CN113489334A - 基于二次侧有源回路的高压直流变换器及其控制方法 - Google Patents

基于二次侧有源回路的高压直流变换器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本公开提供一种基于二次侧有源回路的高压直流变换器及其控制方法。变换器，包括：一次侧电路；变压器；二次侧电路，包括：励磁电感、谐振电感、开关支路，包括反向串联的第一开关和第二开关；谐振电容支路，包括串联的第一电容和第二电容，开关支路的第二端连接于第一电容和第二电容的连接点；滤波电容支路，与谐振电容支路并联，包括串联的第三电容和第四电容，谐振电感的第二端连接于第三电容和第四电容的连接点；第一钳位二极管与第一电容并联，第二钳位二极管与第二电容并联。根据本公开，能够实现一次侧的大输入电流所造成的功率损耗可以最小化，高压二次侧的电流应力较小，谐振电容的等效串联电阻所产生的损耗也将大大降低。

Description

基于二次侧有源回路的高压直流变换器及其控制方法
技术领域
本公开涉及直流变换技术领域，尤其涉及一种基于二次侧有源回路的高压直流变换器及其控制方法。
背景技术
在隔离式高升压变流器的应用领域中，一次侧的大电流通常占变换器功率损耗中的很大占比。因为在现有的技术方案中，为了实现高效率，常采用能够全范围实现软开关的LLC谐振变换器拓扑配合高升压匝比的变压器实现。然而，LLC谐振变换器的谐振腔位于一次侧，当输入电压较低时，随着功率的增大、谐振腔内的电流也相应增大，这就导致了谐振腔(谐振电感、谐振电容)的电流应力相应增加，同时产生的损耗也相应增大。
发明内容
有鉴于此，本公开的目的在于提出一种基于二次侧有源回路的高压直流变换器及其控制方法。
基于上述目的，本公开的第一方面，提供了一种基于二次侧有源回路的高压直流变换器，包括：
一次侧电路，用于产生高频电压方波；
变压器，包括一次侧线圈和二次侧线圈，其中，所述一次侧线圈与所述一次侧电路连接；
二次侧电路，与所述二次侧线圈连接，包括：
励磁电感，连接于所述二次侧线圈的两端；
谐振电感，所述谐振电感的第一端连接于所述二次侧线圈的第一端；
开关支路，包括反向串联的第一开关和第二开关，所述开关支路的第一端连接于所述二次侧线圈的第二端；
谐振电容支路，包括串联的第一电容和第二电容，所述开关支路的第二端连接于所述第一电容和所述第二电容的连接点；
滤波电容支路，与所述谐振电容支路并联，包括串联的第三电容和第四电容，所述谐振电感的第二端连接于所述第三电容和所述第四电容的连接点；
第一钳位二极管和第二钳位二极管，其中，所述第一钳位二极管与所述第一电容并联，所述第二钳位二极管与所述第二电容并联。
可选地，所述一次侧电路包括全桥结构、半桥结构或推挽结构。
可选地，所述一次侧电路包括开关S1-S4，其中，开关S1和开关S2串联形成第一桥臂，开关S3和开关S4串联形成第二桥臂，第一桥臂和第二桥臂并联，开关S1和开关S2的连接点与一次侧线圈的第一端连接，开关S3和开关S4的连接点与一次侧线圈的第二端连接。
可选地，第一电容和第二电容的容值相同，所述变换器的电压增益包括：
M＝2N(1+2RLCrfs)，其中fs表示开关频率，RL表示负载电阻，N表示变压器的匝比，Cr表示第一电容和第二电容的容值。
可选地，所述谐振电感Lr的范围包括：
Figure BDA0003155257540000021
其中，td为死区时间。
本公开第二方面，提供了根据第一方面所述的基于二次侧有源回路的高压直流变换器的控制方法，包括：
在第一时间段内，开关S1-S4、所述第一开关、所述第二开关、所述第一钳位二极管和所述第二钳位二极管均关断，所述第一电容、所述第二电容与连接于第一电容和所述第二电容之间的负载形成回路。
可选地，在第二时间段内，开关S1、开关S4和所述第一开关导通，开关S2、开关S3和所述第二开关、所述第一钳位二极管和所述第二钳位二极管均关断，二次侧电路中谐振电感、第一电容、第三电容形成第一谐振回路，谐振电感、第二电容和第四电容形成第二谐振回路。
可选地，在第三时间段内，开关S1、开关S4、所述第一开关和所述第一钳位二极管导通，开关S2、开关S3和所述第二开关、所述第二钳位二极管均关断，二次侧电路中谐振电感、所述第一开关、所述第一钳位二极管、所述第三电容、所述第四电容与负载形成回路。
可选地，在第四时间段内，开关S1、开关S4、所述第一开关导通，开关S2、开关S3和所述第二开关、所述第一钳位二极管和所述第二钳位二极管均关断，二次侧电路中所述第三电容、所述第四电容与负载形成回路。
可选地，在第五时间段至第八时段内，对所述开关S1-S4、所述第一开关和所述第二开关实现基于与所述第一时间段至第四时段对称的控制。
从上面所述可以看出，本公开提供的基于二次侧有源回路的高压直流变换器及其控制方法，通过将谐振回路从变压器一次低压侧移到二次高压侧从而实现一次侧的大输入电流所造成的功率损耗可以最小化，高压二次侧的电流应力较小，谐振电容的等效串联电阻所产生的损耗也将大大降低。
附图说明
为了更清楚地说明本公开或相关技术中的技术方案，下面将对实施例或相关技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本公开的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为根据本公开实施例的基于二次侧有源回路的高压直流变换器的示意性结构图；
图2-图9示出了根据本公开实施例的高压直流变换器在不同运行模态的电路状态示意图；
图10为根据本公开实施例的高压直流变换器在稳态运行过程中相应的关键点波形。
具体实施方式
为使本公开的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本公开进一步详细说明。
需要说明的是，除非另外定义，本公开实施例使用的技术术语或者科学术语应当为本公开所属领域内具有一般技能的人士所理解的通常意义。本公开实施例中使用的“第一”、“第二”以及类似的词语并不表示任何顺序、数量或者重要性，而只是用来区分不同的组成部分。“包括”或者“包含”等类似的词语意指出现该词前面的元件或者物件涵盖出现在该词后面列举的元件或者物件及其等同，而不排除其他元件或者物件。“连接”或者“相连”等类似的词语并非限定于物理的或者机械的连接，而是可以包括电性的连接，不管是直接的还是间接的。
传统的隔离式高升压变换器的应用中，一次侧的大电流通常占变换器功率损耗中的很大占比。有鉴于此，本公开实施例提供了一种基于二次侧有源回路的高压直流变换器，具有有源二次侧准谐振回路，一次侧电路只需简单的全桥、半桥或推挽结构即可实现。因此，该基于二次侧有源回路的高压直流变换器可以将一次侧的损耗控制在较小的范围内。变换器的谐振腔(谐振电感、电容)设置在二次侧，因此，谐振电容的电流应力、以及二次侧电流所造成的功率损耗也可以大大减小。由于谐振电容中电流应力的减小，与传统的变换器具有一次侧谐振腔相比，本公开实施例提供的基于二次侧有源回路的高压直流变换器中的谐振电容数量也有所减少。
参见图1，图1示出了根据本公开实施例的基于二次侧有源回路的高压直流变换器的示意性结构图。如图1所示，基于二次侧有源回路的高压直流变换器，包括：
一次侧电路110，用于产生高频电压方波；
变压器120，包括一次侧线圈121和二次侧线圈122，其中，所述一次侧线圈121与所述一次侧电路110连接；
二次侧电路130，与所述二次侧线圈122连接，包括：
励磁电感Lm，连接于所述二次侧线圈122的两端；
谐振电感Lr，所述谐振电感Lr的第一端连接于所述二次侧线圈122的第一端；
开关支路，包括反向串联的第一开关S5和第二开关S6，所述开关支路的第一端连接于所述二次侧线圈122的第二端；
谐振电容支路，包括串联的第一电容C1和第二电容C2，所述开关支路的第二端连接于所述第一电容C1和所述第二电容C2的连接点；
滤波电容支路，与所述谐振电容支路并联，包括串联的第三电容C3和第四电容C4，所述谐振电感Lr的第二端连接于所述第三电容C3和所述第四电容C4的连接点；
第一钳位二极管D1和第二钳位二极管D2，其中，所述第一钳位二极管D1与所述第一电容C1并联，所述第二钳位二极管D2与所述第二电容C2并联。
在一些实施例中，一次侧电路110可以采用全桥结构、半桥结构或推挽结构实现，用以产生高频电压方波。例如，如图1所示，一次侧电路110可以包括：包括开关S1-S4的全桥结构，其中，开关S1和开关S2串联形成第一桥臂，开关S3和开关S4串联形成第二桥臂，第一桥臂和第二桥臂并联，开关S1和开关S2的连接点与一次侧线圈121的第一端连接，开关S3和开关S4的连接点与一次侧线圈121的第二端连接。
在一些实施例中，一次侧线圈121与二次侧线圈122的匝数比为1：N。
在一些实施例中，如图2所示，激励源Vg可以为电压源。
在一些实施例中，如图2所示，RL可以为负载。
在一些实施例中，第一电容C1和第二电容C2可以相等。
其中，如图1所示，第一电容C1和第二电容C2为谐振电容；第三电容C3和第四电容C4作为滤波电容，其容值可视为无穷大，仅为谐振过程提供低阻抗路径，不参与谐振过程。此外，第三电容C3和第四电容C4的电压可以认为是恒定的，等于输出电压的一半。因此，谐振腔由C1,C2和Lr组成。励磁电感Lm这里假设为无穷大。
在一些实施例中，所述第一开关和所述第二开关包括可控开关。例如，IGBT，MOS管等。
在一些实施例中，基于二次侧有源回路的高压直流变换器，还可以包括：控制器，所述控制器控制第一开关、第二开关、开关S1-S4中的至少一个。需要说明的是，所述控制器可以独立于所述变换电路，也可以与所述变换器在同一装置中实现，在此不做限制。
在一些实施例中，所述控制器可以通过软件、硬件、固件或者其组合实现，可以使用电路、单个或多个为特定用途集成电路(Application Specific Integrated Circuit，ASIC)、数字信号处理器(Digital Signal Processor，DSP)、数字信号处理装置(DigitalSignal Processing Device，DSPD)、可编程逻辑装置(Programmable Logic Device，PLD)、现场可编程门阵列(Field Programmable Gate Array，FPGA)、中央处理器(CentralProcessing Unit，CPU)、控制器、微控制器、微处理器中的至少一种。
参见图2-图9，图2-图9示出了根据本公开实施例的高压直流变换器在不同运行模态的电路状态示意图。图2-图9中的实际电流方向用箭头表示，参考正方向定义如图1的箭头方向所示。根据本公开实施例的高压直流变换器中S1、S4和S5脉冲一致，S2、S3和S6脉冲一致，两组脉冲之间相位互差180°，每组脉冲占空比为50％，其在稳态运行过程中相应的关键点波形如图10所示。
根据本公开实施例的基于二次侧有源回路的高压直流变换器在一个开关周期内的工作模态一共可分为8种，其中，前4种和后4种模态是对称的。
如图2所示，模式I(t0<t<t1):在t0时刻，所有开关管关断，直到死区时间td结束后，S1、S4、S5才开始导通，在这段区间内，范围从t0至t1。在Lm足够大的假设下，死区时间内一次侧和二次侧绕组电流均为零，这就为开关实现零电流开通提供了充分条件。
如图3所示，模式II(t1<t<t2)：在t1时刻，S1、S4、S5上施加开通的驱动信号。此时二次侧绕组电压vAB可以计算为NVg，其中N表示变压器匝比，Vg表示输入电压。此时，谐振电流iLr从零开始增大，流过S5的漏源极、以及S6的体二极管。所以，S5在t1时刻实现了零电流开通。需要说明的是，二次侧电流在此阶段流过两条谐振路径:一条由Lr、C1、C3组成。另一条路径由Lr、C2和C4组成。由于C3和C4为滤波电容，其容值较大，因此谐振过程由Lr、C1和C2决定。由于一次侧绕组电流ip与iLr形状相同，S1和S4在t1也实现了零电流开通。
如图4所示，模式III(t2<t<t3):在t2时刻，vC2等于Vo,vC1减小到零，因此D1导通而D2仍处于关断状态。谐振过程在t2时刻停止。在二次侧绕组电压vAB和滤波电容电压vC3的作用下，电感电流iL呈线性下降，其中vAB＝NVg,vC3＝Vo/2。相应地，iD1与iLr、以及S6的体二极管中的电流都具有相同的衰减速率。所以，D1和S6的体二极管都可以实现零电流关断。与此同时，二极管的反向恢复问题也得到了解决。
如图5所示，模式IV(t3<t<t4)：在t3时刻，电感电流iLr下降到零。S5仍然导通，但是此时已经没有电流流过。所以输出侧和输入侧实现了功率解耦。在这个阶段内，负载仅由输出滤波器电容C3和C4提供电流。在t4时刻，变换器同时关断了S1、S4、S5，由于此时电路中一次侧、二次侧均不存在电流，因此开关管实现了零电流关断。
如图6-图9所示，模式V(t4<t<t5)、模式VI(t5<t<t6)、模式VII(t6<t<t7)到模式VIII(t7<t<t8)分别对称于上述模态I和模态IV，在此不再赘述。
由此可见，根据本公开实施例的高升压变换器，减少了一次侧器件的数量，并且提高了变换效率。变换器的一次侧电路只需简单的全桥、半桥或推挽结构即可实现。因此可以将一次侧的损耗控制在较小的范围内。变换器的谐振腔(谐振电感、电容)设置在二次侧，因此，谐振电容的电流应力、以及二次侧电流所造成的功率损耗也可以大大减小。由于谐振电容中电流应力的减小，与传统具有一次侧谐振腔的变换器相比，所提出的变换器中的谐振电容数量也有所减少。
如图1所示，变换器中电容C1、C2为谐振电容，其值相等，可以均设为Cr。当采用如图2-图9所示的准谐振控制方法时，变换器的电压增益表达式M可包括：
M＝2N(1+2RLCrfs) (1)
其中，fs表示开关频率，RL表示负载电阻，N表示变压器的匝比。如果定义变量fm、Q分别表示归一化频率和品质因数如式(2)、(3)，则变换器增益M也可以写为(4)。
Figure BDA0003155257540000071
Figure BDA0003155257540000072
Figure BDA0003155257540000073
为了保证变换器运行在文中所描述的准谐振工作状态，变换器的主电路参数设计需遵从以下约束条件，即谐振电感Lr不得超出不等式右边所示范围。
Figure BDA0003155257540000074
综上所述，基于将谐振回路从变压器一次低压侧移到二次高压侧的概念，本公开实施例提出的基于二次侧有源回路的高压直流变换器，具有简单的拓扑结构。一次侧只存在开关管，没有任何无源元件，因此，当应用作为低压输入、高压输出的高增益隔离变换器时，一次侧的大输入电流所造成的功率损耗可以最小化。由于高压二次侧的电流应力较小，谐振电容的等效串联电阻所产生的损耗也将大大降低。谐振电感与变压器相串联，因此也可以利用变压器的漏感实现该电路拓扑中的谐振电感功能。此外，励磁电感取值较大的假设也同时要求变压器的气隙尽可能小，这就避免了气隙附近所带来的漏磁在绕组中造成的损耗。该变换器的所有开关管均可以实现零电流开通和零电流关断，二极管的电流衰减斜率受电感制约，因此其反向恢复损耗的问题也得以解决。
需要说明的是，上述对本公开的一些实施例进行了描述。其它实施例在所附权利要求书的范围内。在一些情况下，在权利要求书中记载的动作或步骤可以按照不同于上述实施例中的顺序来执行并且仍然可以实现期望的结果。另外，在附图中描绘的过程不一定要求示出的特定顺序或者连续顺序才能实现期望的结果。在某些实施方式中，多任务处理和并行处理也是可以的或者可能是有利的。
所属领域的普通技术人员应当理解：以上任何实施例的讨论仅为示例性的，并非旨在暗示本公开的范围(包括权利要求)被限于这些例子；在本公开的思路下，以上实施例或者不同实施例中的技术特征之间也可以进行组合，步骤可以以任意顺序实现，并存在如上所述的本公开实施例的不同方面的许多其它变化，为了简明它们没有在细节中提供。
另外，为简化说明和讨论，并且为了不会使本公开实施例难以理解，在所提供的附图中可以示出或可以不示出与集成电路(IC)芯片和其它部件的公知的电源/接地连接。此外，可以以框图的形式示出装置，以便避免使本公开实施例难以理解，并且这也考虑了以下事实，即关于这些框图装置的实施方式的细节是高度取决于将要实施本公开实施例的平台的(即，这些细节应当完全处于本领域技术人员的理解范围内)。在阐述了具体细节(例如，电路)以描述本公开的示例性实施例的情况下，对本领域技术人员来说显而易见的是，可以在没有这些具体细节的情况下或者这些具体细节有变化的情况下实施本公开实施例。因此，这些描述应被认为是说明性的而不是限制性的。
尽管已经结合了本公开的具体实施例对本公开进行了描述，但是根据前面的描述，这些实施例的很多替换、修改和变型对本领域普通技术人员来说将是显而易见的。例如，其它存储器架构(例如，动态RAM(DRAM))可以使用所讨论的实施例。
本公开实施例旨在涵盖落入所附权利要求的宽泛范围之内的所有这样的替换、修改和变型。因此，凡在本公开实施例的精神和原则之内，所做的任何省略、修改、等同替换、改进等，均应包含在本公开的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种基于二次侧有源回路的高压直流变换器，包括：
一次侧电路，用于产生高频电压方波；
变压器，包括一次侧线圈和二次侧线圈，其中，所述一次侧线圈与所述一次侧电路连接；
二次侧电路，与所述二次侧线圈连接，包括：
励磁电感，连接于所述二次侧线圈的两端；
谐振电感，所述谐振电感的第一端连接于所述二次侧线圈的第一端；
开关支路，包括反向串联的第一开关和第二开关，所述开关支路的第一端连接于所述二次侧线圈的第二端；
谐振电容支路，包括串联的第一电容和第二电容，所述开关支路的第二端连接于所述第一电容和所述第二电容的连接点；
滤波电容支路，与所述谐振电容支路并联，包括串联的第三电容和第四电容，所述谐振电感的第二端连接于所述第三电容和所述第四电容的连接点；
第一钳位二极管和第二钳位二极管，其中，所述第一钳位二极管与所述第一电容并联，所述第二钳位二极管与所述第二电容并联。
2.根据权利要求1所述的基于二次侧有源回路的高压直流变换器，其中，所述一次侧电路包括全桥结构、半桥结构或推挽结构。
3.根据权利要求2所述的基于二次侧有源回路的高压直流变换器，所述一次侧电路包括开关S1-S4，其中，开关S1和开关S2串联形成第一桥臂，开关S3和开关S4串联形成第二桥臂，第一桥臂和第二桥臂并联，开关S1和开关S2的连接点与一次侧线圈的第一端连接，开关S3和开关S4的连接点与一次侧线圈的第二端连接。
4.根据权利要求1所述的基于二次侧有源回路的高压直流变换器，其中，第一电容和第二电容的容值相同，所述变换器的电压增益包括：
M＝2N(1+2RLCrfs)，其中fs表示开关频率，RL表示负载电阻，N表示变压器的匝比，Cr表示第一电容和第二电容的容值。
5.根据权利要求4所述的基于二次侧有源回路的高压直流变换器，其中，所述谐振电感Lr的范围包括：
Figure FDA0003155257530000021
其中，td为死区时间。
6.根据权利要求3-5任一项所述的基于二次侧有源回路的高压直流变换器的控制方法，包括：
在第一时间段内，开关S1-S4、所述第一开关、所述第二开关、所述第一钳位二极管和所述第二钳位二极管均关断，所述第一电容、所述第二电容与连接于第一电容和所述第二电容之间的负载形成回路。
7.根据权利要求6所述的基于二次侧有源回路的高压直流变换器的控制方法，包括：
在第二时间段内，开关S1、开关S4和所述第一开关导通，开关S2、开关S3和所述第二开关、所述第一钳位二极管和所述第二钳位二极管均关断，二次侧电路中谐振电感、第一电容、第三电容形成第一谐振回路，谐振电感、第二电容和第四电容形成第二谐振回路。
8.根据权利要求7所述的基于二次侧有源回路的高压直流变换器的控制方法，包括：
在第三时间段内，开关S1、开关S4、所述第一开关和所述第一钳位二极管导通，开关S2、开关S3和所述第二开关、所述第二钳位二极管均关断，二次侧电路中谐振电感、所述第一开关、所述第一钳位二极管、所述第三电容、所述第四电容与负载形成回路。
9.根据权利要求8所述的基于二次侧有源回路的高压直流变换器的控制方法，包括：
在第四时间段内，开关S1、开关S4、所述第一开关导通，开关S2、开关S3和所述第二开关、所述第一钳位二极管和所述第二钳位二极管均关断，二次侧电路中所述第三电容、所述第四电容与负载形成回路。
10.根据权利要求9所述的基于二次侧有源回路的高压直流变换器的控制方法，包括：
在第五时间段至第八时段内，对所述开关S1-S4、所述第一开关和所述第二开关实现基于与所述第一时间段至第四时段对称的控制。
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Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6262897B1 (en) * 1999-10-29 2001-07-17 Sony Corporation Switching power circuit with secondary side parallel and series resonance
CN102012481A (zh) * 2010-10-12 2011-04-13 中国电力科学研究院 一种新型换流阀模块晶闸管级试验方法
TWM449408U (zh) * 2012-11-08 2013-03-21 Chung Shan Inst Of Science 二次側串聯諧振全橋直流／直流轉換器
CN106685235A (zh) * 2017-02-14 2017-05-17 上海蔚来汽车有限公司 双向dc/dc功率变换器
CN109698612A (zh) * 2019-02-19 2019-04-30 东南大学 一种适用于高频应用的谐振门极驱动电路
CN210608928U (zh) * 2019-10-28 2020-05-22 北方工业大学 一种高增益变换电路
CN111525828A (zh) * 2020-05-20 2020-08-11 太原理工大学 基于虚拟同步电机的双向隔离型谐振功率变换器控制方法

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6262897B1 (en) * 1999-10-29 2001-07-17 Sony Corporation Switching power circuit with secondary side parallel and series resonance
CN102012481A (zh) * 2010-10-12 2011-04-13 中国电力科学研究院 一种新型换流阀模块晶闸管级试验方法
TWM449408U (zh) * 2012-11-08 2013-03-21 Chung Shan Inst Of Science 二次側串聯諧振全橋直流／直流轉換器
CN106685235A (zh) * 2017-02-14 2017-05-17 上海蔚来汽车有限公司 双向dc/dc功率变换器
CN109698612A (zh) * 2019-02-19 2019-04-30 东南大学 一种适用于高频应用的谐振门极驱动电路
CN210608928U (zh) * 2019-10-28 2020-05-22 北方工业大学 一种高增益变换电路
CN111525828A (zh) * 2020-05-20 2020-08-11 太原理工大学 基于虚拟同步电机的双向隔离型谐振功率变换器控制方法

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