CN1134100C

CN1134100C - 零电压开关双pwm变频器

Info

Publication number: CN1134100C
Application number: CNB001195263A
Authority: CN
Inventors: 陈国呈
Original assignee: SHANGHAI XINYUAN VARIABLE FREQUENCY ELECTRICAL APPLIANCE CO Ltd
Current assignee: Xinyuan Variable Frequency Electric Appliance Co., Ltd., Shanghai
Priority date: 2000-07-28
Filing date: 2000-07-28
Publication date: 2004-01-07
Anticipated expiration: 2020-07-28
Also published as: CN1336716A

Abstract

本发明涉及一种三相电压型脉宽调制(PWM)变频器，其特征在于主回路的中间环节是一个零电压开关电路，桥臂上各半导体功率开关器件的开通都落在主回路上直流电压为零的区间里发生，各半导体功率开关器件的动作是由PWM生成电路6或由微处理机3生成的PWM脉冲来触发驱动，除具有一般双PWM变频器优点外，减缓了电压变化率，降低了开关损耗，消除了因硬开关引起的电磁干扰。

Description

零电压开关双PWM变频器

本发明涉及一种三相电压型脉宽调制(PWM)变频器。

传统的电压型PWM变频器，其输入侧的AC-DC变流器是采用不可控的二极管整流器(见图1)，输入电流里含有严重的谐波成分，造成输入功率因数低、谐波污染严重。为了克服这些缺点，一般采用硬开关双PWM变频方案(见图2)。该方案虽能提高功率因数，但是，其急剧变化的电压和电流使半导体功率开关器件承受很大的电应力，造成严重的电磁干扰，半导体功率器件开关损耗也很大。

本发明的目的是要提供一种零电压开关双PWM变频器，既能保持高功率因数，又能抑制电磁干扰，减少半导体功率器件的开关损耗。

本发明的目的是这样实现的：一种零电压开关双PWM变频器，具有输入侧AC-DC变流器、输出侧DC-AC逆变器、位于输入侧与输出侧之间的中间环节所构成的主回路和微处理机、微处理机与主回路之间的电压电流检测及处理电路、半导体功率开关器件驱动电路、PWM脉冲生成电路；电压电流检测及处理电路的输入端分别接于三相电源的R端、S端、T端，电压电流检测及处理电路的输出端接微处理机的A/D转换输入端，微处理机输出端接到驱动电路的一个输入端，驱动电路中与此输入端对应有二个输出端，其一接主回路的中间环节V_C1IGBT的控制极，其二接主回路的中间环节V_C2IGBT的控制极；PWM脉冲生成器的脉冲信号输出端分别接到驱动电路的另一输入端，驱动电路中与此输入端对应的输出端分别接到主回路AC-DC变换器的V₁、V₂、V₃、V₄、V₅、V₆IGBT的控制极和主回路DC-AC逆变器的V₇、V₈、V₉、V₁₀、V₁₁、V₁₂IGBT的控制极；其特征在于主回路的中间环节是一个零电压开关电路，它由半导体功率开关器件V_C1、V_C2，二极管VD_C1、VD_C2，电容C_d1、C_d2及电感L_r组成，半导体功率开关器件V_C1发射极接直流母线P极和二极管VD_C1的阳极，半导体功率开关器件V_C1集电极接电容C_d1和二极管VD_C1阴极，电容C_d1另一端接电容C_d2和电感L_r，电容C_d2另一端接直流母线N极；半导体功率开关器件V_C2集电极接直流母线P极和二极管VD_C2的阴极，半导体功率开关器件V_C2发射极接二极管VD_C2阳极和电感L_r的另一端；变流器和逆变器的每个半导体功率器件上并联一个缓冲电容；桥臂上各半导体功率开关器件的开通都落在主回路上直流电压为零的区间里发生。

所述的零电压开关双PWM变频器的PWM脉冲生成电路可以采用硬件组成，PWM脉冲生成电路由电压比较器U₁、U₂，反相器U₃，驱动器U₄、U₅及电流过零检测器构成；锯齿波的输入分两路，一路直接连接电压比较器U₁的反相端，另一路经电阻R₁后接至反相器U₃的反相端，反相器U₃的同相端接地，反相器U₃的反相端经电阻R₂接至反相器U₃的输出端，该输出端接至电压比较器U₂的反相端；调制波e_u的输入也分两路，一路接电压比较器U₁的同相端，另一路接电压比较器U₂的同相端；U₁的输出端接至驱动器U₄输入端，比较器U₂的输出端接至驱动器U₅输入端；驱动器U₄的输出端接一“或门”U₆的一个输入端，驱动器U₅输出端接或门U₆的另一个输入端；或门U₆的输出端分两路，一路驱动逆变器的上桥臂的半导体功率开关器件IGBT，另一路经一反相器U₇后驱动逆变器的下桥臂的半导体功率器件IGBT；相电流i_u输入经电流过零检测器后接到驱动器U₄的正选通端和驱动器U₅负选通端。

所述的零电压开关双PWM变频器，PWM脉冲生成电路可以采用微处理机模拟电路，另设有一给出相电流i的极性转变识别信号的电流极性判别电路，该电流极性判别电路由反相门U₁、或门U₂、三输入或非门U₃、延时电路、死区时间形成电路、电阻R₃、光电耦合器U₄、电阻R₄、施密特整形器U₅、反相门U₆、与门U₇、U₈、或门U₉、D触发器U₁₀所构成；驱动半导体功率开关器件V_C1IGBT的控制信号输出端经反相门U₁后接至或门U₂输入端，驱动半导体功率开关器件V_C2IGBT的控制信号输出端直接接至或门U₂另一端输入端，或门U₂输出端接至三输入或非门U₃的一个输入端；PWM控制信号输出端接至死区时间形成电路，死区时间形成电路信号输出端分两路，其一接至三输入或非门U₃的一个输入端，同时接至驱动逆变器的上桥臂的半导体功率器件V₇IGBT，其二送至三输入或非门U₃的另一个输入端，同时接至驱动逆变器的下桥臂的半导体功率器件V₁₀IGBT；三输入或非门U₃的输出端接至延时电路，延时电路的输出端分两路，一路接与门U₇的一个输入端，另一路接与门U₈的一个输入端；由主电路逆变桥输出端U和直流负母线N检出的电压U_UN，其U端经电阻R₃后接光电耦合器U₄的二极管阳极，N端接该二极管阴极；光电耦合器U₄的三极管集电极接控制电源V_cc，其发射极经电阻R₄接控制电源的地端，该发射极经施密特整形器U₅后分两路，其一接与门U₇另一输入端，其二经反相门U₆反相后送与门U₈的另一输入端；与门U₇的输出端接或门U₉的一个输入端，与门U₈的输出端接或门U₉的另一个输入端；或门U₉的输出接D触发器U₁₀的时钟端和微处理机控制信号输入端，D触发器U₁₀的 Q端接至D端，Q端接微处理机控制端。

本发明的技术效果在于：除具有一般硬开关双PWM变频器高功率因数外，利用缓冲电容和零电压开关电路之间的谐振动作，使所有半导体功率器件都在直流母线上电压为零时开通，且由于并联的缓冲电容存在，这些半导体功率器件的关断总是在零电压情况下开始的，从而实现零电压开通和零电压关断，大大减缓电压的变化率，降低半导体功率器件的开关损耗；又由于以零电压开关替代硬开关动作，消除了因硬开关引起的电磁干扰。

下面结合本发明的实施例及其附图作进一步的说明。

图1是已知的带二极管整流器的变频器主电路。

图2是已知的三相硬开关变流器-逆变器主电路。

图3是本发明实施例一的主电路及控制框图。

图4是本发明实施例二的主电路及控制框图。

图5是实施例一中的PWM脉冲生成电路图(U相)。

图6是实施例二中的电流极性判别电路图(U相)。

图7是本发明主电路等效电路图。

图8是图7的等效电路图。

图9是主电路的谐振动作模式。

图10是谐振时的波形图。

图11是锯齿波PWM调制示意图。

图12是逆变器U相电流流向示意图。

图13是锯齿波的切换示意图。

图14是用软件方法实现PWM调制(U相)的脉冲波形图。

图15是正斜率调制示意图。

图16是负斜率调制示意图。

图3所示的实施例一，一种零电压开关双PWM变频器，具有输入侧AC-DC变流器、输出侧DC-AC逆变器、位于输入侧与输出侧之间的中间环节所构成的主回路和微处理机3、微处理机3与主回路之间的电压电流检测及处理电路4、半导体功率开关器件驱动电路7、PWM脉冲生成电路6。电压及电流检测电路4的输出端接微处理机3的A/D转换输入端，微处理机3输出端接到驱动电路7的一个输入端，驱动电路7中与此输入端对应有二个输出端，其一接主电路的中间环节V_C1IGBT的控制极，其二接主电路的中间环节V_C2IGBT的控制极；PWM脉冲生成器6的脉冲信号输出端分别接到驱动电路7的另一输入端，驱动电路7中与此输入端对应的输出端分别接到主电路AC-DC变换器的V₁、V₂、V₃、V₄、V₅、V₆IGBT的控制极和主电路DC-AC逆变器的V₇、V₈、V₉、V₁₀、V₁₁、V₁₂IGBT的控制极。三相电源1的输出端子R、S、T分别经电感L_R、L_S、L_T接到AC-DC变流器的R’、S’、T’端子上。R’桥臂上、下分别接有半导体功率器件V₁和V₄，V₁上并联有二极管VD₁和缓冲电容C₁，V₄上并联有二极管VD₄和缓冲电容C₄；S’桥臂上、下分别接有半导体功率器件V₂和V₅，V₂上并联有二极管VD₂和缓冲电容C₂，V₅上并联有二极管VD₅和缓冲电容C₅；T’桥臂上分别接有半导体功率器件V₃和V₆，V₃上并联有二极管VD₃和缓冲电容C₃，V₆上并联有二极管VD₆和缓冲电容C₆；V₁、V₂、V₃的集电极都接到直流母线的正极P上，V₄、V₅、V₆的发射极都接到直流母线的负极N上。

变频器的输出侧，即DC-AC逆变器部分的结构与AC-DC变流器类似，其输出端U、V、W与用作负载2(如三相电机)的绕组输入端相接。U桥臂上、下分别接有半导体功率器件V₇和V₁₀，V₇上并联有二极管VD₇和缓冲电容C₇，V₁₀上并联有二极管VD₁₀和缓冲电容C₁₀；V桥臂上、下分别接有半导体功率器件V₈和V₁₁，V₈上并联有二极管VD₈和缓冲电容C₈，V₁₁上并联有二极管VD₁₁和缓冲电容C₁₁；W桥臂上、下分别接有半导体功率器件V₉和V₁₂，V₉上并联有二极管VD₉和缓冲电容C₉，V₁₂上并联有二极管VD₁₂和缓冲电容C₁₂；V₇、V₈、V₉的集电极都接到直流母线的正极P上，V₁₀、V₁₁、V₁₂的发射极都接到直流母线的负极N上。

中间环节是一个零电压开关电路，半导体功率器件V_C1的发射极和V_C2的集电极都接到直流母线的正极P上。V_C1与二极管VD_C1并联后，其集电极接电容C_d1，C_d1的另一端与电容C_d2相接，C_d2的另一端与直流母线的负极N连接。C_d1与C_d2的连接点与电感L_r连接。V_C2与二极管VD_C2并联后，其发射极与上述电感L_r的另一端相接。

图4所示的实施例二与实施例一的主回路、微处理机3、电压电流检测及处理电路4、半导体功率开关器件驱动电路7相同。

本发明是利用缓冲电容和零电压开关电路之间的谐振动作，使所有半导体功率器件都在直流母线上电压为零时开通。为了说明主电路的谐振动作，可以用等效电路图7来表示。由于变流器-逆变器的载波频率远高于电网频率和逆变器的输出频率，因此可以认为在一个载波周期内变流器的输入电流和逆变器的输出电流是恒定的，从而可以用恒电流源I_S和I_L来表示输入电流和输出电流。且由于C_d1、C_d2容量很大，在一个载波周期里C_d1、C_d2上的电压基本一定，为方便起见，图7中分别用E_d/2来表示C_d1、C_d2上的电压。图7中的Vs、VDs、Cr分别表示变流器和逆变器的功率开关、续流二极管和缓冲电容。由于三相桥的上下臂功率开关总有一方接通，故图7中取Cr＝3Cs。在Cr的电压Ucr为零期间，三相桥的功率开关进行动作切换。由于系统工作时，变流器和逆变器的开关切换动作是同步进行的，因此图7可以进一步用图8等效电路来表示，此时Cr＝6Cs。下面分析图8的开关动作，它由9个模式组成，如图9所示。谐振时电感Lr的电流波形和缓冲电容Cr的电压波形如图10所示。

Mode a(～Vc2＝on)：(～t1)

稳态时Vc1导通，直流电源I_S和E_d提供负载电流I_L，且i_Lr＝0，U_cr＝E_d。

Mode b(V_c2＝on～V_c1＝off)：(t₁～t₂)

在t₁时刻让V_c2导通，则L_r上施加有E_d/2电压，L_r的电流在增加，显然V_c2的导通是以ZVS、ZCS方式进行的。当i_Lr＝I_r1(I_r1为设定值，I_r1＞I_L)时，关断V_c1。

Mode c(V_c1＝off～VD_s＝on)：(t₂～t₃)

在t₂时刻关断V_c1，则L_r、C_r间产生谐振，电容C_r上电荷经L_r和负载I_L放电，电压U_cr逐渐下降。由于L_r上的电压等于E_d/2，所以V_c1的关断是以ZVS方式进行的。当U_cr＝0时，二极管VD_s导通。

Mode d(VD_s＝on～VD_c2＝on)：(t₃～t₄)

由于VD_s的导通，L_r的能量转移到电源E_d/2上，i_Lr逐渐减小，直至i_Lr＝0。

Mode e(VD_c2＝on～VD_s＝off，V_s＝on)：(t₄～t₅)

电源E_d/2经二极管VD_c2向L_r积蓄电能。由于L_r上施加有E_d/2电压，方向与模式b时恰相反，故i_Lr方向发生颠倒，且逐步增大。此间让V_c2关断，显然该动作是在ZVS状态下进行的。在t₅时刻，i_Lr等于负载I_L，二极管VD_s关断。

Mode f(VD_s＝off，V_s＝on～V_s＝off)：(t₅～t₆)

为了使后面的谐振能完整进行，必须给开关V_s以瞬间的短路，使L_r继续施加E_d/2电压，i_Lr继续增大。

Mode g(V_s＝off～VD_c1＝on)：(t₆～t₇)

在t₆时刻，i_Lr等于设定值I_r2，关断V_s，则C_r和L_r间又发生谐振。V_s的导通与关断都是在母线间电压为零时进行的，故其开关动作属于ZVS。由于i_Lr＞I_L，i_Lr开始向C_r充电，直至U_cr＝E_d。

Mode h(VD_c1＝on～VD_c1＝off，V_c1＝on)：(t₇～t₈)电容C_r停止充电，二极管VD_c1导通，L_r中多余能量返回直流电源E_d/2。此时让V_c1导通，显然V_c1的动作是以ZVS方式进行的。L_r的电流在向电源回馈过程中逐渐减小。

Mode i(VD_c1＝off，V_c1＝on～VD_c2＝off)：(t₈～t₉)

当i_Lr＜I_L时，二极管VD_c1关断，直流电源I_S和E_d同时向负载I_L提供电流。直至i_Lr＝0时，则负载电流I_L完全由E_d提供。

前已述及，变流器和逆变器桥臂上各功率器件的导通都是借零电压开关电路谐振期间直流母线P、N上电压为零时进行的，其导通为零电压导通。另一方面，各功率器件上都并联有缓冲电容，其关断在任何时候进行都必然是零电压方式。因此，对这些器件的关断可以放在任何时候进行。对于三相PWM变流器一逆变器来说，在各载波周期，每相桥臂上下的功率器件都必须分别导通和关断一次。

本发明是使用锯齿波作为载波与调制波生成PWM脉冲来控制各功率器件的导通和关断，参见图11(a)所示，虽然三相调制波与锯齿波斜边的交点在不同时刻，但与后沿的相交总是在锯齿波后沿时点上(称后沿调制)。由于功率器件的关断可以在任意时刻进行，从而可以让三相功率器件的开通集中放在锯齿波的后沿时刻进行。这样，如图中所示，锯齿波就有着相同的周期，从而可以以固定周期触发V_C1、V_C2，使之发生谐振，方便了控制电路的设计。图中阴影部分表示零电压开关电路谐振期间，在此期间，各有关功率器件触发导通。由于锯齿波有固定周期，每个周期里只有一次谐振，即只有一次阴影(或电压为零)，从而减少了直流母线P、N间零电压输出的次数，相应地也提高了变频器的电压利用率。

对PWM变频器，习惯上有如下定义，即当调制波信号大于载波信号时，触发变流器或逆变器的上桥臂功率器件导通，与此同时封锁对应下桥臂的器件导通，上下桥臂触发脉冲时序如图11(a)所示。

当i_u＞0时，U₊＝1使i_u从P极经V₇流入负载2的绕组L_u，如图12(a)实线所示，U-＝0使V₁₀关断。U₊触发结束后，即U₊＝0，U_-＝1时，V₇关断，V₁₀虽然触发导通，但由于L_u里电流i_u不会突然改变方向，i_u将改道由N极经VD₁₀流进L_u，换句话说，此时V₁₀和VD₇都没有发挥作用。

当i_u＜0时，U_-＝1使i_u从负载2的绕组L_u里流出，经V₁₀到N极，如图12(b)实线所示，U₊＝0使V₇关断。U_-触发结束后，即U_-＝0，U₊＝1时，V₁₀关断，V₇重又导通，同样道理，由于L_u里电流i_u不会突然改变方向，i_u将改道从L_u经VD₇进入P极，此时V₇和VD₁₀也都没有发挥作用。

从以上分析可以看出，当i_u＞0时，U₊使V₇刚好在图11(a)锯齿波后沿处开始导通，即正好在零电压开关电路谐振期间导通；而V₁₀可以在任何时候导通，因为有VD₁₀的旁路作用，使V₁₀的导通毫无关系。而当i_u＜0时，V₁₀和VD₇的导通却至关重要。如果仍按图11(a)的控制策略使V₁₀触发导通，则U_-的脉冲前沿都不在锯齿波的后沿(阴影区)处，即无法使V₁₀在谐振期间开通。为此，须将锯齿波的方向调头，如图11(b)所示，这样V₁₀的开通就可以调整到在锯齿波的上升沿(阴影)处，即谐振期间发生。

综上，本发明的载波必须是方向相对/相背反复交错排列的锯齿载波，如图13所示，图中从上到下依次为i_u、i_v、i_w与锯齿载波的调制示意图。当电流i_u＞0时，用正斜率的锯齿载波；当电流i_u＜0时，用负斜率的锯齿载波。

在双PWM变频器中，变流器和逆变器共有6个相，因此有6列锯齿载波，见图13，每列锯齿载波根据各自电流极性的变化切换，方向相对/相背反复交错地排列着。这6列锯齿载波由编制程序做到严格同步，使6组阴影区重迭，如图13中垂直虚线所示。这样，主电路的谐振期间全部落在阴影区内，供零电压开关动作。这些动作是由PWM生成电路6或由微处理机3生成的PWM脉冲来触发驱动的，因6个相的电路和过程相同，以下说明仅以U相为例。

本发明的两个实施例采用两种PWM脉冲的生成方法，实施例一的PWM脉冲由硬件电路生成，设有PWM脉冲生成电路6；实施例二的PWM脉冲由微处理机3软件生成，设有电流极性判别电路5。由硬件PWM脉冲生成电路6或由微处理机3软件生成的PWM脉冲信号经半导体功率开关器件驱动电路7后驱动主电路上各功率开关器件。

参见图3和图5，实施例一采用的PWM脉冲生成电路6(U相)是由电压比较器U₁、U₂，反相器U₃，驱动器U₄、U₅及电流过零检测器构成的电路所组成。输入的锯齿波(U相)分两路，一路直送电压比较器U₁的反相端，另一路经电阻R₁后送至反相器U₃的反相端，U₃的同相端接地，U₃的反相端经电阻R₂接至U₃的输出端，该输出端接至电压比较器U₂的反相端；输入的调制波e_u也分两路，一路送电压比较器U₁的同相端，另一路送电压比较器U₂的同相端；U₁的输出端接至驱动器U₄输入端，U₂的输出端接至驱动器U₅输入端；U₄的输出端接一“或门”U₆的一个输入端，U₅输出端接U₆的另一个输入端；U₆的输出端分两路，一路驱动逆变器的上桥臂的半导体功率开关器件V₇的IGBT，另一路经一反相器U₇后驱动逆变器的下桥臂的半导体功率器件V₁₀的IGBT；u相电流i_u被电流过零检测器检测后送到驱动器U₄的正选通端和驱动器U₅负选通端。如图5所示，U相正斜率锯齿波经反相器U₃倒相后生成负斜率锯齿波，正负斜率锯齿波同时进入比较器U₁、比较器U₂的反相端“-。U相调制波信号电压e_u同时进入比较器U₁、U₂的正相端“+”，U₁的输出端接缓冲器U₄的输入，U₂的输出端接缓冲器U₅的输入。另一方面，由电流互感器(系PWM变频器的常用件，图中未示)检测到的U相电流i_u经过零检测电路处理后形成极性判别电平。在相电流i_u＞0时，采用正斜率锯齿波与调制波e_u比较产生PWM脉冲，选通U₄，即选择正斜率锯齿波调制的PWM脉冲；在相电流i_u＜0时，采用经反相器U₃倒相后生成的负斜率锯齿波与调制波e_u比较产生PWM脉冲，选通U₅，即选择负斜率锯齿波调制的PWM脉冲。两路脉冲最终都经过或门U₆送出，用于触发功率器件V₇和V₁₀。

另二相(V、W相)的由硬件电路生成的PWM脉冲与U相原理相同。

实施例二的PWM脉冲由微处理机3软件生成，系统设有一个给出相电流i的极性转变识别信号的电流极性判别电路5，根据相电流i的极性的不同采用不同的载波。参见图4和图6，电流极性判别电路5由反相门U₁、或门U₂、三输入或非门U₃、延时电路、死区时间形成电路、电阻R₃、光电耦合器U₄、电阻R₄、施密特整形器U₅、反相门U₆、与门U₇、U₈、或门U₉、D触发器U₁₀所构成，驱动半导体功率开关器件V_C1IGBT的控制信号经反相门U₁后接至或门U₂输入端，驱动半导体功率开关器件V_C2IGBT的控制信号直接接至或门U₂另一输入端，或门U₂输出端接至三输入或非门U₃的一个输入端；PWM控制信号送至死区时间形成电路，死区时间形成电路输出两个信号，其一送至三输入或非门U₃的一个输入端，同时去驱动逆变器的上桥臂的半导体功率器件V₇的IGBT，其二送至三输入或非门U₃的另一个输入端，同时去驱动逆变器的下桥臂的半导体功率器件V₁₀的IGBT；三输入或非门U₃的输出端接至一延时电路，延时电路的输出端分两路，一路接与门U₇的一个输入端，另一路接与门U₈的一个输入端；由主电路逆变桥输出端U和直流负母线N检出的电压U_UN，其U端经电阻R₃后接光电耦合器U₄的二极管阳极，N端接该二极管阴极；光电耦合器U₄的三极管集电极接控制电源V_cc，其发射极经电阻R4接控制电源的地端，该发射极经施密特整形器U₅后分两路，其一，接与门U₇另一输入端，其二，经反相门U₆反相后送与门U₈的另一输入端；与门U₇的输出接或门U₉的一个输入端，与门U₈的输出接或门U₉的另一个输入端；或门U₉的输出接D触发器U₁₀的时钟端或去微处理机控制信号输入端，D触发器U₁₀的 Q端接至D端，Q端去微处理机控制端。

参见图14所示的用微处理机3软件实现的U相PWM脉冲波形图，其中图14(a)所示的连续单增PWM调制方式，当i_u＞0时必须采用图14(a)锯齿波调制，由它生成的PWM脉冲如图14(c)、(d)所示。当i_u＜0时，必须采用图14(b)所示的锯齿波调制，由它生成的PWM脉冲如图14(e)、(f)所示。但微处理机3不具备图14(b)所示的PWM调制功能。本发明采用用e_u′＝1-e_u代替e_u，且赋予图14(c)相反有效极性的定义，则可摒弃图14(b)，继续沿用图14(a)所示的正斜率锯齿波实现i_u＜0时的PWM调制，如图14(g)，由其生成的PWM脉冲如图14(h)、(i)，它与图14(e)、(f)完全一样，从而使i_u＜0时V₁₀的开通也能落在正斜率锯齿波的垂直后沿处(谐振期间)。这种方法只需采用正斜率锯齿波，便可同时满足对i_u＞0和i_u＜0的调制。

在变频器里，为了防止上下桥臂功率器件(如图12(a)的V₇、V₁₀)直通，一般都必须设置死区时间T_d(Dead Time)，当i_u＞0时，如图12(a)所示，在T_d期间，半导体功率器件V₇、V₁₀都不导通，i_u经VD₁₀流入L_u，U点电位U_u近乎为零；反之，当i_u＜0时，如图12(b)所示，i_u从L_u里流出，经二极管VD₇到达P极，U点电位U_u近乎P点电平。但是以上情况不适合于零电压开关电路谐振期间，因为谐振期间P、N间电压总是零，即U_u也是零，因此本发明用图6所示的电路来实现电流极性判别。

当用正斜率锯齿波为载波时，同时参见图6、图15，图6中的虚框是表示死区时间形成电路。图15(a)为正斜率锯齿波PWM调制，图15中信号波e_u与载波锯齿波比较生成PWM脉冲，如图15(g)所示，经图6的死区时间形成电路处理后，生成触发V₇、V₁₀的电压如图15(h)、(i)。由图10知道，谐振的发生是由V_c1、V_c2触发信号决定的，在t₁时刻，V_C2有一正跳变触发，如图15(c)；t₅之后V_C1也有一正跳变触发，如图15(b)，经图6的U₁反相后如图15(e)，在U₂逻辑或之后，得图15(f)波形。谐振期间，P、N间电压U_PN为零，如图15(d)。此后，在i_u＞0时，V₇的触发导通使U_UN＝E_d，见图15(j)及图6的U_UN。由于光耦管U₄的迟延效应，a点电位U_a较U_UN滞后(一般2～3μS)，如图15(k)。当i_u＜0时，V₇的触发导通也使U_UN＝E_d，但由图12(b)知道，此时U_UN的后沿延迟一个T_d时间后才下降到零，比较图15(n)、(j)，此时的U_a如图15(o)。如果将U_c适当延时生成U_d，如图15(m)，则U_d、U_a相与后得到U_R，如图15(p)，它由图6中U₇的R端输出。

电流极性判别电路5能检测出正斜率锯齿波PWM调制下电流从i_u＞0到i_u＜0时的第一次极性(从正到负)转变的识别信号U_R，并指令控制系统由正斜率锯齿波PWM调制转为负斜率锯齿波PWM调制，如图16(a)所示。

图16所示的控制机理与图15相同，比较图16(g)与图15(g)，可见区别在于PWM调制脉冲的极性顺序相反，由其生成的V₇、V₁₀触发脉冲如图16(h)、(i)。当i_u＞0时，U_UN、U_a如图16(j)、(k)所示；i_u＜0时，U_UN、U_a如图16(o)、(p)所示。U_a倒相后为U_b，i_a＞0与i_a＜0时的U_b如图16(λ)、(q)，显然，图16(λ)的脉冲下降沿比图16(q)滞后T_d时间。由图6的U₃检测到的T_d时间信号U_C如图16(m)，适当延时U_C，得U_d，如图16(n)。U_d与图16(λ)的U_b相与，可得负斜率锯齿波PWM调制下电流从i_u＜0到i_u＞0时的第一次极性(从负到正)变化的识别信号U_S，如图16(r)，它由图6中U₈的S端输出，并指令控制系统由负斜率锯齿波PWM调制转为正斜率锯齿波PWM调制，即返回图15(a)的调制。

Claims

1、一种零电压开关双PWM变频器，具有输入侧AC-DC变流器、输出侧DC-AC逆变器、位于输入侧与输出侧之间的中间环节所构成的主回路和微处理机、微处理机与主回路之间的电压电流检测及处理电路、半导体功率开关器件驱动电路、PWM脉冲生成电路；电压电流检测及处理电路的输入端分别接于三相电源的R端、S端、T端，电压电流检测及处理电路的输出端接微处理机的A/D转换输入端，微处理机输出端接到驱动电路的一个输入端，驱动电路中与此输入端对应有二个输出端，其一接主回路的中间环节V_C1IGBT的控制极，其二接主回路的中间环节V_C2IGBT的控制极；PWM脉冲生成器的脉冲信号输出端分别接到驱动电路的另一输入端，驱动电路中与此输入端对应的输出端分别接到主回路AC-DC变换器的V₁、V₂、V₃、V₄、V₅、V₆ IGBT的控制极和主回路DC-AC逆变器的V₇、V₈、V₉、V₁₀、V₁₁、V₁₂ IGBT的控制极；其特征在于主回路的中间环节是一个零电压开关电路，它由半导体功率开关器件V_C1、V_C2，二极管VD_C1、VD_C2，电容C_d1、C_d2及电感L_r组成，半导体功率开关器件V_C1发射极接直流母线P极和二极管VD_C1的阳极，半导体功率开关器件V_C1集电极接电容C_d1和二极管VD_C1阴极，电容C_d1另一端接电容C_d2和电感L_r，电容C_d2另一端接直流母线N极；半导体功率开关器件V_C2集电极接直流母线P极和二极管VD_C2的阴极，半导体功率开关器件V_C2发射极接二极管VD_C2阳极和电感L_r的另一端；变流器和逆变器的每个半导体功率器件上并联一个缓冲电容；桥臂上各半导体功率开关器件的开通都落在主回路上直流电压为零的区间里发生。

2、根据权利要求1所述的零电压开关双PWM变频器，其特征在于，PWM脉冲生成电路由电压比较器U₁、U₂，反相器U₃，驱动器U₄、U₅及电流过零检测器构成；锯齿波的输入分两路，一路直接连接电压比较器U₁的反相端，另一路经电阻R₁后接至反相器U₃的反相端，反相器U₃的同相端接地，反相器U₃的反相端经电阻R₂接至反相器U₃的输出端，该输出端接至电压比较器U₂的反相端；调制波e_u的输入也分两路，一路接电压比较器U₁的同相端，另一路接电压比较器U₂的同相端；U₁的输出端接至驱动器U₄输入端，比较器U₂的输出端接至驱动器U₅输入端；驱动器U₄的输出端接一“或门”U₆的一个输入端，驱动器U₅输出端接或门U₆的另一个输入端；或门U₆的输出端分两路，一路驱动逆变器的上桥臂的半导体功率开关器件IGBT，另一路经一反相器U₇后驱动逆变器的下桥臂的半导体功率器件IGBT；相电流i_u输入经电流过零检测器后接到驱动器U₄的正选通端和驱动器U₅负选通端。

3、根据权利要求1所述的零电压开关双PWM变频器，其特征在于，PWM脉冲由微处理机软件生成，另设有一给出相电流i的极性转变识别信号的电流极性判别电路，该电流极性判别电路由反相门U₁、或门U₂、三输入或非门U₃、延时电路、死区时间形成电路、电阻R₃、光电耦合器U₄、电阻R₄、施密特整形器U₅、反相门U₆、与门U₇、U₈、或门U₉、D触发器U₁₀所构成；驱动半导体功率开关器件V_C1IGBT的控制信号输出端经反相门U₁后接至或门U₂输入端，驱动半导体功率开关器件V_C2IGBT的控制信号输出端直接接至或门U₂另一端输入端，或门U₂输出端接至三输入或非门U₃的一个输入端；PWM控制信号输出端接至死区时间形成电路，死区时间形成电路信号输出端分两路，其一接至三输入或非门U₃的一个输入端，同时接至驱动逆变器的上桥臂的半导体功率器件V₇IGBT，其二送至三输入或非门U₃的另一个输入端，同时接至驱动逆变器的下桥臂的半导体功率器件V₁₀IGBT；三输入或非门U₃的输出端接至延时电路，延时电路的输出端分两路，一路接与门U₇的一个输入端，另一路接与门U₈的一个输入端；由主电路逆变桥输出端U和直流负母线N检出的电压U_UN，其U端经电阻R₃后接光电耦合器U₄的二极管阳极，N端接该二极管阴极；光电耦合器U₄的三极管集电极接控制电源V_cc，其发射极经电阻R₄接控制电源的地端，该发射极经施密特整形器U₅后分两路，其一接与门U₇另一输入端，其二经反相门U₆反相后送与门U₈的另一输入端；与门U₇的输出端接或门U₉的一个输入端，与门U₈的输出端接或门U₉的另一个输入端；或门U₉的输出接D触发器U₁₀的时钟端和微处理机控制信号输入端，D触发器U₁₀的 Q端接至D端，Q端接微处理机控制端。