CN113364381B - 一种表贴式永磁同步电机无位置传感器分段延时补偿策略 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种表贴式永磁同步电机无位置传感器分段延时补偿策略,具体为：当电机基波频率小于47Hz时，使用载波调制对预测后的q轴电压误差进行PI调节，随后通过补偿IGBT的导通时间来消除系统总时延的影响；当基波频率大于47Hz后，随着转速升高，采用SHEPWM+方波的调制方式，通过预测电压矢量角、调制深度及估计转子位置来消除延时效应。本发明针对混合脉宽调制下的表贴式永磁同步电机无位置传感器的驱动，提出了一种系统延时分段补偿策略，同时，零低速采用高频方波电压信号注入法，中高速采用非奇异终端滑模观测器，可在全速域消除系统延时对无位置传感器控制带来的影响，提高控制性能。

Description

一种表贴式永磁同步电机无位置传感器分段延时补偿策略

技术领域

本发明属于交流电机传动控制技术领域，具体涉及一种表贴式永磁同步电机无位置传感器分段延时补偿策略。

背景技术

随着高速轨道列车的快速发展，具有宽调速范围、高功率密度及低能耗的永磁同步牵引电机成为当前轨道交通领域的研究热点，而现有的动车组列车牵引系统均是采用机械位置/速度传感器来获取电机的位置或转速信号。在机车实际运行过程中，电磁环境复杂、振动剧烈，易导致机械式传感器失效而引发牵引系统故障，造成大转矩冲击，严重时损伤轴承、齿轮、电机等关键部件，危害列车运行安全。

在动车组牵引领域，变流器的功率等级较高，开关器件受散热能力限制，最高开关频率通常在500Hz以内，而永磁同步牵引电机的基波频率常常可达到300Hz以上，则同步3分频调制时的开关频率将达到900Hz，远高于开关频率极限值。为了在全速度范围获得较好的电流与电压性能、降低开关损耗、延长大功率开关管的使用寿命，通常在全速域采用多模式脉宽调制方式，即不同的基波频率范围逆变器采用不同的调制模式，即低速启动段的异步调制、中高速的分段同步调制和额定转速以上的方波调制。

目前，针对无位置传感器控制技术，当电机处于零低速时，只能利用电机凸极性来检测转子位置信息，且通过注入高频信号的方法辨识转子位置是目前最普遍的做法。对于中高速的永磁同步电机无位置传感器控制，基波模型法是目前的主流技术，其通过电机在基波下的电压电流方程实现对转子位置的观测，且观测器的构建通常是利用基频激励的反电动势或磁链模型。相比于高频信号注入法，这一类方法无需考量转子凸极性，且无额外的谐波信号注入，数字实现简单，在工业领域的应用也较为成熟。在电力牵引驱动系统中，矢量闭环控制中的系统延时主要包括：逆变器非线性延时、采样滤波延时及算法的执行时间，且后两者可统称为计算延时。对于混合位置观测器，通常是由零低速的高频注入法及中高速的基波模型法共同构成，而对于混合脉宽调制策略，逆变器非线性延时和计算延时在不同速度区间的权重比例是不同的。在零低速的异步调制区，受逆变器非线性延时影响，注入电压误差会使高频响应电流出现畸变，一方面影响基频信号的提取精度，一方面严重降低了转子位置观测精度。随着转速升高，无位置传感器控制由高频注入法过渡至基波模型法，低载波比下的计算延时会使此时的基波信号出现较严重的幅值衰减和相位滞后。若不对延时进行补偿，位置观测器的动态性和稳定性会受到电流调节器动态耦合的影响。因此，在永磁牵引系统中，结合混合脉宽调制特点进行全速域延时补偿，对于无位置传感器控制性能的提升具有重要的实际意义。

发明内容

本发明的目的是提供一种表贴式永磁同步电机无位置传感器分段延时补偿策略，实现了全速域混合脉宽调制下表贴式永磁同步电机无位置传感器的延时补偿。

本发明所采用的技术方案是，一种表贴式永磁同步电机无位置传感器分段延时补偿策略，具体按照以下步骤实施：

步骤1，当电机基波频率小于47Hz时，使用载波调制对预测后的q轴电压误差进行PI调节，随后通过补偿IGBT的导通时间来消除系统总时延的影响；

步骤2，当基波频率大于47Hz后，随着转速升高，采用SHEPWM+方波的调制方式，通过预测电压矢量角、调制深度及估计转子位置来消除延时效应。

本发明的特点还在于，

步骤1中，具体为：

步骤1.1，当电机基波频率小于47Hz时使用方波电压注入法，设置载波频率为500Hz，向d轴注入幅值15V，频率250Hz的方波电压信号，对表贴式永磁同步电机采用i_d＝0的矢量控制方法；通过带通滤波提取αβ轴电流后，对其进行park变换得到k周期交轴电流i_q(k)，其直轴电流i_d(k)＝0，计算得到第k+1周期的交轴电流i_q(k+1)，如式(1)所示；

式(1)中，R_s是定子电阻；L_d是d轴定子电感；

是转子磁链；a和b均是权重因子，a和b的取值分别为0.8和0.2；ΔT为采样延时；L_q是q轴定子电感；

是第k周期转子机械角速度；

是第k周期交轴给定电流；u_q(k)是第k周期q轴电压；

步骤1.2，基于第k周期q轴给定电流

计算第k周期q轴电流误差i_{q_err}(k)，如式(2)所示；

基于第k+1周期q轴给定电流

计算第k+1周期q轴电流误差i_{q_err}(k+1)，如式(3)所示；

根据式(2)及式(3)计算第k+1周期q轴电压误差u_{q_err}，由于表贴式永磁同步电机采用i_d＝0控制，忽略d轴电流影响，可得式(4)，如下所示；

步骤1.3：对步骤1.2中获得的第k+1周期q轴电压误差使用PI补偿器，PI补偿器的比例系数为5.14，积分参数为1.32；通过对u_{q_err}(k+1)进行PI调节获得补偿时间T_com；

步骤1.4：将T_A、T_B、T_C分别与

相加得到T_{A_com}、T_{B_com}与T_{C_com}，再与载波进行比较，即通过空间矢量脉宽调制载波生成方式得到三相电压脉冲输出。

步骤1.4中，T_A、T_B、T_C计算公式分别如式(5)、式(6)及式(7)所示；

T_A＝(T_pwm-T_P-T_Q)/4 (5)；

T_B＝T_P+T_Q/2 (6)；

T_C＝T_B+T_Q/2 (7)；

式中，T_A为A相电压波形切换时间；T_B为B相电压波形切换时间；T_C为C相电压波形切换时间；T_pwm为开关周期；T_P和T_Q表示两个有效矢量在一个载波周期内的作用时间。

步骤2中，具体步骤如下：

步骤2.1，计算第k周期调制深度M(k)与dq交直轴上的电压矢量角β(k)，分别如式(8)及式(9)所示；并使用滑模观测器第k周期估计转子位置

计算公式如式(10)所示；

β(k)＝arccos[u_d(k)/(u_d(k))²+(u_q(k))²] (9)；

式中，e_{α_ext}(k)和e_{β_ext}(k)是第k周期α轴和β轴滑模观测器估算的反电动势；U_dc是直流电压；u_dq(k)是第k周期dq轴电压；u_d(k)是第k周期d轴电压；u_q(k)是第k周期q轴电压；

步骤2.2，由第k周期dq交直轴上的电压矢量角β(k)、调制深度M(k)以及估计转子位置

计算得出第k+1周期电压矢量角β(k+1)、调制深度M(k+1)以及估计转子位置

从而消除延时效应；计算公式如式(11)、(12)及式(13)所示；

M(k+1)＝M(k) (13)；

步骤2.3，通过在各分频的调制度范围内，进行开关角多项式曲线拟合，用拟合的多项式曲线实现在线计算，得到拟合开关角；SHEPWM的调制度范围是0.72～1，在调制度等于0.82时，由七分频切换到五分频；在调制度等于0.9时，由五分频切换到三分频；

步骤2.4，由β(k+1)和

相加得出ABC坐标系下的电压矢量角

使用步骤2.3中所得的拟合开关角和

进行脉冲重构，获得三相脉冲电压输出。

步骤2.3中，调制度在0.72～0.82时，七分频的3个开关角拟合曲线如式(14)所示；

其中，α_7-1是七分频的第一个开关角拟合曲线，α_7-2是七分频的第二个开关角拟合曲线，α_7-3是七分频的第三个开关角拟合曲线；M是调制度；

调制度在0.82～0.9时，五分频的2个开关角拟合曲线如式(15)所示；

其中，α_5-1是五分频的第一个开关角拟合曲线，α_5-2是五分频的第二个开关角拟合曲线；

调制度在0.9-1时，三分频的1个开关角拟合曲线如式(16)所示；

α_3-1＝-24.7223M²-23.8611M+60.3142 (16)；

其中，α_3-1是三分频的开关角拟合曲线。

本发明的有益效果是：

1)实现了全速域混合脉宽调制下表贴式永磁同步电机无位置传感器延时补偿；

2)使用了简单的解调方法来避免滤波器引起的相位延迟，无需使用低通滤波器即可得到基波反馈电流，免除了位置估计环节大量滤波器的使用；

3)基于载波调制，使用了基于q轴电压误差预测的PI补偿器来获得补偿时间，提高位置估计精度；

4)对于优化同步PWM调制及方波调制，通过预测电压矢量角、调制深度、估计的转子位置角来消除计算延时对估计转子位置的影响。

附图说明

图1是本发明一种表贴式永磁同步电机无位置传感器分段延时补偿策略的原理框图；

图2是本发明一种表贴式永磁同步电机无位置传感器分段延时补偿策略中方波电压注入时序图；

图3是本发明一种表贴式永磁同步电机无位置传感器分段延时补偿策略中SHEPWM和方波调制结构图；

图4是本发明一种表贴式永磁同步电机无位置传感器分段延时补偿策略中使用的实验系统硬件电路结构框图；

图5是本发明在SHE7脉冲优化同步调制下未使用该延时补偿算法时的电流性能试验波形图；

图6是本发明在SHE7脉冲优化同步调制下使用该延时补偿算法后的电流性能试验波形图；

图7是本发明在SHE7脉冲优化同步调制下未使用该延时补偿算法时的转速和位置估计性能试验波形图；

图8是本发明在SHE7脉冲优化同步调制下使用该延时补偿算法后的转速和位置估计性能试验波形图；

图9是本发明在异步调制下未使用该延时补偿算法时的电流性能试验波形图；

图10是本发明在异步调制下使用该延时补偿算法后的电流性能试验波形图；

图11是本发明在异步调制下未使用该延时补偿算法时的转速和位置估计性能试验波形图；

图12是本发明在异步调制下使用该延时补偿算法后的转速和位置估计性能试验波形图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。

本发明一种表贴式永磁同步电机无位置传感器分段延时补偿策略,具体按照以下步骤实施：

步骤1，在低速区使用载波调制对预测后的q轴电压误差进行PI调节，从而获得补偿时间，随后通过补偿IGBT的导通时间来消除系统总时延的影响，其原理框图如图1所示；具体为：

步骤1.1，当电机基波频率小于47Hz时使用方波电压注入法，设置载波频率为500Hz，向d轴注入幅值15V，频率250Hz的方波电压信号，注入时序如图2所示；对表贴式永磁同步电机采用i_d＝0的矢量控制方法；通过带通滤波提取αβ轴电流后，对其进行park变换得到k周期交轴电流i_q(k)，其直轴电流i_d(k)＝0，计算得到第k+1周期的交轴电流i_q(k+1)，如式(1)所示；

式(1)中，R_s是定子电阻；L_d是d轴定子电感；

是转子磁链；a和b均是权重因子，满足a+b＝1，a和b的取值分别为0.8和0.2，用于消除参数变化带来的计算误差；ΔT为采样延时；L_q是q轴定子电感；

是第k周期转子机械角速度；

是第k周期交轴给定电流；u_q(k)是第k周期q轴电压；

步骤1.2，基于第k周期q轴给定电流

计算第k周期q轴电流误差i_{q_err}(k)，如式(2)所示；

基于第k+1周期q轴给定电流

计算第k+1周期q轴电流误差i_{q_err}(k+1)，如式(3)所示；

根据式(2)及式(3)计算第k+1周期q轴电压误差u_{q_err}，由于表贴式永磁同步电机采用i_d＝0控制，忽略d轴电流影响，可得式(4)，如下所示；

步骤1.3：对步骤1.2中获得的第k+1周期q轴电压误差使用PI补偿器，PI补偿器的比例系数为5.14，积分参数为1.32。通过对u_{q_err}(k+1)进行PI调节获得补偿时间T_com；

步骤1.4：将T_A、T_B、T_C分别与

相加得到T_{A_com}、T_{B_com}与T_{C_com}，再与载波进行比较，即通过空间矢量脉宽调制(SVPWM)载波生成方式得到三相电压脉冲输出；

其中，T_A、T_B、T_C计算公式分别如式(5)、式(6)及式(7)所示；

T_A＝(T_pwm-T_P-T_Q)/4 (5)；

T_B＝T_P+T_Q/2 (6)；

T_C＝T_B+T_Q/2 (7)；

式中，T_A为A相电压波形切换时间；T_B为B相电压波形切换时间；T_C为C相电压波形切换时间；T_pwm为开关周期；T_P和T_Q表示两个有效矢量在一个载波周期内的作用时间；

其中，

为A相给定电流、

为B相给定电流、

为C相给定电流；

步骤2，当基波频率大于47Hz后，随着转速升高，采用SHEPWM+方波的调制方式，通过预测电压矢量角、调制深度及估计转子位置来消除延时效应，SHEPWM+方波调制如图3所示，具体步骤如下：

步骤2.1，计算第k周期调制深度M(k)与dq交直轴上的电压矢量角β(k)，分别如式(8)及式(9)所示；并使用滑模观测器第k周期估计转子位置

计算公式如式(10)所示；

β(k)＝arccos[u_d(k)/(u_d(k))²+(u_q(k))²] (9)；

式中，e_{α_ext}(k)和e_{β_ext}(k)是第k周期α轴和β轴滑模观测器(NTSMO)估算的反电动势；U_dc是直流电压；u_dq(k)是第k周期dq轴电压；u_d(k)是第k周期d轴电压；u_q(k)是第k周期q轴电压；

步骤2.2，由第k周期dq交直轴上的电压矢量角β(k)、调制深度M(k)以及估计转子位置

计算得出第k+1周期电压矢量角β(k+1)、调制深度M(k+1)以及估计转子位置

从而消除延时效应；计算公式如式(11)、(12)及式(13)所示；

M(k+1)＝M(k) (13)；

步骤2.3，通过在各分频的调制度范围内，进行开关角多项式曲线拟合，用拟合的多项式曲线实现在线计算，得到拟合开关角；SHEPWM的调制度范围是0.72～1，在调制度等于0.82时，由七分频切换到五分频；在调制度等于0.9时，由五分频切换到三分频。

调制度在0.72～0.82时，七分频的3个开关角拟合曲线如式(14)所示；

其中，α_7-1是七分频的第一个开关角拟合曲线，α_7-2是七分频的第二个开关角拟合曲线，α_7-3是七分频的第三个开关角拟合曲线；M是调制度；

调制度在0.82～0.9时，五分频的2个开关角拟合曲线如式(15)所示；

其中，α_5-1是五分频的第一个开关角拟合曲线，α_5-2是五分频的第二个开关角拟合曲线；

调制度在0.9-1时，三分频的1个开关角拟合曲线如式(16)所示；

α_3-1＝-24.7223M²-23.8611M+60.3142 (16)；

其中，α_3-1是三分频的开关角拟合曲线；

步骤2.4，由β(k+1)和

相加得出ABC坐标系下的电压矢量角

使用步骤2.3中所得的拟合开关角和

进行脉冲重构，获得三相脉冲电压输出。

在混合脉宽调制方式下，不同调制方式下的表贴式永磁同步电机会受到不同类型系统延时的影响从而出现以下问题：1)在零低速的异步调制区，受逆变器非线性延时的影响，注入电压误差会使高频响应电流出现畸变，从而影响基频信号的提取精度并且降低转子位置观测精度；而由于计算延时的影响，感应电流的波形会发生失真，相位会发生滞后。2)随着转速升高，使用调制方式为特定谐波消去调制与方波调制，此时低载波比下的计算延时会使基波信号出现较严重的幅值衰减和相位滞后。为了提高表贴式永磁同步电机无位置传感器的控制性能，本发明针对混合脉宽调制下的表贴式永磁同步电机无位置传感器的驱动，提出了一种系统延时分段补偿策略，同时，零低速采用高频方波电压信号注入法(SWVI)，中高速采用非奇异终端滑模观测器(NTSMO)，可在全速域消除系统延时对无位置传感器控制带来的影响，提高控制性能。

本发明的系统硬件结构如图4所示，包括：整流电路、滤波电路、三相全桥逆变器、SPMSM(表贴式永磁同步电机)、FPGA控制器、隔离驱动电路、旋转变压器和电流采集电路；本系统采用旋转变压器来进行真实位置信号的采集，并与估计位置作对比。控制系统中三相全桥逆变器输出端接入SPMSM定子三相绕组，在估计出转子初始位置后，对SPMSM进行控制。图5到图12为电机在图4所示硬件系统的控制下，使用延时补偿算法后在SHE7脉冲优化同步调制下和异步调制下电流性能以及转速与位置估计性能与未使用补偿算法时的对比。在SHE7脉冲优化同步调制下：1)如图5所示，为未使用补偿算法时的电流性能波形图，可以看出，相电流波形发生畸变并且有滞后现象，dq轴电流震荡也较大。2)如图6所示，为采用该延时补偿算法后的电流性能波形图,可以看出，相电流的正弦性与跟踪性得到了明显改善，dq轴电流震荡变小，其低次谐波也被消除。3)如图7所示，为未使用延时补偿算法时的转速和位置估计性能波形图，可以看出，估计速度有较大的波动，平均波动幅度可达150r/min，估计位置波形发生畸变，最大误差超过了0.3rad。4)如图8所示，为使用延时补偿算法后的转速和位置估计性能波形图，可以看出，估计位置的滞后被消除，位置估计误差也被减小。在异步调制下：1)如图9所示，为未使用补偿算法时的电流性能波形图，可以看出，α轴高频电流波形有明显的毛刺，其正弦性能发生恶化且出现了较大的相位滞后。2)如图10所示，为使用补偿算法后的电流性能波形图，可以看出，α轴高频电流的延时被消除，使得电流波形更加平滑，而且高频分量的奇次谐波明显减弱，特别是三次谐波、五次谐波和七次谐波。3)如图11所示，为未使用延时补偿算法时的转速和位置估计性能波形图，可以看出，过渡时间较长，而且位置估计的误差波动很大。4)如图12所示，为使用延时补偿算法后的转速和位置估计性能波形图，可以看出，过渡时间明显缩短，在整个过渡过程中，位置估计的误差也控制在0.1rad以内。

Claims (2)

1.一种表贴式永磁同步电机无位置传感器分段延时补偿策略，其特征在于，具体按照以下步骤实施：

步骤1，当电机基波频率小于47Hz时，使用载波调制对预测后的q轴电压误差进行PI调节，随后通过补偿IGBT的导通时间来消除系统总时延的影响；具体为：

步骤1.1，当电机基波频率小于47Hz时使用方波电压注入法，设置载波频率为500Hz，向d轴注入幅值15V，频率250Hz的方波电压信号，对表贴式永磁同步电机采用i_d＝0的矢量控制方法；通过带通滤波提取αβ轴电流后，对其进行park变换得到k周期交轴电流i_q(k)，其直轴电流i_d(k)＝0，计算得到第k+1周期的交轴电流i_q(k+1)，如式(1)所示；

式(1)中，R_s是定子电阻；L_d是d轴定子电感；

是转子磁链；a和b均是权重因子，a和b的取值分别为0.8和0.2；ΔT为采样延时；L_q是q轴定子电感；

是第k周期转子机械角速度；

是第k周期交轴给定电流；u_q(k)是第k周期q轴电压；

步骤1.2，基于第k周期q轴给定电流

计算第k周期q轴电流误差i_{q_err}(k)，如式(2)所示；

基于第k+1周期q轴给定电流

计算第k+1周期q轴电流误差i_{q_err}(k+1)，如式(3)所示；

根据式(2)及式(3)计算第k+1周期q轴电压误差u_{q_err}，由于表贴式永磁同步电机采用i_d＝0控制，忽略d轴电流影响，可得式(4)，如下所示；

步骤1.3：对步骤1.2中获得的第k+1周期q轴电压误差使用PI补偿器，PI补偿器的比例系数为5.14，积分参数为1.32；通过对u_{q_err}(k+1)进行PI调节获得补偿时间T_com；

步骤1.4：将T_A、T_B、T_C分别与

相加得到T_{A_com}、T_{B_com}与T_{C_com}，再与载波进行比较，即通过空间矢量脉宽调制载波生成方式得到三相电压脉冲输出；

T_A、T_B、T_C计算公式分别如式(5)、式(6)及式(7)所示；

T_A＝(T_pwm-T_P-T_Q)/4 (5)；

T_B＝T_P+T_Q/2 (6)；

T_C＝T_B+T_Q/2 (7)；

式中，T_A为A相电压波形切换时间；T_B为B相电压波形切换时间；T_C为C相电压波形切换时间；T_pwm为开关周期；T_P和T_Q表示两个有效矢量在一个载波周期内的作用时间；

步骤2，当基波频率大于47Hz后，随着转速升高，采用SHEPWM+方波的调制方式，通过预测电压矢量角、调制深度及估计转子位置来消除延时效应；具体步骤如下：

步骤2.1，计算第k周期调制深度M(k)与dq交直轴上的电压矢量角β(k)，分别如式(8)及式(9)所示；并使用滑模观测器第k周期估计转子位置

计算公式如式(10)所示；

β(k)＝arccos[u_d(k)/(u_d(k))²+(u_q(k))²] (9)；

式中，e_{α_ext}(k)和e_{β_ext}(k)是第k周期α轴和β轴滑模观测器估算的反电动势；U_dc是直流电压；u_dq(k)是第k周期dq轴电压；u_d(k)是第k周期d轴电压；u_q(k)是第k周期q轴电压；

步骤2.2，由第k周期dq交直轴上的电压矢量角β(k)、调制深度M(k)以及估计转子位置

计算得出第k+1周期电压矢量角β(k+1)、调制深度M(k+1)以及估计转子位置

从而消除延时效应；计算公式如式(11)、(12)及式(13)所示；

M(k+1)＝M(k) (13)；

步骤2.3，通过在各分频的调制度范围内，进行开关角多项式曲线拟合，用拟合的多项式曲线实现在线计算，得到拟合开关角；SHEPWM的调制度范围是0.72～1，在调制度等于0.82时，由七分频切换到五分频；在调制度等于0.9时，由五分频切换到三分频；

步骤2.4，由β(k+1)和

相加得出ABC坐标系下的电压矢量角

使用步骤2.3中所得的拟合开关角和

进行脉冲重构，获得三相脉冲电压输出。

2.根据权利要求1所述的一种表贴式永磁同步电机无位置传感器分段延时补偿策略，其特征在于，所述步骤2.3中，调制度在0.72～0.82时，七分频的3个开关角拟合曲线如式(14)所示；

其中，α_7-1是七分频的第一个开关角拟合曲线，α_7-2是七分频的第二个开关角拟合曲线，α_7-3是七分频的第三个开关角拟合曲线；M是调制度；

调制度在0.82～0.9时，五分频的2个开关角拟合曲线如式(15)所示；

其中，α_5-1是五分频的第一个开关角拟合曲线，α_5-2是五分频的第二个开关角拟合曲线；

调制度在0.9-1时，三分频的1个开关角拟合曲线如式(16)所示；

α_3-1＝-24.7223M²-23.8611M+60.3142 (16)；

其中，α_3-1是三分频的开关角拟合曲线。

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