器的其他结构例的电路图。

图21是本发明的外加电压判断装置的其他结构例的电路图。

图22是本发明的外加电压判断装置及其附近电路的其他结构例的电路图。

图23是表示本发明的比较器和触发电路的输入输出关系的图。

图24是表示本发明的T-N特性的曲线图。

图25是本发明的驱动控制装置的结构例的框图。

图26是本发明的斩波开通检测装置、开放相选择装置和边缘检测装置的结构例的电路图。

图27是表示图26所示的电路的动作的时间图。

图28是表示本发明的真值表的图。

图29是本发明的无刷直流电动机的驱动装置的其他结构例的框图。

图30是表示1换向循环的控制部的动作的流程图。

图31是本发明的无刷直流电动机的驱动装置的其他结构例的框图。

图32是表示1换向循环的控制部的动作的流程图。

1...商用电源

2...整流电路

3...电压式逆变器

4...无刷直流电动机

5...转子位置检测器

6...定子电枢绕组线端

7...驱动控制装置

8...逆变器驱动电路

9...输出模式发生电路

10...PWM控制电路

11...转数指令

12...转子轭

13...励磁用永久磁铁

14...套筒

15...转子轭

16...励磁用永久磁铁

20...分压电路

21、22...电阻

23...电容器

24...一次延迟滤波电路

25...电阻

26...电容器

27...比较电路

28～30...电阻

31...比较器

32...输入端

33...输出端

34...基准电压

35...基准电压

40...无刷直流电动机

41...定子

42...转子

43...电压式逆变器

44...转子位置检测器

45...驱动控制装置

50a...第1线电压生成器

50b...第2线电压生成器

50c...第3线电压生成器

51～54...电阻

55...放大器

56～59...电阻

60、65...放大器

61～64...电阻

66a...第1比较器

66b...第2比较器

66c...第3比较器

70a、70b、70c...绝缘耦合器

71...斩波开通检测装置

72...开放相选择装置

73...边缘检测装置

80a...第1放大器

80b...第2放大器

80c...第3放大器

81、82...电阻

83...放大器

84、85...电阻

86...放大器

87、88...电阻

89...放大器

90a...第1增益切换装置

90b...第2增益切换装置

90c...第3增益切换装置

91、93、95...电阻

92、94、96...模拟开关

101～10n...外加电压判断装置

100...“与”门

101～103...“与”电路

110...“异”门

111～113...“异”电路

121...数据选择器

200...“与”门

201～203...“与”电路

204...三角波发生电路

205...比较器

206...LED

207...MOSFET

208...比较器

210...“或”门

301～30n...比较器

311、312...单稳态多谐振荡器

400...控制部

401...电流检测器

402...比较器

501...触发电路

S101～S106...步骤

P101～P107...步骤

下面，参照附图所示的优选的实施例详细说明本发明的无刷直流电动机(无位置传感器无刷直流电动机)的驱动装置。(实施例1)

下面，参照附图说明本发明的实施例1。

图6是本发明的无刷直流电动机的驱动装置的结构例的框图。

如图所示，无刷直流电动机的驱动装置由利用将3相的电枢绕组线(励磁线圈)进行星形连接的定子41和利用永久磁铁构成磁极(磁极对)的转子42构成的无刷直流电动机(电动机)40、进行利用斩波控制的速度调整的120度通电式的电压式逆变器(以后，称为逆变器)43、利用斩波开通时的反电动势的转子位置检测器44和利用该转子位置检测器44的输出(与信号同义)驱动控制逆变器43的驱动控制装置45构成。

将3相电枢绕组线进行星形连接的定子41的各相励磁线圈U、V、W与逆变器43的输出端连接。直流电源Ed加到该逆变器43的输入端，直流电源Ed的Ed+与各晶体管的P端连接，Ed的Ed-与N端连接。该逆变器43由各个P端的回流二极管Da+、Db+、Dc+连接的P端的晶体管(半导体开关元件)Ta+、Tb+、Tc+和各个N端的回流二极管Da-、Db-、Dc-连接的N端的晶体管(半导体开关元件)Ta-、Tb-、Tc-构成。

如图7所示，驱动控制装置45从各相的励磁线圈中选择2个绕组线按照将P端晶体管与N端晶体管组合为一组的励磁模式使之顺序导通，借此在定子41中形成旋转磁场，使转子42转动。另外，对于上述励磁模式的P端晶体管或N端晶体管利用PWM控制使之交替地反复导通、截止(以后，将导通称为斩波开通，将截止称为斩波关闭)，通过改变斩波开通、斩波关闭的占空比，调整输入功率，从而进行速度调整。这时，在定子41的各相励磁线圈U、V、W中，以直流电源Ed的Ed-端为基准，可以得到端电压Vu、Vv、Vw(直流电源Ed的Ed+端或Ed-端都可以作为基准，但是，在本实施例中以Ed-为基准)。

下面，说明这些端电压的波形。图8是表示无刷直流电动机40的超前角为0度时的U相、V相、W相的反电动势(反向激励电压)ea、eb、ec与驱动信号的关系的图。这时，不论在什么相位，各晶体管中只有P端的指定的一相和与之不同的N端的指定的一相的2个晶体管动作。因此，在各相的端电压中，1周期内存在2次(按电气角60度区间2次)P端和N端两边的晶体管都不动作的期间。以后，将该期间称为「开放期间」、将处于该状态的相称为「开放相」。

所谓上述「超前角」是指流过定子的电枢绕组线(励磁线圈)的电流在d-q坐标系中相对于q轴的相位角(电流相位角)。

下面，讨论开放期间的斩波开通时的端电压。图9是表示在斩波控制下Ta+-Tb-导通时的等效电路的电路图。如图所示，驱动信号输入Ta+和Tb-，假定电流i从Ta+向Tb-导通即所谓的U相和V相导通的斩波开通。这时，开放相即W相的端电压Vw可以表为如下形式。在图9中，L是电感，r是电阻值，VCE是晶体管的集电极-发射极间的饱和电压。

首先，根据电流i流动的环路，下式成立。Ed＝2(L·di/dt＋ri)＋ea－eb＋2·V CE…(6)L·di/dt＋ri＝Ed/2－(ea－eb)/2－VCE   …(7)

这时，开放相即W相的端电压Vw可以用下式表示：

Vw＝VCE＋L·di/dt＋ri－eb＋ec

…(8)

将上述(7)式代入(8)式，可以得到下式：

Vw＝Ed/2＋ec－(ea＋eb)/2

…(9)

这里，如图10(a)所示，假定反电动势是完全的对称波形，在开放相即W相的反电动势ec为0V的P点附近，由于ea＝-eb，所以，(9)式成为如下形式：Vw＝Ed/2＋ec

                         …(10)

该关系与所谓的P端斩波或N端斩波的PWM斩波控制的方式无关，不论哪种方式都成立，只要是斩波开通，不论哪种斩波都可以得到满足上述(10)式的开放相端电压。

另外，由上述(10)式可知，开放相端电压Vw以直流电源Ed的1/2的电位为基准随反电动势ec而变化(上下波动)。即，在斩波开通时，开放相端电压Vw成为Ed/2的时刻(ec＝0的时刻)就是检测到比超前角为0度的换向点的电气角超前了30度的时刻。

下面，说明检测该开放相端电压Vw的反电动势ec成为0V的P点的方法。在本例的情况下，在W相的开放期间中，其他U、V相的斩波开通时的状态即U相端电压Vu为Vu＝Ed－VCE…(11)V相端电压Vv为Vv＝0＋VCE…(12)如图10(b)所示，V相相对于W相的端电压成为

Vv－Vw＝-ec－(Ed/2－VCE)…(13)W相相对于U相的端电压成为

Vw－Vu＝ec－(Ed/2－VCE)…(14)将ec＝0分别代入上述(13)式和(14)式求反电动势ec的P点时，在-(Ed/2－VCE)的点，则Vv－Vw与Vw－Vu一致。通常，VCE是很小的值，由于包含在(13)式和(14)式这两个公式中，所以，对ec的P点的检测没有影响。下面，说明利用上述斩波开通时的反电动势的转子位置检测器44。图11是转子位置检测器44的结构例的电路图。

如图所示，定子41的各电枢绕组线端的端电压Vu、Vv、Vw分别输入第1线电压生成器50a、第2线电压生成器50b、第3线电压生成器50c，变换为线电压Vw-u、Vu-v、Vv-w 。

上述各线电压分别输入第1放大器80a、第2放大器80b、第3放大器80c，这些放大器80a、80b、80c的信号(输出)和上述线电压生成器50a、50b、50c的信号(输出)输入第1比较器66a、第2比较器66b、第3比较器66c。在上述比较器66a、66b、66c中将它们直接进行比较，检测比超前角为0度的换向点以电气角超前了30度以上的转子42的磁极位置，生成与该转子42的磁极位置对应的信号(磁极位置信号)Up、Vp、Wp。

该转子42的磁极位置信号Up、Vp、Wp从转子位置检测器44输入驱动控制装置45，驱动控制装置45根据该磁极位置信号控制逆变器43的驱动。

下面，详细说明各线电压生成器的结构和动作。

第1线电压生成器50a由电阻51、52、53、54和放大器55构成。

并且，U相的端电压Vu和W相的端电压Vw输入(加给)该第1线电压生成器50a。

即，端电压Vw通过电阻51输入放大器55的+输入端子，端电压Vu通过电阻52输入放大器55的-输入端子，输出W相相对于U相的端电压。

该第1线电压生成器50a是电阻53连接的放大器55的输出端子与输入端子之间、电阻54连接为从放大器55的+输入端子到直流电源Ed的负端接地的所谓的差动放大器。这里，若令电阻51＝电阻52＝R1，电阻53＝电阻54＝R2，则第1线间电压生成器50a的输出(电压)Vw-u可以表示为

Vw-u＝R2/R1·(Vw－Vu)              …(15a)结果，便可获得以由R2/R1之比确定的放大率放大的W相-U相间的线电压。

同样，第2线电压生成器50b由电阻56、57、58、59和放大器60构成。

并且，V相的端电压Vv和U相的端电压Vu输入该第2线电压生成器50b。即，端电压Vu通过电阻56输入放大器60的+输入端子，端电压Vv通过电阻57输入放大器60的-输入端子，输出U相相对于V相的端电压。

该第2线电压生成器50b是电阻58连接的放大器60的输出端子与输入端子之间、电阻59连接为从放大器60的+输入端子到直流电源Ed的负端接地的所谓的差动放大器。这里，若令电阻56＝电阻57＝R1，电阻58＝电阻59＝R2，则第2线电压生成器50b的输出Vu-v可以表示为

Vu-v＝R2/R1·(Vu－Vv)                   …(15b)结果，便可获得以由R2/R1之比确定的放大率放大的U相-V相间的线电压。

同样，第3线电压生成器50c由电阻61、62、63、64和放大器65构成。

并且，W相的端电压Vw和V相的端电压Vv输入该第3线电压生成器50c。即，端电压Vv通过电阻61输入放大器65的+输入端子，端电压Vw通过电阻62输入放大器65的-输入端子，输出V相相对于W相的端电压。

该第3线电压生成器50c是电阻63连接的放大器65的输出端子与输入端子之间、电阻64连接为从放大器65的+输入端子到直流电源Ed的负端接地的所谓的差动放大器。这里，若令电阻61＝电阻62＝R1，电阻63＝电阻64＝R2，则第3线电压生成器50c的输出Vv-w可以表示为

Vv-w＝R2/R1·(Vv－Vw)                   …(15c)结果，便可获得以由R2/R1之比确定的放大率放大的V相-W相间的线电压。

下面，详细说明各放大器的结构和动作。

第1线电压生成器50a的输出Vw-u输入第1放大器80a。第1放大器80a由电阻81、82和放大器83构成。即，第1放大器80a是上述第1线电压生成器50a的输出端与放大器83的+输入端子连接、电阻81连接为从放大器83的-输入端子到直流电源Ed的负端接地、电阻82连接在放大器83的输出端子与-输入端子之间的所谓的同相放大器。这里，若令电阻81＝R3、电阻82＝R4，则第1放大器80a的输出Vw-u(增益)可以表示为

Vw-u(增益)＝(1+R4/R3)·Vw-u…(16a)结果，便可获得以由(1＋R4/R3)之比确定的放大率放大的成为Vw-u＜Vw-u(增益)的线电压。

同样，第2线电压生成器50b的输出Vu-v输入第2放大器80b。第2放大器80b由电阻84、85和放大器86构成。即，第2放大器80b是上述第2线电压生成器50b的输出端与放大器86的+输入端子连接、电阻84连接为从放大器86的-输入端子到直流电源Ed的负端接地、电阻85连接在放大器86的输出端子与-输入端子之间的所谓的同相放大器。这里，若令电阻84＝R3、电阻85＝R4，则第2放大器80b的输出Vu-v(增益)可以表示为

Vu-v(增益)＝(1＋R4/R3)·Vu-v…(16b)结果，便可获得以由(1＋R4/R3)之比确定的放大率放大的成为Vu-v＜Vu-v(增益)的线电压。

同样，第3线电压生成器50c的输出Vv-w输入第3放大器80c。第3放大器80c由电阻87、88和放大器89构成。即，第3放大器80c是上述第3线电压生成器50c的输出端与放大器89的+输入端子连接、电阻87连接为从放大器89的-输入端子到直流电源Ed的负端接地、电阻88连接在放大器89的输出端子与-输入端子之间的所谓的同相放大器。这里，若令电阻87＝R3、电阻88＝R4，则第3放大器80c的输出Vv-w(增益)可以表示为

Vv-w(增益)＝(1＋R4/R3)·Vv-w…(16c)结果，便可获得以由(1＋R4/R3)之比确定的放大率放大的成为Vv-w＜Vv-w(增益)的线电压。

下面，详细说明各比较器的动作。

在第1比较器66a中，将第2放大器80b的输出Vu-v(增益)与第1线电压生成器50a的输出Vw-u进行比较，当Vu-v(增益)≥Vw-u时，就输出低电压(低电平的电压)，当Vu-v(增益)＜Vw-u时，就输出高电压(高电平的电压)，借此生成脉冲信号(磁极位置信号)Up。

同样，在第2比较器66b中，将第3放大器80c的输出Vv-w(增益)与第2线电压生成器50b的输出Vu-v进行比较，当Vv-w(增益)≥Vu-v时，就输出低电压(低电平的电压)，当Vv-w(增益)＜Vu-v时，就输出高电压(高电平的电压)，借此生成脉冲信号(磁极位置信号)Vp。

同样，在第3比较器66c中，将第1放大器80a的输出Vw-u(增益)与第3线电压生成器50c的输出Vv-w进行比较，当Vw-u(增益)≥Vv-w时，就输出低电压(低电平的电压)，当Vw-u(增益)＜Vv-w时，就输出高电压(高电平的电压)，借此生成脉冲信号(磁极位置信号)Wp。

作为各比较器66a、66b、66c，分别最好主要使用比较电路等比较器。

图12是表示利用第1比较器66a将第1线电压生成器50a的输出Vw-u与以(1＋R4/R3)的放大率放大的第2放大器80b的输出Vu-v(增益)进行比较时的转子位置检测的检测时间图。

如图所示，从点H到点J的期间(电气角60度)为开放期间。Vu-v(增益)呈现峰值的点J表示超前角为0度。设以该点J为基准，点H方向的超前角为θ，则由Vw-u与Vu-v(增益)的交点决定的超前角θ可以用下式表示。

θ＝(A/(1＋A))·60                 …(17)

这里，(17)式中的A表示放大率。由(17)式可知，超前角θ由放大率A决定。例如，当A＝1时，在超前角θ＝30度进行检测。另外，如果A＝2，就成为超前角θ＝40度，可以很容易地使转子位置检测的相位超前(按电气角达到超前角30度以上)。

在转子位置检测中，最好设定按电气角使超前角θ超前30度以上，设定为超前40以上更好，设定为超前50度以上则特别好。

如上述那样通过使转子位置检测的相位超前，可以特别是扩大电机的运转范围，从而例如可以提高使用无刷直流电动机的驱动装置的系统设计的自由度。

图13是表示图11所示的电路图中各部分的信号波形的时间图。在图13中，Vw-u(增益)、Vu-v(增益)、Vv-w(增益)分别示出了取放大率A约为4倍的情况。

如图所示，利用转子位置检测器44生成超前角θ设定为超前30度以上的磁极位置信号Up、Vp、Wp。

这里，以得到的上述超前30度以的信号Up、Vp、Wp为基准，通过移相与电机的特性一致的超前角θ(例如，通过使换向的时刻延迟指定的超前角θ)，便可获得最佳的运转控制。

作为移相的方法，不特别限定，例如，可以使用将检测信号用于触发器而计数基准脉冲的计数器的方法或者使用利用微处理器将所希望的移相量存储到ROM等存储装置中、读取并附加与瞬时的转数对应的移相量的方法等。

另外，移相量可以只与转数对比或只与电机电流值对比或者与转数及电机电流值等对比而改变为对电机特性最佳的值。例如，为了满足图5的关系，可以与电机电流值对应地改变移相量。总之，不论在哪种情况下，通过使用本发明的转子位置检测器44，可以将检测信号正确地设定为超前30度以上，所以，超前角设定的范围宽，从而可以扩大运转范围。(实施例2)

下面，参照附图说明本发明的实施例2。

图14是本发明的无刷直流电动机的驱动装置的转子位置检测器的其他结构例的主要部分的电路图。

如图所示，该转子位置检测器44是将第1增益切换装置90a、第2增益切换装置90b、第3增益切换装置90c分别与上述实施例1的转子位置检测器44的第1放大器80a、第2放大器80b、第3放大器80c连接。这些增益切换装置90a、90b、90c分别根据判断电机外加电压的外加电压判断装置101的输出L1在指定的时刻进行切换。

下面，详细说明判断电动机外加电压的外加电压判断装置101的动作。图15是外加电压判断装置101的结构例的电路图。

电动机的外加电压，利用PWM斩波控制通过改变晶体管的斩波开通、斩波关闭的占空比进行调整，所以，在本实施例中，根据该斩波开通、斩波关闭的占空比判断电机外加电压。

如图15所示，从三角波发生电路204输出斩波频率的三角波或锯齿波。并且，决定所希望的占空比的指令电压V0和该三角波发生电路204的输出输入比较器205，由该比较器205将上述指令电压V0与三角波发生电路204的输出进行比较，输出与所希望的占空比对应的矩形波。

在本实施例中，决定所希望的占空比的指令电压V0还输入比较器208。并且，由比较器208将该指令电压V0与设定各增益切换装置90a、90b、90c的切换时刻的基准电压V1进行比较，输出高电压或低电压的输出信号L1。

决定所希望的占空比的方法，不特别限定，在本发明中，除了上述方法以外，例如还可以采用使用基准振荡器及微处理器内部的定时器等方法。

下面，详细说明各增益切换装置的结构和动作。

如图14所示，第1增益切换装置90a是电阻91与模拟开关92串联连接而成，第2增益切换装置90b是电阻93与模拟开关94串联连接而成，第3增益切换装置90c是电阻95与模拟开关96串联连接而成。这对，模拟开关92、94、96随判断电机外加电压的外加电压判断装置101的输出信号L1同时导通、截止，电阻91、93、95随这些模拟开关92、94、96的导通、截止而导通或非导通。

作为模拟开关92、94、96最好使用导通电阻小的MOSFET等开关元件及图16所示的光MOS开关。

光MOS开关可以利用LED206的光使电绝缘的MOSFET207直接开关，可以从微处理器的端口等直接触发LED202，所以，用微处理器构成外加电压判断装置101时，在地线与转子位置检测器44不同的应用中也可以。

如图14所示，第1放大器80a由电阻81、82和放大器83构成。这时，构成为上述第1线电压生成器50a的输出端与放大器83的+输入端子连接，电阻81连接为从放大器83的-输入端子到直流电源Ed的负端接地，电阻82连接在放大器83的输出端子与-输入端子之间，串联连接的电阻91和模拟开关92与电阻82并联地连接在放大器83的输出端子与-输入端子之间的所谓的同相放大器。这里，若令电阻81＝R3，电阻82＝R4，电阻91＝R5，则第1放大器80a的输出Vw-u(增益)可以表示为

Vw-u(增益)＝(1＋Rz/R3)·Vw-u         …(18a)

Rz＝(R4·R5)/(R4＋R5)                …(19)结果，可以获得以由(1＋Rz/R3)之比决定的放大率放大的成为Vw-u＜Vw-u(增益)的线间电压。因此，通过利用模拟开关92将电阻91＝R5切换为导通或非导通，改变(19)式的合成电阻Rz，便可改变由(1＋Rz/R3)之比决定的放大率。

同样，第2放大器80b由电阻84、85和放大器86构成。这时，构成为上述第2线电压生成器50b的输出端与放大器86的+输入端子连接，电阻84连接为从放大器86的-输入端子到直流电源Ed的负端接地，电阻85连接在放大器86的输出端子与-输入端子之间，串联连接的电阻93和模拟开关94与电阻85并联地连接在放大器86的输出端子与-输入端子之间的所谓的同相放大器。这里，若令电阻84＝R3，电阻85＝R4，电阻93＝R5，则第2放大器80b的输出Vu-v(增益)可以表示为

Vu-v(增益)＝(1＋Rz/R3)·Vu-v      …(18b)结果，可以获得以由(1＋Rz/R3)之比决定的放大率放大的成为Vu-v＜Vu-v(增益)的线电压。因此，通过利用模拟开关94将电阻93＝R5切换为导通或非导通，改变(19)式的合成电阻Rz，便可改变由(1＋Rz/R3)之比决定的放大率。

同样，第3放大器80c由电阻87、88和放大器89构成。这时，构成为上述第3线电压生成器50c的输出端与放大器89的+输入端子连接，电阻87连接为从放大器89的-输入端子到直流电源Ed的负端接地，电阻88连接在放大器89的输出端子与-输入端子之间，串联连接的电阻95和模拟开关96与电阻88并联地连接在放大器89的输出端子与-输入端子之间的所谓的同相放大器。这里，若令电阻87＝R3，电阻88＝R4，电阻95＝R5，则第3放大器80c的输出Vv-w(增益)可以表为

Vv-w(增益)＝(1＋Rz/R3)·Vv-w      …(18c)结果，可以获得以由(1＋Rz/R3)之比决定的放大率放大的成为Vv-w＜Vv-w(增益)的线电压。因此，通过利用模拟开关96将电阻95＝R5切换为导通或非导通，改变(19)式的合成电阻Rz，便可改变由(1＋Rz/R3)之比决定的放大率。

另外，将第1、第2、第3增益切换装置90a、90b、90c分别与第1、第2、第3放大器80a、80b、80c的电阻81、84、87并联连接，同样也可以改变放大率。

这时，第1放大器80a的输出Vw-u(增益)可以表为

Vw-u(增益)＝(1＋R4/Rz1)·Vw-u…(20)

Rz1＝(R3·R5)/(R3＋R5)…(21)结果，可以获得以由(1＋Rz/Rz1)之比决定的放大率放大的成为Vw-u＜Vw-u(增益)的线电压。因此，通过利用模拟开关92将电阻91＝R5切换为导通或非导通，改变(21)式的合成电阻Rz1，便可改变由(1＋R4/Rz1)之比决定的放大率。

图17是使用具有图5的特性的埋入磁铁式转子结构的无刷直流电动机实际测量在本发明的结构中改变增益时的电机转矩特性的变化时的曲线图。

如图所示，转矩特性S1是测量超前角0度的结果，S2是测量超前角20度的结果，S3是测量超前角30度的结果，S4是测量超前角40的结果。但是，关于超前角不足30度的转矩特性S1、S2，可以通过将本发明的转子位置检测器44的输出移相而得到。

转矩特性S1是令转位置检测器44的输出为超前角30度，将移相量固定并附加-30度(延迟30度)的特性。转矩特性S2是令转位置检测器44的输出为超前角30度，将移相量固定并附加-10度的特性。

另外，在实验中，是通过手动改变外加电压判断装置101的输出L1分别测量转矩特性S3和S4的。

根据图17的结果可知，转数从超前角0度的最大值8000rpm到超前角40增大为9500rpm，提高了1500rpm。另外，作为转矩，若在7800rpm下进行比较，若以超前角0度的增大转矩为1(0.4N·m)，则在超前角40度时可以得到其大约5倍(1.98N·m)的转矩。

图18是表示在6000rpm下改变超前角θ时的电机效率的曲线图，图19是表示在6000rpm下改变超前角θ时的逆变器效率的曲线图。

这时，图18中的E1、E2、E3分别是在电动机负荷转矩1N·m、电动机负荷转矩2N·m、电动机负荷转矩3N·m下将超前角从20度到40度改变对的电动机效率。另外，图19中的F1、F2、F3分别是在电动机负荷转矩1N·m、电动机负荷转矩2N·m、电动机负荷转矩3N·m下将超前角从20度到40度改变时的逆变器效率。

根据这些结果可知，使超前角从20度超前为40度时的电动机效率降低了约1.5％，逆变器效率降低了约0.5％，所以，综合效率大约降低了2％。

从以上所述可知，在通常的运转中，考虑到效率等，最好是以在额定点输出转矩的电动机电流减小的超前角θ即在额定转矩下电动机的输出转矩成为最大的超前角进行运转，但是，在电动机运转中，当即使多少牺牲一点效率也需要在一点再增加一些转数和转矩时，通过利用设定的电动机外加电压切换到增加超前角一侧，便可扩大运转范围。

在本实施例中，是使用模拟开关和电阻构成增益切换装置的，但是，除此之外，例如还可以用FET取代模拟开关和电阻，采用使该FET在有源区动作可以连续改变电阻值的方法。

另外，在本实施例中是利用电动机外加电压切换增益的，但是，也可以利用电机转数、电动机电流切换增益。(实施例3)

下面，参照附图说明本发明的实施例3。

图20是本发明的1相的放大器(第1放大器)80a的其他结构例的电路图。关于第2、第3放大器80b、80c，由于和该第1放大器80a的结构相同，所以，以后说明从略。

如图所示，本实施例的转子位置检测器44相对于上述实施例1的转子位置检测器44的第1放大器80a的电阻82，是并联地连接n个(n为大于2的整数)增益切换装置901、902、..90n。这些增益切换装置901、902、...90n根据分别设置的n个外加电压判断装置101、102、...10n的输出L1、L2...Ln分别在指定的时刻进行切换。

下面，说明判断电动机外加电压的n个外加电压判断装置101、102、...10n。图21是外加电压判断装置的结构例的电路图。

如图所示，决定所希望的占空比的指令电压V0输入n个比较器301、302...30n。并且，利用n个比较器301、302...30n将该指令电压V0与设定n个增益切换装置901、902...90n的切换时刻的n个基准电压V1、V2...Vn进行比较，并输出高电压或低电压的输出信号L1、L2...Ln。如图20所示，增益切换装置901是由电阻911与模拟开关921串联连接而成。同样，其他增益切换装置902...90n也是分别由电阻912...91n与模拟开关922..92n串联连接而成。模拟开关921...92n分别随判断电机外加电压的外加电压判断装置101...10n的输出信号L1...Ln而导通、截止，以此使电阻911...91n成为导通、非导通。这里，若令电阻81＝R3、电阻82＝R4、n个电阻911...91n＝R511...R51n，则第1放大器80a的输出Vw-u(增益)可以表示为

Vw-u(增益)＝(1＋Rz2/R3)·Vw-u…(22)

Rz2＝1/(1/R4＋1/R511＋…＋1/R51n)…(23)结果，可以获得以由(1＋Rz2/R3)之比决定的放大率放大的成为Vw-u＜Vw-u(增益)的线电压。因此，通过利用模拟开关921...92n将n个电阻911...91n＝R511...R51n切换为导通、非导通而改变(23)式的合成电阻Rz2，可以连续地改变由(1＋Rz2/R3)之比决定的放大率。

另外，将n个增益切换装置901...90n与第1放大器80a的电阻81并联连接同样也可以改变放大率。

这时，第1放大器80a的输出Vw-u(增益)可以表示为Vw-u(增益)＝(1＋R4/Rz3)·Vw-u       …(24)Rz3＝1/(1/R3＋1/R511＋…＋1/R5n)    …(25)结果，可以获得以由(1＋R4/Rz3)之比决定的放大率放大的成为Vw-u＜Vw-u(增益)的线电压。因此，通过利用模拟开关921...92n将n个电阻911...91n＝R511...R51n切换为导通、非导通而改变(25)式的合成电阻Rz3，可以连续地改变由(1＋R4/Rz3)之比决定的放大率。另外，也可以将其与图20的结构组合而使用。这样，在电动机运转中便可分阶段地扩大运转范围。(实施例4)

下面，参照附图说明本发明的实施例4。

图22是本发明的外加电压判断装置和其附近的电路的其他结构例的电路图。

如图所示，在本实施例中，将磁滞电路110附加到上述实施例2的外加电压判断装置101上。

该磁滞电路110主要是由比较器402与触发电路501构成。

决定所希望的占空比的指令电压V0输入比较器402的+输入端子，设定磁滞电平的基准电压VH1输入-输入端子。并且，由比较器402将指令电压V0与基准电压VH1进行比较，当VH1＜V0时，就输出高电压，当VH1≥V0时，就输出低电压。

触发电路501是带预置和清零的D型触发电路，具有独立的数据(D)、预置(PR)、清零(CL)、时钟(CLK)输入端和互补输出Q，NOTQ端。

数据(D)和时钟(CLK)输入GND，固定为低电压。外加电压判断装置101的比较器301的输出C1输入预置(PR)端，比较器402的输出C2输入清零(CL)端，输出NOTQ端如下一级的第1、第2、第3增益切换装置90a、90b、90c。各电压值V0、V1、VH1设定为满足V0(最大值)＞V1＞VH1的关系。

图23是表示比较器301、401和触发电路501的输入输出关系的图。

如图所示，当指令电压V0从低电平开始上升但低于V1、VH1时(状态1)，比较器301的输出为高电压(H)，比较器402的输出为低电压(L)，触发电路501的输出NOTQ为高电压。

其次，当指令电压V0高于VH1时(状态2)，比较器301的输出为高电压，比较器402的输出也为高电压，触发电路501的输出NOTQ为高电压。

这里，设NOTQ为高电压时为第1增益(切换以前的增益)，为低电压时为第2增益(切换后的增益)。

当指令电压V0进一步上升，达到高于V1、VH1时(状态3)，比较器301的输出成为低电压，比较器402的输出成为高电压，触发电路501的输出NOTQ成为低电压。这时，利用下一级的增益切换装置切换为第2增益，以该第2增益进行运转，直至达到V0的最大值。

然后，当指令电压V0从高电平开始下降到低于V1时(状态4)，比较器301的输出为高电压，比较器402的输出为高电压，触发电路501的输出NOTQ为低电压。

当指令电压V0进一步下降，达到低于V1、VH1时(状态5)，比较器301的输出为高电压，比较器402的输出成为低电压，触发电路501的输出NOTQ成为高电压。这时，利用下一级的增益切换装置切换为第1增益，以该第1增益进行运转，直至达到V0的最小值。

图24是表示本实施例约T-N特性的曲线图。在该曲线图中示出了以指令电压V0的最大值为占空比100％时取设定第1增益切换装置90a的切换时刻的基准电压V1＝90％、设定磁滞电平的基准电压VH1＝80％，超前角随放大率A的改变而从30度超前为40度的情况。

在图24中，A1是占空比90％、超前角30度的电动机转矩特性，A2是占空比90％、超前角40度的电动机转矩特性，A3是占空比100％、超前角40度的电动机转矩特性，A4是占空比80％、超前角40度的电动机转矩特性，A5是占空比80％、超前角30度的电动机转矩特性。

如图所示，使占空比上升时，占空比从0％到90％，电机以超前角30度进行运转。即，占空比不足90％时，电机在A1的内侧(曲线的原点一侧)的区域内运转。当占空比达到90％时，超前角从30度切换为40度，这样，占空比便保持90％，并且电动机的转数上升，转移到A2的转矩特性上。即，占空比为90％时，电动机在A2上进行运转。

并且，占空比从90％到100％，电动机以超前角40度进行运转。这时，电机在A2与A3之间的区域内进行运转。

当使占空比下降时，利用磁滞回路110使超前角的切换时刻从上升时的占空比90％改变为80％。

因此，当使占空比下降时，占空比从100％到80％，电动机以超前角40度进行运转。即，当占空比超过80％时，电动机在A3与A4之间的区域内进行运转。

当占空比成为80％时，超前角从40度切换为30度，这样，占空比便保持80％，电动机的转数下降，转移到A5的转矩特性上。即，占空比为80％时，电动机在A5上进行运转。

并且，占空比从80％到0％，电动机以超前角30度进行运转。这时，电动机在A5的内侧(曲线的原点一侧)的区域内进行运转。

这样，在本实施例中，通过利用指令电压V0的上升、下降在外加电压判断装置的输出时刻具有磁滞，便可扩大运转范围，同时可以任意地在扩大的区域进行运转。

另外，在本实施例中，是将磁滞回路110附加到实施例2的外加电压判断装置101上，但是，本发明不限于图示的结构，例如，也可以对上述实施例3的n个外加电压判断装置101...10n附加n个磁滞回路。(实施例5)

下面，参照附图说明本发明的实施例5。

图25是本发明的无刷直流电动机的驱动装置的驱动控制装置45的结构例的框图。

如图所示，驱动控制装置45由驱动逆变器43的逆变器驱动电路8、与转子位置检测器44的检测时刻一致地输出无刷直流电动机40的驱动信号模式的输出模式发生电路9、根据转数指令11输出设定PWM斩波控制的斩波开通、斩波关闭的比率(斩波开通、斩波关闭的比率是可变的)的PWM信号P1的PWM控制电路(PWM发生电路)10、斩波开通检测装置71、开放相选择装置72和边缘检测装置73构成。

在本实施例中，转子位置检测装置44的输出(磁极位置信号)Up、Vp、Wp分别由斩波开通检测装置71与PWM斩波控制的斩波开通时刻一致地进行检测。

并且，利用开放相选择装置72与输出模式发生电路9的当前的驱动信号模式输出一致地选择斩波开通检测装置71的输出的开放相。

边缘检测装置73保持(检测)该开放相选择装置72的输出(开放相信号)P2中所需要的任意一点的边缘。该边缘检测装置73的输出(检测信号)P4和PWM控制电路10的输出(PWM信号)P1分别输入输出模式发生电路9。

并且，下一个驱动信号模式从输出模式发生电路9输入逆变器驱动电路8，由该逆变器驱动电路8根据该驱动信号模式分别驱动逆变器43的各晶体管Ta+、Tb+、Tc+、Ta-、Tb-、Tc-。

图26是斩波开通检测装置71、开放相选择装置72和边缘检测装置73的结构例的电路图，图27是表示图26所示的电路的动作的时间图。

如这些图所示，斩波开通检测装置71由用于将上述转子位置检测装置44的输出Up、Vp、Wp变换为与直流电源Ed绝缘的检测信号Ups、Vps、Wps的绝缘耦合器70a，70b，70c、由3个“与”电路101，102，103构成的“与”门100和由3个“异”电路111，112，113构成的“异”门110构成。上述检测信号Ups、Vps、Wps和上述PWM信号P1输入“与”门100。从“与”门100作为PWM信号P1的斩波开通期间的信号成分输出数据信号(脉冲信号)Ups+、Vps+、Wps+。其逻辑式为下述(26a)、(26b)、(26c)式。

Ups+＝Ups·P1          (26a)

Vps+＝Vps·P1          (26b)

Wps+＝Wps·P1          (26c)

上述数据信号数据信号Ups+、Vps+、Wps+和上述PWM信号P1输入“异”门110。从“异”门110作为相对于上述PWM信号P1的斩波开通期间的信号成分Ups+、Vps+、Wps+电气角分别延迟了180度相位的斩波开通期间的信号成分输出数据信号Ups-、Vps-、Wps-。其逻辑式为下述(27a)、(27b)、(27c)式。

【式2】Ups-＝NOT(Ups+)·P1＋Ups+·NOT(P1)…(27a)Vps-＝NOT(Vps+)·P1＋Vps+·NOT(P1)…(27b)Wps-＝NOT(Wps+)·P1＋Wps+·NOT(P1)…(27c)

其中，NOT(Ups+)、NOT(Vps+)、NOT(Wps+)、NOT(P1)分别表示Ups+、Vps+、Wps+、P1的否定。

这些数据信号Ups+、Vps+、Wps+、Ups-、Vps-、Wps-是与在斩波开通期间出现的反电动势及尖脉冲电压对应的信号。

开放相选择装置72由数据选择器121、由3个“与”电路201，202，203构成的“与”门200和“或”门210构成。

数据信号Ups+、Vps+、Wps+、Ups-、Vps-、Wps-作为数据选择器121的数据信号输入数据选择器121。

另一方面，在该开放相选择装置72中，根据从输出模式发生电路9输出的驱动信号模式Tad+、Tbd+、Tcd+、Tad-、Tbd-、Tcd-生成开放相选择信号S1、S2、S3。

这对，从输出模式发生电路9输出的驱动信号模式Tad+、Tbd+、Tcd+、Tad-、Tbd-、Tcd-输入“与”门200，由该“与”门200生成信号K1、K2、K3。这些信号K1、K2、K3输入“或”门210，由“或”门210生成开放相选择信号S1。另外，作为开放相选择信号S2，使用驱动信号模式Tbd+，作为开放相选择信号S3，使用Tcd+。K1、K2、K3和S1的逻辑式分别为下述(28a)、(28b)、(28c)、(29)式。

K1＝Tad+·Tcd-              (28a)

K2＝Tbd+·Tad-              (28b)

K3＝Tcd+·Tbd-              (28c)

S1＝K1＋K2＋K3              (29)

这些开放相选择信号S1、S2、S3分别输入数据选择器121，由数据选择器121按照图28所示的真值表只选择上述数据信号Ups+、Vps+、Wps+、Ups-、Vps-、Wps-的各个开放期间，输出开放相信号P2。该开放相信号P2输入边缘检测装置73。

边缘检测装置73主要由单稳态多谐振荡器311和单稳态多谐振荡器312构成。

上述开放相信号P2首先输入单稳态多谐振荡器311。该单稳态多谐振荡器311与开放相信号P2的最初的脉冲的边缘(上升边)同步地触发，进而与顺序输入的脉冲的边缘同步地再触发，这样，便输出由外加电阻R1和外加电容器C1的时间常数t1决定的脉冲宽度的脉冲信号P3。

该单稳态多谐振荡器311的输出即脉冲信号P3输入单稳态多谐振荡器312。该单稳态多谐振荡器312与脉冲信号P3的最初的脉冲的边缘同步地触发，这样，便输出由外加电阻R2和外加电容器C2的时间常数t2决定的脉冲宽度的脉冲信号(检测信号)P4。

这里，开放相信号P2作为与上述PWM信号P1的斩波周期的开通期间同步的信号而被检测。在开放相信号P2中包含检测边缘和由尖脉冲电压引起的边缘。该尖脉冲电压也与斩波周期的开通期间同步地出现，电动机电流随无刷直流电动机的负荷运转而增加，因此，在斩波周期的开通期间内时间宽度增加，脉冲边缘也增加。

该尖脉冲电压的发生时刻与换向时刻一致，所以，相邻的检测边缘和由尖脉冲电压引起的边缘，发生时间有小于斩波周期的时间差。因此，由单稳态多谐振荡器311形成相对于开放相信号P2具有时间常数t1的脉冲宽度的波形。单稳态多谐振荡器311的时间常数t1的设定条件最好满足下述(30)式。

1.5T＜t1(＝C1·R1)＜2.0T        (30)

其中，T表示由PWM信号P1的斩波频率fc决定的斩波周期T(T＝1/fc)。

结果，便可得到脉冲信号P3。该脉冲信号P3的上升边与超前角θ超前30度以上的转子位置检测信号对应。

这里，假定超前角θ超前30度的检测位置为移相30度的换向的情况，则从脉冲信号P3的上升边到其下降边的期间(脉冲信号P3的脉冲宽度)便由超前30度的检测边和在换向后的回流模式下出现的尖脉冲电压的影响所决定。

单稳态多谐振荡器312只检测脉冲信号P3的上升边，输出由时间常数t2决定的脉冲宽度的检测信号P4。

结果，只检测开放相信号P2的最初的脉冲的上升边即最初的检测边，在无刷直流电动机的运转中，与有无负荷无关，总是可以得到正确的超前30度以上的转子位置检测信号即检测信号P4。

这样，在本实施例中，在转子位置检测器44的输出中，除了应检测的转子磁极位置的信号外，即使还包含在换向后的回流模式下出现的尖脉冲电压，也可以准确而可靠地检测转子磁极位置，从而可以总是进行正常的运转。

另外，在本实施例中，是利用逻辑元件选择开放相，但是，本发明不限于图示的结构。例如，使用微处理器等时，由于开放相在输出的驱动信号模式中是唯一地确定的，所以，也可以构成为在与驱动模式的输出同时从微处理器输出开放相选择信号，数据选择器121根据该开放相选择信号只选择数据信号Ups+、Vps+、Wps+、Ups-、Vps-、Wps-的各个开放期间，输出开放相信号P2。

另外，也可以是将上述数据信号直接读入微处理器、在微处理器内部进行所有的处理的结构。(实施例6)

下面，参照附图说明本发明的实施例6。

图29是本发明的无刷直流电动机的驱动装置的其他结构例的框图。对于与上述实施例5的共同点，说明从略，只说明不同点。

如图所示，本实施例的无刷直流电动机的驱动装置从根据转子位置检测器44的磁极位置信号Up、Vp、Wp而生成的检测信号P4中检测无刷直流电动机40的转数，通过根据该转数设定适当的相位疑以高效率在很宽的范围内进行运转。

在本实施例中，控制部(移相量设定装置)400与边缘检测装置73的输出端连接，输出模式发生电路9与控制部400的输出端连接。这时，检测信号P4从边缘检测装置73输入控制部400，控制部400根据该检测信号P4控制输出模式发生电路9的动作。

控制部400例如由具有将各输入信号变换为数字信号的A/D变换器、I/O(输入/输出)端口、定时计数器(定时器)、CPU和ROM及EEPROM等存储器的微处理器构成，根据边缘检测装置73的检测信号设定适当的移相量。

这时，在由控制部400的最后修正处理过的移相量决定的时刻输出换向信号，根据该换向信号从输出模式发生电路9输出下一个驱动信号模式Tad+、Tbd+、Tcd+、Tad-、Tbd-、Tcd-。

具体地说来，当进行表面磁铁式转子结构的无刷直流电动机的驱动(id＝0控制)时，例如，将转子位置检测器44的检测点(检测时刻)设定为电气角超前30度，利用控制部400移相(延迟)30度。这样，便可总是在超前角0度的位置进行驱动(换向)。

另外，在磁铁埋入式转子结构的无刷直流电动机的驱动中，为了扩大高转数区域的运转范围时(减弱励磁控制)，例如，可以按如下方式处理。

将转子位置检测器44的检测点(检测时刻)设定为电气角超前40度以上，在低、中转数区域利用控制部400移相指定角度，例如，在超前角超前20度的位置进行驱动，进行灵活运用磁阻转矩的效率高的运转。另一方面，在高转数区域，利用控制部400与转数对应地移相指定角度。这样，直至移相0即超前角超前40度以上的位置都可以扩大运转范围。

上述低、中转数区域的移相量本来必须根据电动机电流或负荷转矩等决定，但是，在本实施例中，在低、中转数区域设定为额定负荷的效率高的移相量。

下面，说明无刷直流电动机40的驱动控制的换向时刻的控制。

图30是表示1换向循环的控制部400的动作的流程图。下面，说明该流程图。首先，从根据转子位置检测器44的磁极位置信号Up、Vp、Wp而生成的检测信号P4中测量无刷直流电动机40的转数(转子42的转数)，读入该转数(S101)。

在S101测量相邻的2个检测信号P4的间隔即从检测信号P4的上升边到下一个检测信号P4的上升边的时间，根据该测量值计算无刷直流电动机40的转数。

然后，根据该转数从装配在控制部400内部的存储器读出移相量的数据(S102)。

这时，在上述存储器中预先列表存储着与通过实验等收集的与转数对应的移相量的数据，在S102，从该存储器读出与转数对应的适当的移相量的数据。上述移相量的数据以换算为时间的数据存储起来。

然后，根据上述读出的移相量设定定时时间(S103)。

接着，便开始进行定时计数(S104)。

然后，判断是否经过了定时时间(定时结束)(S105)。

在上述S105，当判定尚未经过定时时间时，就回到S104，继续进行定时计数(S104)，再次判断是否经过了定时时间(S105)。

在上述S105，当判定已经过了定时时间时，就输出换向信号(S106)。

至此，1个换向循环的程序(控制动作)即告结束。

这样，在本实施例中，由于转子位置检测器44的检测点可以设定为电气角超前30度以上，所以，可以扩大无刷直流电动机40的运转范围。

另外，由于可以利用控制部400使换向的点移相(延迟)指定角度，所以，可以提高低、中转数区域的运转效率。

并且，移相量(使换向延迟的时间)可以根据转数自动地设定，所以，可以容易而可靠地进行更精密的运转控制。

在本实施例中，控制部400主要是进行转数的读入、移相的数据的存储、定时计数等，但是，在本发明中，除此之外，控制部400也可以构成为一并进行PWM控制电路10、输出模式发生电路9的动作和转数指令11的读入以及其他数字信号的处理等。(实施例7)

下面，参照附图说明本发明的实施例7。

图31是本发明的无刷直流电动机的驱动装置的其他结构例的框图。对于和上述实施例6的共同点，说明从略，只说明不同点。

如图所示，本实施例的无刷直流电动机的驱动装置除了上述实施例6的结构外，还具有检测电动机电流的电流检测器401。这时，电动机电流由电流检测器401进行检测，该电动机电流的检测值(电动机电流值)从电流检测器401输入控制部400。

下面，说明无刷直流电动机40的驱动控制的换向时刻的控制。

图32是表示1换向循环的控制部400的动作的流程图。下面，根据该流程图进行说明。

首先，从根据转子位置检测器44的磁极位置信号Up、Vp、Wp而生成的检测信号P4中测量无刷直流电动机40的转数(转子42的转数)，不读入该转数(P101)。

在该P101，测量相邻的2个检测信号P4的间隔即从检测信号P4的上升边到下一个检测信号P4的上升边的时间，根据该测量值计算无刷直流电动机40的转数。

然后，读入电动机电流值(P102)。

接着，根据上述转数和电动机电流值从装配在控制部400内部的存储器中读出移相量的数据(P103)。

这时，在上述存储器中预先列表存储着通过实验等收集的与转数和电动机电流值对应的移相量的数据，在P103，从该存储器中读出与转数和电动机电流值对应的适当的移相量的数据。上述移相量的数据以换算为时间的数据存储起来。

然后，根据上述读出的移相量设定定时时间(P104)。

接着，开始进行定时计数(P105)。

然后，判断是否经过了定时时间(定时结束)(P106)。

在上述P106，当判定尚未经过定时时间时，就回到P105，继续进行定时计数(P105)，再次判断是否经过了定时时间(P106)。

在上述P106，当判定已经过了定时时间时，就输出换向信号(P107)。

至此，1换向循环的程序(控制动作)即告结束。

这样，在本实施例中也和上述实施例6一样，由于转子位置检测器44的检测点可以设定为电气角超前30度以上，所以，可以扩大无刷直流电动机40的运转范围，由于可以利用控制部400将换向的点移相(延迟)指定角度，所以，可以提高低、中转数区域的运转效率。

另外，在本实施例中，移相量(使换向延迟的时间)可以根据转数自动地设定，所以，可以容易而可靠地进行更精密的运转控制。

因此，不仅可以扩大高转数区域的运转范围，同时，特别是还可以提高低、中转数区域的运转效率。另外，还可以在整个运转范围(不进行减弱励磁运转时)内进行高效率运转(特别是对于埋入磁铁式转子结构的电机的情况有利)。

在本实施例中，控制部400主要是进行转数的读入、移相的数据的存储、定时计数、电动机电流值的读入(A/D变换)等，但是，在本发明中，除此之外，控制部400也可以构成为一并进行PWM控制电路10、输出模式发生电路9的动作和转数指令11的读入以及其他数字信号的处理等。

如上所述，按照本发明的无刷直流电动机的驱动装置，可以将转子位置检测信号正确地设定为电气角超前30度以上。因此，扩大了可以设定超前角的范围(角度范围)，这样，便可扩大无刷直流电动机的运转范围，另外，还可以改善效率。

另外，当具有外加电压判断装置和第1、第2、第3增益切换装置时，可以改变第1、第2、第3放大器的线电压的放大率，所以，可以进一步扩大运转范围。

另外，当具有n个外加电压判断装置(n是大于2的整数)和n个增益切换装置时，在电动机运转只可以分阶段地扩大运转范围。

另外，当在上述外加电压判断装置中附设磁滞回路时，可以扩大运转范围，并且可以任意地在扩大的区域内进行运转。

另外，当具有与PWM斩波控制的斩波开通时刻一致地检测转子位置检测器的信号的斩波开通检测装置、与开放相一致地选择斩波开通检测装置的信号的开放相选择装置和根据开放相选择装置的信号检测指定的边缘的边缘检测装置时，可以特别准确而可靠地检测转子的磁极位置，因此，可以进行正常的运转。

另外，当构成为利用转子位置检测器检测指定的转子的磁极位置并在转子转动了指定的移相量之后输出换向信号时，可以很容易地扩大无刷直流电动机的运转范围，另外，还可以提高效率。

Claims (12)

1.一种具有将3相电枢绕组线U、V、W进行星形连接的定子、利用永久磁铁构成磁极对的转子、备有多个半导体开关元件的120度通电式的逆变器、检测在上述定子的电枢绕组线端发生的端电压并生成与上述转子的磁极位置对应的信号的转子位置检测器和根据上述转子位置检测器的信号进行由上述逆变器利用PWM斩波控制的速度调整的驱动控制装置的无刷直流电动机的驱动装置，其特征在于：上述转子位置检测器具有根据上述定子的电枢绕组线端的端电压生成电枢绕组线W-U间的线电压Vw-u的第1线电压生成器、生成电枢绕组线U-V间的线电压Vu-v的第2线电压生成器、生成电枢绕组线V-W间的线电压Vv-w的第3线电压生成器、放大从上述第1线电压生成器输出的关于线电压Vw-u的信号的第1放大器、放大从上述第2线电压生成器输出的关于线电压Vu-v的信号的第2放大器、放大从上述第2线电压生成器输出的关于线电压Vv-w的信号的第3放大器、将关于上述线电压Vw-u的信号与从上述第2放大器输出的信号进行比较的第1比较器、将关于上述线电压Vu-v的信号与从上述第3放大器输出的信号进行比较的第2比较器和将关于上述线电压Vv-w的信号与从上述第1放大器输出的信号进行比较的第3比较器。

2.按权利要求1所述的无刷直流电动机的驱动装置，其特征在于：设流过上述定子的电枢绕组线的电流在d-q坐标系中相对于q轴的相位角为电流相位角θ时，上述转子位置检测器检测上述电流相位角θ于电气角超前30度以上的指定的上述转子的磁极位置。

3.按权利要求1或2所述的无刷直流电动机的驱动装置，其特征在于：无刷直流电动机的驱动装置的特征在于：当关于上述线电压Vw-u的信号大于从上述第2放大器输出的信号时，上述第1比较器输出高电平的信号，当关于上述线电压Vu-v的信号大于从上述第3放大器输出的信号时，上述第2比较器输出高电平的信号，当关于上述线电压Vv-w的信号大于从上述第1放大器输出的信号时，上述第3比较器输出高电平的信号。

4.按权利要求1～3的任一项所述的无刷直流电动机的驱动装置，其特征在于：上述转子位置检测器具有判断电动机外加电压的外加电压判断装置和根据该外加电压判断装置的信号改变上述第1、第2和第3放大器的增益的第1、第2和第3增益切换装置。

5.按权利要求1～3的任一项所述的无刷直流电动机的驱动装置，其特征在于：上述转子位置检测器具有判断电动机外加电压的n个(n为大于2的整数)外加电压判断装置和根据该外加电压判断装置的信号改变上述第1、第2和第3放大器的增益的n个增益切换装置。

6.按权利要求4或5所述的无刷直流电动机的驱动装置，其特征在于：在上述外加电压判断装置中附设磁滞回路。

7.按权利要求1～6的任一项所述的无刷直流电动机的驱动装置，其特征在于：上述驱动控制装置具有与PWM斩波控制的斩波开通时一致地检测上述转子位置检测器的信号的斩波开通检测装置、与开放相一致地选择上述斩波开通检测装置的信号的开放相选择装置和根据上述开放相选择装置的信号检测指定的边缘的边缘检测装置。

8.按权利要求1～7的任一项所述的无刷直流电动机的驱动装置，其特征在于：当利用上述转子位置检测器检测到指定的上述转子的磁极位置时，就与该检测同步地输出换向信号。

9.按权利要求1～7的任一项所述的无刷直流电动机的驱动装置，其特征在于：从利用上述转子位置检测器检测到指定的上述转子的磁极位置到上述转子转动指定的移相量后，输出换向信号。

10.按权利要求9所述的无刷直流电动机的驱动装置，其特征在于：具有设定上述移相量的移相量设定装置。

11.按权利要求10所述的无刷直流电动机的驱动装置，其特征在于：利用上述移相量设定装置进行的移相量的设定至少根据上述转子的转数进行改变。

12.按权利要求10所述的无刷直流电动机的驱动装置，其特征在于：利用上述移相量设定装置进行的移相量的设定至少根据上述转子的转数和电动机电流进行改变。

Images