CN1722563A

CN1722563A - 切换式电源转换器及其同步整流器的控制方法

Info

Publication number: CN1722563A
Application number: CN 200410071632
Authority: CN
Inventors: 言超; 叶浩屹; 吴洪洋; 曾剑鸿; 应建平
Original assignee: Delta Optoelectronics Inc
Current assignee: Delta Electronics Inc; Delta Optoelectronics Inc
Priority date: 2004-07-16
Filing date: 2004-07-16
Publication date: 2006-01-18
Anticipated expiration: 2024-07-16
Also published as: CN100555791C

Abstract

一种切换式电源转换器及用于其中一第一同步整流器及一第二同步整流器的控制方法，该切换式电源转换器包括一变压器，一第一开关装置和一第二开关装置，该第一开关装置和该第二开关装置彼此串联，共同并联于一输入电压源，该第一同步整流器连接于该变压器的一二次侧绕组的一低压端，该第二同步整流器连接于该变压器的一二次侧绕组的一高压端，该第一开关装置连接于该输入电压源的一高压端，该第二开关装置连接于该输入电压源的一低压端，该控制方法包括：驱动该第一开关装置于开启状态，驱动该第二开关装置于关闭状态；以及于该第二开关装置被驱动于开启状态之后，驱动该第二同步整流器于关闭状态，使得一电源自该一次侧绕组被传送至该二次侧绕组。

Description

切换式电源转换器及其同步整流器的控制方法

技术领域

本发明涉及一种切换式电源转换器及其同步整流器的控制方法，尤其涉及一种用于零电压切换直流/直流转换器的同步控制的方法及电路。

背景技术

直流/直流(DC/DC)转换器的发展趋势如同大部分的电源产品一样，朝着高效率(high efficiency)、高功率密度(high power density)、高可靠性(highreliability)以及低成本(low cost)的方向发展。在传统的二极管整流的零电压切换(ZVS)直流/直流转换器中，整流二极管的导通损耗在总损耗中通常会占30～40％的比例，若想要进一步提高传统ZVS DC/DC转换器的效率，则须应用同步整流技术以减少整流器的导通损耗。同步整流技术的应用，可以大大减小输出整流的导通损耗，但随之也带来了同步整流器在驱动控制方面的问题。

从同步整流器的驱动控制的概念来讲，最理想的驱动方案是：当同步整流器的寄生二极管(body diode)一导通，即开启同步整流器，而当同步整流器中的电流从正降为零时，恰好在电流过零的时刻关闭同步整流器。这种控制方式的优点在于寄生二极管的导通时间几乎为零，这样就可以最大程度地避免由于寄生二极管所引起的额外导通损耗(通常，寄生二极管的导通电压高于同步整流器的导通电压)和反向恢复损耗。

很显然，同步整流器的控制包含两个要素：开启和关闭；开启的时刻如果在同步整流器的V_DS还没有降到零以及寄生二极管导通之前，会造成同步整流器的寄生电容产生损耗(P＝0.5C_ossV_DS2f_s)；若开启的时刻在寄生二极管的导通时间τ之后，则会造成额外的导通损耗(P＝I_d(V_D-V_MOS)τf_s)；另外，关闭时刻如果过早，也就是同步整流器的电流I_d还没有降到零时，寄生二极管即导通电流，则不仅会增加额外的导通损耗，而且更加严重的是，由于寄生二极管的反向恢复特性通常比较差(同步整流器的电压比率越高，寄生二极管的反向恢复特性越差)，则在关闭时会产生较大的反向恢复电流，从而产生反向恢复损耗；最后，关闭时刻如果过迟，同步整流器的电流就会反向，这样在关断MOSFET之后，在同步整流器的源极端和漏极端之间就会产生比较大的电压过冲(voltage overshoot)，从而影响了同步整流器的工作安全。

实际应用中的同步整流器的驱动控制方法通常有电流型和电压型控制两种。电流型控制方法的原理是通过检测流过同步整流器的电流，当电流大于零时开启同步整流器，而当电流小于零时即关闭同步整流器。这种控制方法在理论上是最佳的控制方案，因为其可以避免同步整流器的寄生二极管导通，从而避免了由于寄生二极管的导通所带来的额外的导通损耗和反向恢复损耗。检测功率变压器二次侧的同步整流器的电流，可以采用直接检测和间接检测的方法；间接检测的方法是通过检测变压器一次侧的电流信号，再减去变压器一次侧的磁化电流，通过变换得到二次侧同步整流器的电流，间接方法的缺点在于检测的精确度不是很高。另外，直接检测就是利用霍尔感应器(Hall sensor)、电流变压器(current transformer)、或是感测式电阻(sensingresistor)等方法，直接获得同步整流器的电流信息，但是这些检测手段都会遇到诸如成本高、体积大、及损耗大等困难，在实际的产品应用中相对较少。

然而，在大部分的实际应用中，电压型控制方法更为常用，电压型控制方法大致可以分为两种，一种是直接使用来自于功率变压器的绕组(winding)或是电路的某些节点的控制信号，这里的绕组可以是主功率的绕组或是辅助绕组，而电路的节点一般可以是桥臂的中点等；另一种则是使用来自于一次侧同步整流器的控制信号，并对一次侧同步整流器的控制信号进行逻辑组合或是延时变换，所得到的信号可对二次侧同步整流器进行控制。

图1为传统的零电压切换直流/直流转换器的部分电路。针对节点A的不同连接方法会产生不同的电路拓扑结构。当从节点A连接两个电容分别至母线正、负电压时，就是图2所示的不对称控制半桥拓扑，当从节点A连接两个金氧半场效晶体管(MOSFET)分别至母线正、负电压时，就是图3所示的移相零电压切换全桥拓扑。

图4为一种采用先前技术的同步整流不对称半桥拓扑，图5为图4的主要波形时序图。从图5可以看出，同步整流器S₁的开启时刻是在S₂和S₁换流结束之后，而关闭时刻是t_b。同步整流器S₁的寄生二极管的导通时间可以分为三部份：同步整流器S₁导通前的换流阶段、同步整流器S₁关闭后的一次侧谐振阶段(t_b～t_c)、以及同步整流器S₁关闭后的线性换流阶段(t_c～t_d)。

图6是Vijay Gangadhar Phadke在美国专利No.6,504,739中提出的一种控制移相全桥的同步整流器的控制方法。g_Q1～g_Q4是四路一次侧同步整流器的控制信号，经过逻辑组合后得到的g_S1～g_S2是二次侧同步整流器的控制信号，图7为图6的主要波形时序图。从该时序图中可以看出，同步整流器S₁的寄生二极管的导通时间可以分为两部份：同步整流器S₁关闭后的一次侧谐振阶段(t_a～t_c)、以及同步整流器S₁关闭后的线性换流阶段(t_c～t_d)。

发明内容

本发明的主要目的，在于提供一种用于一切换式电源转换器中一第一同步整流器及一第二同步整流器的控制方法，该切换式电源转换器包括一变压器，以及一第一开关装置和一第二开关装置，该第一开关装置和该第二开关装置彼此串联，并共同并联于一输入电压源，其中，该第一同步整流器连接于该变压器的一二次侧绕组的一低压端，该第二同步整流器连接于该变压器的一二次侧绕组的一高压端，该第一开关装置连接于该输入电压源的一高压端，该第二开关装置连接于该输入电压源的一低压端，该控制方法包括如下步骤：驱动该第一开关装置于开启状态，以及驱动该第二开关装置于关闭状态；以及于该第二开关装置被驱动于开启状态之后，驱动该第二同步整流器于关闭状态，使得一电源自该一次侧绕组被传送至该二次侧绕组。

如上所述的控制方法，其中该切换式电源转换器为一零电压切换(ZVS)不对称控制半桥转换器；及/或该控制方法还包括如下步骤：使用一对二极管、一电阻、一电容、以及一缓冲电路驱动该第一同步整流器及该第二同步整流器。

如上所述的控制方法，其中该切换式电源转换器为一零电压切换(ZVS)移相全桥转换器；及/或该控制方法还包括如下步骤：使用四个NAND逻辑门驱动该第一同步整流器及该第二同步整流器。

如上所述的控制方法还包括步骤如下：使用一谐振电感的一串联谐振驱动该第二开关装置于开启状态。

本发明还提供一种切换式电源转换器，包括：一输入电压源，具有一高压端及一低压端；一第一开关装置及一第二开关装置，其彼此串联，并共同并联于该输入电压源，该第一开关装置连接于该输入电压源的该高压端，该第二开关装置连接于该输入电压源的该低压端；一变压器，具有一一次侧绕组及一二次侧绕组，该一次侧绕组的一高压端连接于该输入电压源，该一次侧绕组的一低压端连接于该第一开关装置及该第二开关装置；一整流电路，包括一第一同步整流器及一第二同步整流器，该第一同步整流器连接于该二次侧绕组的一低压端，该第二同步整流器连接于该二次侧绕组的一高压端；以及一控制电路，连接于该第一开关装置、该第二开关装置、以及该整流电路，用以于该第二开关装置被驱动于开启状态之后，驱动该第二同步整流器于关闭状态，使得一电源自该一次侧绕组被传送至该二次侧绕组。

如上所述的切换式电源转换器，其中该转换器为一零电压切换(ZVS)不对称控制半桥转换器；该切换式电源转换器还包括二电容，彼此串联连接于该输入电压源的该高压端及该低压端之间，并连接于该一次侧绕组的该高压端；及/或该控制电路还包括：一对二极管、一电阻、一电容、以及一缓冲电路。

如上所述的切换式电源转换器，其中该电源转换器为一零电压切换(ZVS)移相全桥转换器；该切换式电源转换器还包括二开关装置，彼此串联连接于该输入电压源的该高压端及该低压端之间，并连接于该一次侧绕组的该高压端；及/或该控制电路还包括四个NAND逻辑门。

如上所述的切换式电源转换器，其中该第一开关装置及该第二开关装置为金氧半场效晶体管(MOSFET)。

如上所述的切换式电源转换器，其中该第一同步整流器及该第二同步整流器为金氧半场效晶体管(MOSFET)。

如上所述的切换式电源转换器，其中：该电源转换器还包括一谐振电感，连接于该一次侧绕组的该低压端，以及该第一和该第二开关装置的连接节点之间；及/或该谐振电感由该变压器的一漏感以及一外部串联电感所构成。

本发明是一种改进的电压型同步整流器的控制方法，主要的特点是这种控制方法延长了同步整流器的导通时间，并在没有同步整流器的电流信息的情况下，最大程度地减少寄生二极管的导通时间。

本发明得藉由下列附图及详细说明，得到一更深入的了解。

附图说明

图1：传统的零电压切换直流/直流转换器的部分电路结构图；

图2：不对称控制半桥电路拓扑结构图；

图3：移相零电压切换全桥电路拓扑结构图；

图4：先前技术的同步整流不对称半桥电路拓扑结构图；

图5：图4的主要波形时序图；

图6：先前技术的控制移相全桥的同步整流器的控制电路结构图；

图7：图6的主要波形时序图；

图8：本发明不对称零电压切换半桥转换器的控制方法的逻辑电路图；

图9：图8的主要波形时序图；

图10：本发明控制方法的完整波形时序图；

图11：本发明移相零电压切换全桥转换器的控制方法的另一逻辑电路图；

图12：本发明移相零电压切换全桥转换器的控制方法的主要波形时序图；

图13：本发明具有倍流同步整流器的另一移相全桥转换器的电路图；

图14：本发明具有全桥同步整流器的另一移相全桥转换器的电路图。

其中，附图标记说明如下：

I_d、i_p、i_Lf电流 A节点

S₁、S₂同步整流器 t_a、t_b、t_c、t_d时刻

g_Q1～g_Q4控制信号 g_S1～g_S2控制信号

V_in输入电压源 Q₁、Q₂开关装置

T变压器 S₁、S₂、S₃、S₄同步整流器

L_r谐振电感 C₁电容

具体实施方式

为了清楚的说明先前技术和本发明提出来的改进技术的详细技术特征，这里首先要分析一次侧同步整流器关闭后的电流电压变化情况。图10是详细的主要波形时序图，图2是该波形时序图所对应的主功率不对称半桥电路拓扑。

请参阅图2，其为不对称控制半桥电路拓扑结构图。其中，切换式电源转换器具有一输入电压源V_in、一第一开关装置Q₁和一第二开关装置Q₂、一变压器T、以及具有一第一同步整流器S₂和一第二同步整流器S₁的一整流电路。第一开关装置Q₁连接于输入电压源V_in的高压端，第二开关装置Q₂连接于输入电压源V_in的低压端，两个开关装置Q₁和Q₂彼此串联，并共同并联于输入电压源V_in，为了实质上产生零电压切换不对称控制的半桥转换电路，尚须于输入电压源V_in的高压端及低压端之间串联连接二个电容，此外，该电容更连接于一次侧绕组的高压端。

变压器T具有一一次侧绕组和一二次侧绕组，一次侧绕组的高压端连接于输入电压源V_in、而低压端经由一谐振电感L_r(其由变压器T的漏感以及外部串联电感所构成)而连接于两个开关装置Q₁和Q₂，另外，第一同步整流器S₂连接于二次侧绕组的低压端，而第二同步整流器S₁连接于二次侧绕组的高压端。

整个电路的运作可以分析成如下三个阶段模式：

(1)模式1(t_a～t_b)：对于不对称控制的半桥拓扑，节点A在稳态工作时的电位为：U_A＝D_Q1·V_in，其中D_Q1是Q₁的占空比。在t_a时刻，一次侧同步整流器Q₁关闭，由于此时一次侧电流的方向为从B到A，Q₂的结电容放电，Q₁的结电容则充电，B点的电位开始下降。在B点的电位下降到U_A之前，加在变压器T上的电压基本上是U_B-U_A，这个阶段二次侧S₁开启、S₂关闭。一次侧电流i_p基本上保持不变。

(2)模式2(t_b～t_c)：当B点的电压下降到U_A时，变压器T短路，变换器T二次侧的从步整流器S₁和S₂的寄生二极管同时导通，此时，电压差U_B-U_A全部加在谐振电感L_r上。此时，谐振电感L_r和S₁和S₂的结电容、以及电容C₁(相当于电压源U_A)发生串联谐振，使得L_r的电流下降，而B点的电压也开始下降。当B点的电压下降到零时，即开启同步整流器Q₂，以实现Q₂的零电压切换开启。

(3)模式3(t_c～t_d)：在t_c时刻开启Q₂，一次侧电流i_p开始线性下降，其下降斜率为di_p/dt＝U_A/L_r。此时，二次侧两个同步整流器之间开始线性换流，电流从S₁换到S₂，换流速度为di_s1/dt＝-0.5·N·U_A/L_r，其中N是变压器一次侧与二次侧的绕组匝数比。

从图2可以看出i_s1+i_s2＝i_Lf，在t_c时刻，当S₂的电流达到输出滤波电感的电流i_Lf时，S1关闭，变压器T结束短路，此时变压器T上的电压变为U_A，一次侧开始向二次侧传递能量。这个模式也就是通常所说的占空比丢失的阶段。

图3是移相控制的零电压切换全桥电路拓扑，和图2的差别在于：图3的切换式电源转换器具有二个开关装置Q₃和Q₄，其彼此串联连接于输入电压源V_in的高压端及低压端之间，其更连接于一次侧绕组的高压端。

和半桥拓扑相比，在一次侧同步整流器Q₃关闭之后，由于一次侧同步整流器S₁是开启的，而变压器T短路，节点A的电位保持在V_in，所以接下来的换流过程没有上文分析的模式1，也就是说t_a＝t_b，而模式2和模式3是和半桥拓扑是一样的。

很明显，上述分析的模式3所持续的时间(t_d-t_c)是与负载电流相关的，负载电流越大，模式3持续的时间(duty cycle loss time)也越长，在完全无负载的情况下，模式3所持续的时间几乎为零。

本发明的技术特点就是在一次侧同步整流器Q₂开启时(t_c)，才关闭二次侧同步整流器S₁。在没有负载电流的信息的情况下，为适应全范围负载的需求，这样的控制方法是最佳化的，其可以保证在一次侧谐振阶段，二次侧的同步整流器是开启的。

图8是本发明不对称零电压切换半桥转换器的控制方法的逻辑电路图，其利用一对二极管组合、一电阻、一电容、以及一缓冲电路驱动两个同步整流器S₁和S₂，图中关闭延时电路的延时时间设计为t_c-t_b。图9是这个实施例下的主要波形时序图，从图中可以看出，同步整流器S₁的寄生二极管导通时间只有一块，即同步整流器S₁关闭后的线性换流阶段(t_c～t_d)。和图4相比，寄生二极管导通时间缩短了，所以由寄生二极管导通带来的额外的导通损耗电就减小了，如此就可以大幅提高转换器的效率。

图11是本发明的另一个实施例，其为移相全桥的同步整流器的控制方法。g_Q1～g_Q4是四路一次侧同步整流器的控制信号，经过逻辑组合后得到的g_S1～g_S2是二次侧同步整流器的控制信号。而图12是这个实施例之下的主要波形时序图，从图中可以看出，同步整流器S₁的寄生二极管(body diode)导通时间只有一块，即同步整流器S₁关闭后的线性换流阶段(t_c～t_d)。和图4相比，寄生二极管的导通时间缩短了t_c-t_a，所以由寄生二极管的导通所带来的额外的导通损耗也就减小了。

图8和图11所示的逻辑控制图是本发明的实施例，然而，只要符合这种控制时序的控制方法，也即不同的逻辑控制图，都包含在本发明的发明概念之内。

图13是本发明具有倍流(current doubler)同步整流器的另一移相全桥转换器的电路图；图14是本发明具有全桥同步整流器的另一移相全桥转换器的电路图，其中，同步整流器S₁和S₄的驱动信号相同，而同步整流器S₂和S₃的驱动信号相同。图8和图11的控制方式亦能够被应用于图13及图14的电路结构中，以减少寄生二极管的导通时间、额外的导通损耗、以及改善转换器的效率。

本发明可由本领域的技术人员作出一些修饰，然而都不脱离申请专利所欲保护的范围。

Claims

1.一种用于一切换式电源转换器中一第一同步整流器及一第二同步整流器的控制方法，该切换式电源转换器包括一变压器、以及一第一开关装置和一第二开关装置，该第一开关装置和该第二开关装置彼此串联，并共同并联于一输入电压源，其中，该第一同步整流器连接于该变压器的一二次侧绕组的一低压端，该第二同步整流器连接于该变压器的一二次侧绕组的一高压端，该第一开关装置连接于该输入电压源的一高压端，该第二开关装置连接于该输入电压源的一低压端，该控制方法包括以下步骤：

驱动该第一开关装置于开启状态，及驱动该第二开关装置于关闭状态；以及

于该第二开关装置被驱动于开启状态之后，驱动该第二同步整流器于关闭状态，使得一电源自该一次侧绕组被传送至该二次侧绕组。

2.如权利要求1所述的控制方法，其中：

该切换式电源转换器为一零电压切换不对称控制半桥转换器；及/或

该控制方法还包括以下步骤：使用一对二极管、一电阻、一电容、以及一缓冲电路驱动该第一同步整流器及该第二同步整流器。

3.如权利要求1所述的控制方法，其中：

该切换式电源转换器为一零电压切换移相全桥转换器；及/或

该控制方法还包括以下步骤：使用四个与非逻辑门驱动该第一同步整流器及该第二同步整流器。

4.如权利要求1所述的控制方法，其中还包括以下步骤：使用一谐振电感的一串联谐振驱动该第二开关装置于开启状态。

5.一种切换式电源转换器，包括：

一输入电压源，具有一高压端及一低压端；

一第一开关装置及一第二开关装置，其彼此串联、并共同并联于该输入电压源，该第一开关装置连接于该输入电压源的该高压端，该第二开关装置连接于该输入电压源的该低压端；

一变压器，具有一一次侧绕组及一二次侧绕组，该一次侧绕组的一高压端连接于该输入电压源，该一次侧绕组的一低压端连接于该第一开关装置及该第二开关装置；

一整流电路，包括一第一同步整流器及一第二同步整流器，该第一同步整流器连接于该二次侧绕组的一低压端，该第二同步整流器系连接于该二次侧绕组的一高压端；以及

一控制电路，连接于该第一开关装置、该第二开关装置、以及该整流电路，用以于该第二开关装置被驱动于开启状态之后，驱动该第二同步整流器于关闭状态，使得一电源自该一次侧绕组被传送至该二次侧绕组。

6.如权利要求5所述的切换式电源转换器，其中：

该转换器为一零电压切换不对称控制半桥转换器；

该切换式电源转换器还包括二电容，彼此串联连接于该输入电压源的该高压端及该低压端之间，并连接于该一次侧绕组的该高压端；及/或

该控制电路还包括：一对二极管、一电阻、一电容、以及一缓冲电路。

7.如权利要求5所述的切换式电源转换器，其中：

该电源转换器为一零电压切换移相全桥转换器；

该切换式电源转换器还包括二开关装置，彼此串联连接于该输入电压源的该高压端及该低压端之间，并连接于该一次侧绕组的该高压端；及/或

该控制电路还包括四个与非逻辑门。

8.如权利要求5所述的切换式电源转换器，其中该第一开关装置及该第二开关装置为金氧半场效晶体管。

9.如权利要求5所述的切换式电源转换器，其中该第一同步整流器及该第二同步整流器为金氧半场效晶体管。

10.如权利要求5所述的切换式电源转换器，其中：

该电源转换器还包括一谐振电感，连接于该一次侧绕组的该低压端，以及该第一和该第二开关装置的连接节点之间；及/或

该谐振电感由该变压器的一漏感以及一外部串联电感所构成。