CN111162715B - 一种电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统，包括：第一预充电模块、第二预充电模块、第一四象限整流器、第二四象限整流器、第一斩波模块、第二斩波模块、中间直流回路、第一逆变模块、第二逆变模块、第三逆变模块和辅助变流器。本发明提供的一种电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统能够对使用大功率直驱永磁同步电机的电力机车中的直驱永磁同步电机进行控制，填补了大功率直驱永磁同步电机在电力机车中应用的空白。

Description

一种电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统

技术领域

本发明涉及列车控制技术领域，尤其涉及一种电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统。

背景技术

电力机车的牵引变流器是电力机车的重要组成部分，用于将牵引供电网的电能转换为供给牵引电动机电能，以达到控制牵引电动机的转速，操纵机车速度的目的。牵引变流器的主电路的设计是牵引变流器的工作性能的主要因素之一，直接影响电力机车的重量、尺寸、效率以及相关技术经济指标。

现有技术中的电力机车普遍采用交流异步电机加齿轮箱的驱动方式，为了提升电力机车的效率，减少损耗，本发明采用了大功率直驱永磁同步电机应用到电力机车中。大功率直驱永磁同步电机一方面充分利用了永磁同步电机高效、低损耗、高功率密度和启动转矩大的优点，一方面将齿轮箱去掉，采用直接驱动的方式将永磁同步电机和机车轮对结合在一起，减少了质量以及齿轮箱带来的损耗，更进一步的提高了电力机车的整体效率。

当前电力机车中的牵引变流器以及现有的控制方法并没有针对大功率直驱永磁同步电机进行设计的，因此并没有一种电传动系统能够直接应用于使用大功率直驱永磁同步电机的电力机车中。而如何设计使用大功率直驱永磁同步电机的电力机车中的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统是目前亟待解决的技术问题。

发明内容

本发明提供一种电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统，对使用大功率直驱永磁同步电机的电力机车中的大功率直驱永磁同步电机进行控制，填补了大功率直驱永磁同步电机在电力机车中应用的空白。

本发明提供一种电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统，用于控制使用大功率直驱永磁同步电机的电力机车，所述电力机车包括三台大功率直驱永磁同步电机；所述电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统包括：第一预充电模块、第二预充电模块、第一四象限整流器、第二四象限整流器、第一斩波模块、第二斩波模块、中间直流回路、第一逆变模块、第二逆变模块、第三逆变模块和辅助变流器，第一四象限整流器和第二四象限整流器分别通过第一预充电模块和第二预充电模块连接电力机车的主变压器，第一四象限整流器和第二四象限整流器分别通过第一斩波模块和第二斩波模块连接中间直流回路，中间直流回路分别连接第一逆变模块、第二逆变模块、第三逆变模块和辅助变流器；

其中，第一预充电模块包括第一充电电容、第一预充电接触器和第一主工作接触器，第二预充电模块包括第二充电电容、第二预充电接触器和第二主工作接触器，第一四象限整流器和第二四象限整流器各包括八个开关管，第一斩波模块包括第一开关管、第一电流传感器、第一反向二极管和第一斩波电阻，第二斩波模块包括第二开关管、第二电流传感器、第二反向二极管和第二斩波电阻，中间直流回路包括并联连接的第一直流侧支撑电容、第二直流侧支撑电容、慢放电阻、直流母线电压传感器和接地检测模块，第一逆变模块、第二逆变模块和第三逆变模块均包括由六个开关管组成的三相逆变电路；

电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统用于：通过第一预充电模块和第二预充电模块将主变压器的交流电分别传输至第一四象限整流器和第二四象限整流器；

通过第一四象限整流器和第二四象限整流器分别将第一预充电模块和第二预充电模块传输的交流电转换为直流电后，输出至第一斩波模块和第二斩波模块；

通过第一斩波模块和第二斩波模块将直流电进行斩波处理后传输至中间直流回路；

通过中间直流回路将接收到的直流电分别输出至第一逆变模块、第二逆变模块、第三逆变模块和辅助变流器；

通过第一逆变模块、第二逆变模块和第三逆变模块将接收到的直流电转换为三相交流电后分别输出至三台大功率直驱永磁同步电机；

通过辅助变流器将接收到的直流电转换为三相交流电后输出至电力机车的辅助负载。

可选地，在本发明一实施例中，所述通过所述第一四象限整流器和所述第二四象限整流器将所述主变压器的交流电转换为直流电后输出至所述中间直流回路，包括：

对输入四象限整流器的交流电流进行采样，得到采样周期内的交流电流，所述交流电流包括正半周期的电流值和负半周期的电流值；其中，根据预设采样频率，对输入所述四象限整流器的交流电流进行采样，得到多个采样点，将得到的多个采样点绘制成曲线，得到一个正弦或者余弦曲线；所述预设采样频率为IGBT通断频率的N倍，所述N≥2；

获取正半周期的电流值的第一和值与负半周期的电流值的第二和值，并根据所述第一和值和所述第二和值，获取电流偏置值；其中，将正半周期的多个采样点的值进行加和得到第一和值P，再将负半周期的多个采样点的值进行加和得到第二和值N，P值与N值的绝对值进行做差计算，所得到的差值为Q；

将所述电流偏置值与零的第一差值输入至第一PI控制器，获取所述第一 PI控制器输出的第一输出值；其中，直流偏置值Q与零输入至第一PI控制器，第一PI控制器根据直流偏置值Q与零构成控制偏差，将偏差的比例和积分通过线性组合构成控制量，对交流电流进行控制，消除交流电流的直流偏置。控制量即为第一输出值；

根据所述第一输出值以及PR控制器输出的第二输出值得到脉冲宽度调制符号，所述PR控制器用于对所述交流电流进行无静差控制，使所述交流电流的周期和相位与电网电压相同；其中，将交流电流输入到PR控制器，保证交流电流的相位和和周期与电网电压相同后，得到稳定的输出交流电流，即为第二输出值；

根据所述脉冲宽度调制符号控制所述四象限整流器中的绝缘栅双极型晶体管IGBT的通断。

在一种可能的设计中，对所述输入四象限整流器的交流电流进行采样，得到采样周期内的交流电流之前，还包括：

获取所述四象限整流器的直流母线电压与指令电压的第二差值；

将所述第二差值输入至第二PI控制器，使得所述第二PI控制器输出的第三输出值与锁相环输出值相乘，得到与电网电压同相位的交流电流，所述锁相环用于控制所述交流电流的周期与相位和电网电压的周期与相位保持一致。

在一种可能的设计中，对输入所述四象限整流器的交流电流进行采样，得到采样周期内的交流电流，包括：

根据预设采样频率对输入四象限整流器的交流电流进行采样，得到采样电流，所述预设采样频率为所述IGBT通断频率的两倍；

根据所述锁相环确定的电网电压相位和所述采样电流，得到采样周期内的交流电流。

在一种可能的设计中，根据所述锁相环确定的电网电压相位和所述采样电流，得到采样周期内的交流电流之前，所述方法还包括：

通过第一带通滤波器和第二带通滤波器对所述采样电流进行滤波，得到滤波后的采样电流；其中，所述第一带通滤波器用于获取交流电流的主频信号，所述第二带通滤波器用于滤除干扰谐波。

在一种可能的设计中，将所述电流偏置值与零的第一差值输入至第一PI 控制器，获取所述第一PI控制器输出的第一输出值之前，所述方法还包括：

判断所述第一差值的绝对值是否大于所述电流环宽的绝对值，得到的判断结果为是。

在一种可能的设计中，根据所述第一输出值以及PR控制器输出的第二输出值得到脉冲宽度调制符号，包括：

对所述第一输出值和所述第二输出值进行求和，得到第三和值，所述第一输出值为电流变量，所述第二输出值为电流值；

根据所述第三和值和单极倍频脉冲调制方式，得到所述脉冲宽度调制符号。

在本发明一实施例中，所述电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统还包括：第一斩波模块和第二斩波模块，所述第一斩波模块连接所述第一四象限整流器和所述中间直流回路，所述第二斩波模块连接所述第二四象限整流器和所述中间直流回路；

所述电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统还用于：

控制第一斩波模块和第二斩波模块分别将所述第一四象限整流器和所述第二四象限整流器输出的直流电进行斩波处理后输出至所述中间直流回路；

具体地，对于所述第一斩波模块和所述第二斩波模块中的任一斩波模块，所述控制方法还包括：

对中间直流母线电压进行周期性检测，所述中间直流母线电压为所述电力机车上直流母线上的电压；

当检测到的中间直流母线电压值大于斩波上限阈值时，采用P调节器对所述中间直流母线电压进行调节，直至检测到的所述中间直流母线电压值小于斩波下限阈值，所述斩波上限阈值大于所述斩波下限阈值；其中，所述P调节器的原理为：控制斩波管在检测周期的特定时间比例内处于开通状态。

可选地，所述采用P调节器对所述中间直流母线电压进行调节，包括：

采用所述P调节器，确定目标检测周期内的斩波占空比；所述目标检测周期包括：从检测到的中间直流母线电压值大于斩波上限阈值，到检测到的中间直流母线电压值小于斩波下限阈值之间的经历的检测周期；

根据所述斩波占空比，确定斩波管在目标检测周期内的开通时间；

根据所述开通时间，控制所述斩波管的开通或关断，以使所述中间直流母线电压值下降至小于所述斩波下限阈值。

可选地，上述方法，还包括：

当检测到中间直流母线电压值小于斩波下限阈值时，控制斩波管关断。

可选地，所述采用所述P调节器，确定目标检测周期内的斩波占空比之前，还包括：

根据以下公式确定目标参数；

Err＝U1-斩波下限阈值

其中，Err表示目标参数，U1表示目标检测周期内检测到的中间直流母线电压值；

相应的，所述采用所述P调节器，确定目标检测周期内的斩波占空比，包括：

获取所述P调节器对应的控制系数；

根据所述控制系数和所述目标参数，确定所述斩波占空比。

可选地，所述获取所述P调节器的控制系数，包括：

根据如下公式确定所述控制系数；

Kp_chp＝1/(直流母线电压过压保护值阈值-斩波下限阈值)

其中，Kp_chp表示控制系数。

可选地，所述根据所述控制系数和所述目标参数，确定所述斩波占空比，包括：

根据如下公式确定所述斩波占空比；

C_duty＝Err*Kp_chp

其中，C_duty表示斩波占空比，Err表示目标参数，Kp_chp表示控制系数。

可选地，所述根据所述斩波占空比，确定斩波管在目标检测周期内的开通时间之前，还包括：

对所述斩波占空比进行防错处理。

可选地，所述对所述斩波占空比进行防错处理，包括：

若所述斩波占空比的值大于1，则将所述斩波占空比的值设为1；

若所述斩波占空比的值小于0，则将所述斩波占空比的值设为0。

可选地，在本实施例一种可能的实现方式中，控制方法还包括：

确定待控制大功率直驱永磁同步电机的转速；

根据所述转速与第一映射关系确定第一控制策略，所述第一映射关系包括至少一个转速的范围和至少一个控制策略的一一对应关系；

根据所述第一控制策略确定所述待控制大功率直驱永磁同步电机的预期控制相角。

可选地，所述第一映射关系包括：

额定转速以下的转速与MTPA控制策略的对应关系；

额定转速以上的转速与弱磁控制策略的对应关系。

可选地，所述MTPA控制策略包括：根据转矩电流曲线确定q轴电流给定和d轴电流给定；

计算所述q轴电流给定与q轴实际电流的第一差值和所述d轴电流给定与d轴实际电流的第二差值；

通过第一PI控制器根据所述第一差值得到d轴电压给定、通过第二PI 控制器根据所述第二差值得到q轴电压给定；

计算所述q轴电压给定与q轴前馈电压之和得到实际q轴电压给定、计算所述d轴电压给定与d轴前馈电压之和得到实际d轴电压给定；其中，所述前馈电压可通过如下前馈解耦的闭环传递函数矩阵计算：

其中，所述前馈解耦的闭环传递函数通过如下前馈解耦的电压计算方程得到：

可选地，所述弱磁控制策略包括：通过PI控制器根据电压极限值与前馈电压幅值之差计算给定弱磁状态下d轴电流变化量；

通过给定弱磁状态下d轴电流变化量和d轴电流给定之和得到弱磁调节后的d轴电流给定；

根据所述d轴电流给定和所述转矩公式计算弱磁调节后的q轴电流给定；

通过PI控制器根据所述q轴电流给定与q轴实际电流之差得到功角β；

通过如下公式计算实际q轴电压给定和实际d轴电压给定；

U_d＝U_s cosβ

U_q＝U_s cosβ

其中，Us为电压极限值，Ud为实际d轴电压给定，Uq为实际q轴电压给定。

可选地，在本实施例一实施例中，还包括：

当控制策略从所述MTPA控制策略切换至所述弱磁控制策略时，将切换瞬间MTPA控制策略中的电压矢量角度作为所述弱磁控制策略中初始功角β；

当控制策略从所述弱磁控制策略切换至所述MTPA控制策略时，通过切换瞬间弱磁控制策略中的最后一拍功角β通过公式计算出 MTPA控制策略中的实际q轴电压给定和实际d轴电压给定。

可选地，在本实施例一种可能的实现方式中，控制方法还包括：

获取待调制大功率直驱永磁同步电机的调制波的频率；

根据所述调制波的频率所在范围与第二映射关系确定第一调制策略，所述第二映射关系包括至少一个调制波的频率范围和至少一个调制策略的一一对应关系；

根据所述第一调制策略确定所述大功率直驱永磁同步电机的PWM载波频率。

可选地，所述第二映射关系包括：

调制波的频率为低速阶段时对应异步调制策略；

调制波的频率大于低速阶段低于高速阶段时对应中间60度同步调制策略；

调制波的频率为高速阶段时对应方波调制策略。

可选地，在本实施例一种可能的实现方式中，还包括：

向待检测永磁同步电机的定子绕组注入高频电压信号，获取三相定子绕组电流；

根据所述三相定子绕组电流获取预期两相同步旋转坐标系下的d轴目标电流和q轴目标电流；

根据所述d轴目标电流和所述q轴目标电流获取转子的初始位置角，其中，所述初始位置角为根据所述永磁同步电机的磁极极性进行补偿后的初始位置角。

进一步地，所述根据所述d轴目标电流和所述q轴目标电流获取转子的初始位置角，包括：

根据所述q轴目标电流获取转子的第一初始位置角；

根据所述d轴目标电流获取转子的磁极补偿角；

根据所述第一初始位置角以及所述磁极补偿角，获取所述转子的初始位置角。

进一步地，所述根据所述q轴目标电流获取转子的第一初始位置角，包括：

对所述q轴目标电流进行低通滤波处理，获取误差输入信号；

根据所述误差输入信号，获取所述第一初始位置角。

进一步地，所述对所述q轴目标电流进行低通滤波处理，获取误差输入信号，包括：

采用调制信号对所述q轴目标电流进行调制，获取调制后的q轴目标电流；

对所述调制后的q轴目标电流进行低通滤波处理，获取所述误差输入信号。

进一步地，所述根据所述误差输入信号，获取所述第一初始位置角，包括：

根据所述输入误差信号获取所述误差输入信号的比例偏差和积分偏差；

根据所述比例偏差和所述积分偏差的线性组合，获取所述第一初始位置角。

进一步地，所述根据所述d轴目标电流获取转子的磁极补偿角，包括：

向所述永磁同步电机注入多个电压幅值相等、角度不同的电压脉冲信号，获取每个所述电压脉冲信号的响应电流；

根据多个所述响应电流，确定所述转子的磁极补偿角。

进一步地，所述根据多个所述响应电流，确定所述转子的磁极补偿角，包括：

当注入的所述电压脉冲信号的角度与所述第一初始位置角之差满足预设误差范围，所述电压脉冲信号的响应电流的幅值大于第一值，则确定所述转子的磁极补偿角为0，所述第一值为多个所述响应电流的幅值的最大值；

当注入的所述电压脉冲信号的角度与所述第一初始位置角之差满足预设误差范围，所述电压脉冲信号的响应电流的幅值小于第二值，则确定所述转子的磁极补偿角为π，所述第二值为多个所述响应电流的幅值的最小值。

可选地，在申请一实施例中，所述高频电压信号为：

其中，U_mh为高频电压信号的幅值，ω_h为高频电压信号的角频率，t 为注入高频电压信号的时间；

所述根据三相定子绕组电流获取预期两相同步旋转坐标系下的d轴目标电流和q轴目标电流，通过如下公式计算：

其中，L为平均电感L＝(L_d+L_q)/2，△L为半差电感△L＝(L_d-L_q)/2；

所述对q轴目标电流进行低通滤波处理，获取误差输入信号，通过如下公式计算：

其中，LPF表示低通滤波；当转子位置估计误差足够小，极限等效线性化后该误差输入信号为：

所述获取第一初始位置角，通过以下公式计算：

其中，s表示拉普拉斯算子，k_p为比例项系数，k_i为积分项系数。

可选地，本实施例提供的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统还包括：根据控制中断周期、调制载波周期，以及所述大功率直驱永磁同步电机的转子当前角速度，获取所述大功率直驱永磁同步电机的转子的补偿相角；

根据所述补偿相角，获取当前实际控制相角；

根据当前d轴电压给定值和当前q轴电压给定值，获取当前预期控制相角；

根据所述当前预期控制相角与所述当前实际控制相角的比例偏差和积分偏差，对所述当前实际控制相角进行在线修正。

进一步地，所述根据控制中断周期、调制载波周期，以及所述大功率直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取所述大功率直驱永磁同步电机的转子的补偿相角，包括：

根据所述控制中断周期和所述大功率直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取第一子补偿相角；

根据所述调制载波周期和所述大功率直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取第二子补偿相角；

根据所述大功率直驱永磁同步电机的转子当前角速度，获取第三子补偿相角；

根据所述第一子补偿相角、所述第二子补偿相角和所述第三子补偿相角，获取所述大功率直驱永磁同步电机的补偿相角。

进一步地，所述根据所述控制中断周期和所述大功率直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取第一子补偿相角，包括：

根据所述控制中断周期，获取第一子补偿相角对应的第一相角时延；

根据所述第一相角时延和所述大功率直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取所述第一子补偿相角。

进一步地，所述根据所述调制载波周期和所述大功率直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取第二子补偿相角，包括：

根据所述调制载波周期，获取调制输出对应的第二相角时延；

根据调制算法的调制中断周期，获取调制计算对应的第三相角时延；

根据所述第二相角时延、所述第三相角时延和所述大功率直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取所述第二子补偿相角。

进一步地，所述根据所述大功率直驱永磁同步电机的转子当前角速度，获取第三子补偿相角之前，还包括：

根据所述大功率直驱永磁同步电机的矢量控制策略，获取所述大功率直驱永磁同步电机的稳定运行角速度范围；

根据d轴电流给定值和q轴电流给定值，获取所述稳定运行角速度范围内的多个第一d轴电流、多个第一q轴电流、每个所述第一d轴电流对应的d轴电压以及每个所述第一q轴电流对应的q轴电压。

进一步地，所述根据所述大功率直驱永磁同步电机的转子当前角速度，获取第三子补偿相角，包括：

根据每个所述第一d轴电流对应的d轴电压以及每个所述第一q轴电流对应的q轴电压，获取每个第一角速度对应的传输误差相角；

根据每个所述第一角速度对应的传输误差相角、所述大功率直驱永磁同步电机的转子的当前角速度以及所述转子的初始位置相角，获取所述第三子补偿相角。

进一步地，所述根据所述补偿相角，获取当前实际控制相角，包括：

获取所述大功率直驱永磁同步电机的转子的当前位置相角；

根据所述当前位置相角、所述转子的初始位置相角以及所述补偿相角，获取所述转子的实际位置相角；

根据所述转子的实际位置相角以及调制相角，获取当前实际控制相角，其中，所述调制相角为根据d轴电压给定值和当前q轴电压给定值经过调制算法计算得到。

进一步地，所述根据所述当前预期控制相角与所述当前实际控制相角的比例偏差和积分偏差，对所述当前实际控制相角进行在线修正，包括：

根据所述当前预期控制相角与所述当前实际控制相角获取所述比例偏差、所述积分偏差；

根据所述比例偏差以及所述积分偏差的线性组合，获取当前实际控制相角的修正项；

根据所述修正项对所述当前实际控制相角进行在线修正。

可选地，在本申请一实施例中，所述获取第一子补偿相角，通过如下公式计算：

θ_cmps1＝Δ_t1·ω

其中，ω为直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，Δ_t1为第一相角时延，第一相角时延Δ_t1通过如下公式计算：

Δ_t1＝A·T_ctrl≈0.5T_ctrl。

其中，T_ctrl为控制算法的一个控制中断周期；

所述获取第二子补偿相角，通过如下公式计算：

θ_cmps2＝Δ_t2·ω

其中，ω为直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，Δ_t2为PWM脉冲输出过程中的时延，PWM脉冲输出过程中的时延Δ_t2通过如下公式计算：

Δ_t2＝B·T_PWM+C·T_PWM≈0.75T_PWM

其中，T_PWM为PWM的调制载波周期，B为调制算法中断时延系数，C为 PWM脉冲输出时延系数；

所述获取当前预期控制相角，通过如下公式计算：

其中，θ_ctrl表示预期控制相角，表示q轴电压给定值，表示d轴电压给定值；

所述对当前实际控制相角进行在线修正，通过如下公式计算：

其中，k_p和k_i为修正项，θ_ctrl为当前预期相角，θ_PWM为当前实际相角，f_Δ为基波频率补偿项；

所述获取所述直驱永磁同步电机的稳定运行角速度范围，通过如下公式计算：

其中，u_d为任一第一预设角速度对应的d轴电压，u_q为任一第一预设角速度对应的q轴电压，R_s为转子的电阻，L_q为任一第一预设角速度对应的d 轴电感，L_d为任一第一预设角速度对应的q轴电感，i_d为d轴电压对应的第一d轴电流，i_q为q轴电压对应的第一q轴电流，ψ_f为永磁体磁链的反电势；

所述获取传输误差相角θ_Δ，通过如下公式计算：

θ_Δ＝tan^-1(u_d/u_q)

所述获取第三子补偿相角θ_cmps3，通过如下公式计算：

θ_cmps3＝k·ω。

在本发明一实施例中，所述电力机车还包括：至少四个大功率直驱永磁同步电机；所述电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统包括：第一电机、第二电机、第三电机和第四电机；

所述电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统还用于：

采集第一电机、第二电机、第三电机和第四电机的转子频率，获取所述第一电机的实时转矩，所述第一电机和所述第二电机为第一转向架的轴电机，所述第三电机和所述第四电机为第二转向架的轴电机，所述第一转向架与所述第二转向架相邻；

根据所采集的多个电机的转子频率，确定所述第一电机的转子频率差和转子频率微分值；

根据所述第一电机的转子频率差、转子频率微分值和实时转矩，确定转矩削减量；

根据所述转矩削减量对所述第一电机的转矩进行调整。

在一种可能的实现方式中，所述方法还包括：

根据第一电机的转子频率差、转子频率微分值和实时转矩，生成撒砂控制信号，撒砂控制信号用于指示是否进行撒砂操作。

在一种可能的实现方式中，根据第一电机的转子频率差、转子频率微分值和实时转矩，确定转矩削减量，包括：

根据第一电机的转子频率差以及预设的转子频率差分级规则，确定第一电机的转子频率差对应的空转滑行等级；

根据第一电机的转子频率差对应的空转滑行等级，以及第一电机的实时转矩，确定第一转矩削减量；

根据第一电机的转子频率微分值以及预设的转子频率微分值分级规则，确定第一电机的转子频率微分值对应的空转滑行等级；

根据第一电机的转子频率微分值对应的空转滑行等级，以及第一电机的实时转矩，确定第二转矩削减量；

若第一转矩削减量大于等于第二转矩削减量，则确定第一转矩削减量为转矩削减量；

若第一转矩削减量小于第二转矩削减量，则确定第二转矩削减量为转矩削减量。

在一种可能的实现方式中，根据转矩削减量对第一电机的转矩进行调整，包括：

在第一预设时间段内，将第一电机的转矩值由第一值降低至第二值，第一值与第二值的差值为转矩削减量；

在第二预设时间段内，保持第一电机的转矩值为第二值不变；

在第三预设时间段内，将第一电机的转矩值由第二值提高至预设转矩值的预设百分比；

在第四预设时间段内，将第一电机的转矩值提高至预设转矩值；

其中，第一电机的转矩值在第三预设时间段内的恢复速率，大于第一电机的转矩值在第四预设时间段内的恢复速率。

在一种可能的实现方式中，在第一预设时间段内，将第一电机的转矩值由第一值降低至第二值，包括：

在第一预设时间段内，根据第一电机的转矩值的降低速率逐渐减小，将第一电机的转矩值由第一值降低至第二值。

在一种可能的实现方式中，根据所采集的多个电机的转子频率，确定第一电机的转子频率差和转子频率微分值，包括：

对所采集的多个电机的转子频率进行限幅滤波和低通滤波处理；

根据限幅滤波和低通滤波处理后的多个电机的转子频率，确定第一电机的转子频率差和转子频率微分值。

在一种可能的实现方式中，若机车处于惰行工况，则对所采集的多个转子频率进行限幅滤波和低通滤波处理，包括：

获取第一电机的电流值；

根据第一电机的电流值和每个电机的转子频率，确定每个电机的转子频率补偿系数；

根据每个电机的转子频率补偿系数对每个电机的转子频率进行补偿；

对补偿后的多个电机的转子频率进行限幅滤波和低通滤波处理。

在本发明一实施例中，所述主电路还包括：多个传感器；所述多个传感器至少包括以下的一项或多项：输入电流传感器、中间电压传感器、接地电压传感器、斩波支路电流传感器、电机U相电流传感器、电机V相电流传感器、电机定子绕组温度传感器和电机转速传感器；

所述控制方法还包括：

获取所述多个传感器采集得到的数据；

根据所述数据与预设条件，判断所述多个传感器对应的至少一项单项状态是否正常；

若存在不正常的单项状态，则将所述不正常的单项状态的状态位置于故障位。

在一种可能的设计中，在所述电流输入端设置有输入电流传感器，其中，所述输入电流传感器对应的单项状态为输入电流；

获取所述传感器采集得到的数据，包括：

获取所述输入电流传感器采集得到的第一电流；

根据所述数据与预设条件，判断所述传感器对应的至少一项单项状态是否正常，包括：

若所述第一电流大于第一预设阈值的持续时间大于第一预设时间，则确定牵引变流器的输入电流过大。

在一种可能的设计中，与所述母线电容并联的中间电压传感器和接地电压传感器，其中，所述中间电压传感器对应的单项状态为中间直流母线电压，所述接地电压传感器对应的单项状态为接地电压传感器的工作状态；

获取所述传感器采集得到的数据，包括：

获取所述中间电压传感器采集得到的第一电压以及获取所述接地电压传感器采集得到的第二电压；

根据所述数据与预设条件，判断所述传感器对应的至少一项单项状态是否正常，包括：

若所述第一电压大于第二预设阈值的持续时间大于第二预设时间，则确定牵引变流器的中间直流母线电压过大；

若所述第一电压小于第三预设阈值的持续时间大于第三预设时间，则确定牵引变流器的中间直流母线电压过小；

若所述第二电压值不在第一预设范围内，则确定接地电压传感器故障；

所述方法还包括：

若所述第一电压不在第二预设范围内，则确定中间电压传感器故障；

若所述第二电压减去第一电压的一半得到的第三电压大于第四预设阈值的持续时间大于第四预设时间，则确定牵引变流器的母线正极接地；

若所述第三电压小于第五预设阈值的持续时间大于第五预设时间，则确定牵引变流器的母线负极接地。

在一种可能的设计中，在所述斩波支路设置有斩波支路电流传感器，其中，所述斩波支路电流传感器对应的单项状态为斩波支路电流；

获取所述传感器采集得到的数据，包括：

获取所述斩波支路电流传感器采集得到的第二电流；

根据所述数据与预设条件，判断所述传感器对应的至少一项单项状态是否正常，包括：

若斩波支路开通，所述第二电流大于第六预设阈值的持续时间大于第六预设时间，则确定牵引变流器的斩波支路电流过大；

所述电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统还用于：

若斩波支路未开通，所述第二电流大于第七预设阈值的持续时间大于第七预设时间，则确定牵引变流器的斩波电路未开通但检测到电流；

若斩波支路开通，在第八预设时间内未检测到所述第二电流大于第八预设阈值，则确定牵引变流器的斩波支路开通但检测不到电流。

在一种可能的设计中，在电流输出端设置有电机U相电流传感器、电机V相电流传感器、电机定子绕组温度传感器和电机转速传感器，其中，所述电机U相电流传感器对应的单项状态为电机U相输入电流，所述电机 V相电流传感器对应的单项状态为电机V相输入电流，所述电机定子绕组温度传感器对应的单项状态为电机定子绕组温度，所述电机转速传感器对应的单项状态为电机转速；

获取所述传感器采集得到的数据，包括：

获取所述电机U相电流传感器采集得到的第三电流、获取所述电机V 相电流传感器采集得到的第四电流、获取所述电机定子绕组温度传感器采集得到的温度以及获取所述电机转速传感器采集得到的第一速度；

根据所述数据与预设条件，判断所述传感器对应的至少一项单项状态是否正常，包括：

若所述第三电流大于第九预设阈值的持续时间大于第九预设时间，则确定电机U相输入电流过大；

若所述第四电流大于第十预设阈值的持续时间大于第十预设时间，则确定电机V相输入电流过大；

若所述温度大于第十一预设阈值的持续时间大于第十一预设时间，则确定电机定子绕组温度过大；

若所述第一速度大于第十二预设阈值的持续时间大于第十二预设时间，则确定电机转速过大；

所述电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统还用于：

若所述第三电流加上所述第四电流得到的值取反得到的第五电流大于第十三阈值的持续时间大于第十三预设时间，则确定电机W相输入电流过大。

综上，本实施例提供的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统中，依次通过四象限整流器、中间直流回路和逆变模块，将主变压器的交流电通过“交 -直-交”的流程最终转换为大功率直驱永磁同步电机可用的三相交流电。从而通过电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统对使用大功率直驱永磁同步电机的电力机车中的大功率直驱永磁同步电机进行控制，填补了电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统在电力机车中应用的空白。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统一实施例的结构示意框图；

图2为本发明电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统一实施例的结构示意电路原理图；

图3为本发明电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统一实施例的流程示意图；

图4为本发明实施例提供的四象限整流器的局部电路图；

图5为本发明实施例提供的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统电流偏置调节方法的流程示意图；

图6为本发明实施例提供的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统电流偏置调节方法的流程示意图；

图7为本实施例提供的本发明实施例提供的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统电流偏置调节方法的流程示意图

图8为本发明提供的斩波控制方法的实施例一的流程示意图；

图9为本发明电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统一实施例的结构示意图；

图10为本发明提供的斩波控制方法的实施例二的流程示意图；

图11为本发明提供的斩波控制方法的实施例二的另一流程示意图；

图12为本发明提供的斩波控制方法的实施例三的流程示意图；

图13为本发明提供的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统中，对于大功率直驱永磁同步电机的控制方法流程示意图；

图14为本发明提供的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统中，对于大功率直驱永磁同步电机的控制系统的结构示意图；

图15为本发明MTPA控制的系统结构示意图；

图16为本发明前端解耦控制的系统结构示意图；

图17为本发明弱磁控制的系统结构示意图；

图18为本发明全速度范围内MTPA控制和弱磁控制的轨迹示意图；

图19为本发明MTPA控制和弱磁控制切换控制示意图；

图20为本发明提供的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统中，对于大功率直驱永磁同步电机的调制方法流程示意图；

图21为本发明提供的中间60°调制方式下调制角度与调制比的关系；

图22为本发明提供的基于中间60°调制的全速度范围调制策略示意图；

图23为本发明提供的永磁同步电机转子初始位置角检测方法实施例一的流程示意图；

图24为本发明提供的两相同步旋转坐标系、两相静止坐标系以及预期两相同步旋转坐标系关系示意图；

图25为本发明提供的永磁同步电机转子初始位置角检测方法实施例二的流程示意图；

图26为本发明提供的永磁同步电机转子初始位置角检测方法实施例三的流程示意图；

图27为永磁同步电机运行过程中多个通道的信号变化示意图；

图28为响应电流变化规律示意图；

图29为本发明提供的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统对应的大功率直驱永磁同步电机的控制系统的结构示意图；

图30为本发明提供的大功率直驱永磁同步电机的控制方法的流程示意图一；

图31为本发明提供的大功率直驱永磁同步电机的控制方法的流程示意图二；

图32为本发明提供的控制算法的中断周期示意图；

图33为本发明提供的调制算法的中断周期示意图；

图34为多模式PWM调制策略的示意图；

图35为本发明提供的大功率直驱永磁同步电机的控制方法的流程示意图三；

图36A为理论坐标系与实际坐标系完全重合的示意图；

图36B为实际坐标系超前理论坐标系的示意图；

图36C为实际坐标系滞后理论坐标系的示意图；

图37为本发明提供的粘着控制方法一实施例的流程图；

图38为本发明一实施例提供的粘着控制过程的示意图；

图39为本发明实施例提供的牵引变流器的电路图；

图40为本发明实施例提供的牵引变流器的故障确定方法的流程图；

图41为本发明实施例提供的牵引变流器的保护方法的逻辑判断图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”、“第三”、“第四”等(如果存在)是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本发明的实施例例如能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。

下面以具体地实施例对本发明的技术方案进行详细说明。下面这几个具体的实施例可以相互结合，对于相同或相似的概念或过程可能在某些实施例不再赘述。

图1为本发明电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统一实施例的结构示意图。如图1所示，本实施例提供的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统包括：第一预充电模块、第二预充电模块、第一四象限整流器、第二四象限整流器、第一斩波模块、第二斩波模块、中间直流回路、第一逆变模块、第二逆变模块、第三逆变模块和辅助变流器，第一四象限整流器和第二四象限整流器分别通过第一预充电模块和第二预充电模块连接电力机车的主变压器，第一四象限整流器和第二四象限整流器分别通过第一斩波模块和第二斩波模块连接中间直流回路，中间直流回路分别连接第一逆变模块、第二逆变模块、第三逆变模块和辅助变流器。

具体地，本实施例提供的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统可用于使用大功率直驱永磁同步电机的电力机车，用于控制电力机车上的至少一个大功率直驱永磁同步电机。需要说明的是，本发明各实施例中以电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统中大功率直驱永磁同步电机数量为三个作为示例，本实施例提供的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统还可用于控制具有少于或者多于三个大功率直驱永磁同步电机的电力机车，原理相同且仅为数量上的增减。

进一步地，图2为本发明电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统一实施例的结构示意图。如图2所示的实施例在图1所示的基础上，提供的一种电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统具体的电路设计以及连接方式，用以说明本发明后续各实施例中对于电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统的控制方法。

其中，如图2所示的电路图中，第一预充电模块包括第一充电电容、第一预充电接触器和第一主工作接触器，第二预充电模块包括第二充电电容、第二预充电接触器和第二主工作接触器，第一四象限整流器和第二四象限整流器各包括八个开关管，第一斩波模块包括第一开关管、第一电流传感器、第一反向二极管和第一斩波电阻，第二斩波模块包括第二开关管、第二电流传感器、第二反向二极管和第二斩波电阻，中间直流回路包括并联连接的第一直流侧支撑电容、第二直流侧支撑电容、慢放电阻、直流母线电压传感器和接地检测模块，第一逆变模块、第二逆变模块和第三逆变模块均包括由六个开关管组成的三相逆变电路。

具体地，如图2所示，以第一预充电模块进行说明，第二预充电模块与第一预充电模块的组成以及实现原理相同。第一预充电接触器AK1连接变压器的次边绕组1和第一预充电电阻R1，第一预充电电阻R1还连接第一预充电模块的输出端(连接第一四象限整流器的输入端)，第一主工作接触器K1连接变压器的次边绕组1和第一预充电模块的输出端(连接第一四象限整流器的输入端)。其中，由于变压器电流较大，而为了保护四象限整流器输入电流过大对于开关管造成损伤，本申请中针对大功率直驱永磁同步电机的变流器需要专门设置预充电模块，以防止变压器将过大的电流直接输出到四象限整流器中。在实际使用时，当变流器上电，闭合开关第一预充电接触器AK1，断开第一主工作接触器K1，变压器电流经过第一预充电电阻R1后到达第一四象限整流器，使得开始上电时的电流变化幅度(di/dt)不至于过大，减小对各器件的危害。当3-10ms后第一主工作接触器K1闭合，第一预充电接触器AK1断开，变压器电流再直接到达第一四象限整流器。

如图2所示，第一四象限整流器和第二四象限整流器都由八个开关管组成，下面以第一四象限整流器为例进行说明，第二四象限整流器原理以及连接方式与第一四象限整流器相同。其中，第一四象限整流器由图中1 由g1、g3、g2、g4、g5、g7、g6和g8八个IGBT开关管组成，具体地， g1的发射极与g2的集电极连接在一起，g3的发射极与g4的集电极连接在一起，g5的发射极与g6的集电极连接在一起，g7的发射极与g8的集电极连接在一起。g1和g3的发射极连接在一起，并与第一四象限整理器的第一输入端连接，g5和g7的发射极连接在一起，并与第一四象限整流器第二输入端连接，g1，g3，g5和g7的集电极连接在一起，并与第一四象限整流器的第一输出端连接，g2，g4，g6和g8的发射极连接在一起，并与第一四象限整流器的第二输出端连接。

如图2所示，第一斩波模块和第二斩波模块的实现原理相同，其中，第一斩波模块包括斩波开关管g9、斩波电流传感器A2、反向二极管D1和斩波电阻R5，斩波模块2和斩波模块1结构相同。斩波模块的具体实现原理将在本申请后续图6所示的实施例中进行说明。

如图2所示，第一逆变器、第二逆变器、第三逆变器和辅助变流器均分别由6个IGBT组成。下面以第一逆变器为例进行说明。其中，对于第一逆变器来说，g10的发射极与g11的集电极连接在一起，g12的发射极与g13的集电极连接在一起，g14的发射极与g15的集电极连接在一起， g10、g12和g14的集电极连接在一起，并与第一逆变器的第一输入端连接，g11、g13和g15的发射极连接在一起，并与第一逆变器的第二输入端连接。 g10、g12和g14的发射极分别为第一逆变器的三相输出端，如图2所示，另g10的发射极为第一逆变器的第一输出端，g12的发射极为第一逆变器的第二输出端；g14的发射极为第一逆变器的第三输出端。

图3为本发明电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统一实施例的流程示意图。下面结合图3对如图1和图2所示的控制方法进行说明，其中，该电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统控制方法包括：

S101：通过第一预充电模块和第二预充电模块将主变压器的交流电分别传输至第一四象限整流器和第二四象限整流器；

具体地，本实施例的执行主体可以是任何具备相关控制及数据处理功能的电子设备，例如：平板电脑、笔记本电脑、台式电脑以及服务器等。或者，本实施例还可以进一步地由电子设备的处理器执行，例如：CPU、 GPU等。

其中，本实施例的控制方法用于控制如图1所示的主电路将变流器的交流电转换为大功率直驱永磁同步电机所能够使用的三相变频变压交流电。则在S102中，控制接入主变压器的第一预充电模块将主变压器的交流电输入第一四象限整流器，控制接入主变压器的第二预充电模块将主变压器的交流电输入第二四象限整流器。预充电模块用于保护四象限整流器的器件不会被直接从主变压器输出的过大电流或电压损伤。第一预充电模块和第二预充电模块的输入端可通过与主变压器的次边牵引绕组连接的方式获取主变压器所提供的交流电。

S102：通过第一四象限整流器和第二四象限整流器分别将第一预充电模块和第二预充电模块传输的交流电转换为直流电后，输出至第一斩波模块和第二斩波模块。

则在S102中，可以控制第一四象限整流器和第二四象限整流器，将从第一预充电模块和第二预充电模块接收到的主变压器的交流电转换为直流电后输入第一斩波模块和第二斩波模块。可选地，在本发明相同或相似的主电路替代方案中，四象限整流器的数目不作具体限定，对于并列设置的每个四象限整流器，每个四象限整流器独立工作，均用于通过对应的预充电模块接收主变压器提供的交流电并转换为直流电后向中间直流回路输出。

S103：通过第一斩波模块和第二斩波模块将直流电进行斩波处理后传输至中间直流回路

具体地，通过控制第一斩波模块和第二斩波模块分别将第一四象限整流器输出的直流电和第二四象限整流器输出的直流电经过斩波处理后，传输至中间直流回路。

S104：通过中间直流回路将接收到的直流电分别输出至第一逆变模块、第二逆变模块、第三逆变模块和辅助变流器。

当中间直流回路接收到第一四象限整流器和第二四象限整流器发送的直流电后，在S104中控制直流回路将直流电分别向其所连接的第一逆变模块、第二逆变模块、第三逆变模块和辅助变流器输出。其中，第一四象限整流器和第二四象限整流器共用中间直流回路，中间直流回路将收到的多路直流电经过汇总传输后，分别向第一逆变模块、第二逆变模块、第三逆变模块和辅助变流器输出。

S105：通过第一逆变模块、第二逆变模块和第三逆变模块将接收到的直流电转换为三相交流电后分别输出至三台大功率直驱永磁同步电机。

则在S105中，当接收到中间回路发送的直流电后，需要控制第一逆变模块、第二逆变模块、第三逆变模块和辅助变流器分别向其所连接的负载供电。其中，逆变模块与大功率直驱永磁同步电机一一对应，辅助变流器与辅助负载相对应。例如在图1所示的主电路的实施例中，电力机车包括了三个大功率直驱永磁同步电机，因此其主电路也需要相应设置三个逆变模块。如图中的连接关系，第一逆变模块连接大功率直驱永磁同步电机1，并将接收到的直流电转换为大功率直驱永磁同步电机1可用的交流电后向其输出、第二逆变模块连接大功率直驱永磁同步电机2，并将接收到的直流电转换为大功率直驱永磁同步电机2可用的交流电后向其输出、第三逆变模块连接大功率直驱永磁同步电机3，并将接收到的直流电转换为大功率直驱永磁同步电机3可用的交流电后向其输出。每个逆变模块均通过向其连接的大功率直驱永磁同步电机发送的交流电驱动大功率直驱永磁同步电机，从而实现电力机车中的三个大功率直驱永磁同步电机的驱动控制。

S106：通过辅助变流器将接收到的直流电转换为三相交流电后输出至电力机车的辅助负载。

同时，本实施例提供的主电路中，辅助变流器也可以连接中间直流回路，并可以在S106中控制辅助变流器将从中间直流回路接收到的直流电，转换为电力机车中辅助负载可用的交流电后，向辅助负载输出。可选地，这里所述的辅助负载至少包括但不限于以下的一项或多项：电力机车的照明系统、通信系统和空调系统。

综上，本实施例提供的大功率电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统及其控制方法中，依次通过预充电模块、四象限整流器、斩波模块、中间直流回路和逆变模块，将主变压器的交流电通过“交-直-交”的流程最终转换为大功率直驱永磁同步电机可用的三相交流电。从而对使用大功率直驱永磁同步电机的电力机车中的大功率直驱永磁同步电机进行控制，填补了大功率直驱永磁同步电机在电力机车中对该类型电机的变流器及其控制方法的空白。

可选地，在本发明控制方法的一种具体实现方式中，提供一种S102中对于四象限整流器的控制方式，以消除在四象限整流器控制过程中电流偏置的影响。

具体地，图4为本发明实施例提供的四象限整流器的局部电路图，如图 4所示的四象限整流器可以是如图1和图3中的第一四象限整流器，也可以是如图1和图3中的第二四象限整流器。本实施例提供的每个四象限整流器的工作方式以及原理相同，下面以一个四象限整流器进行具体说明。如图所示，g1、g2、g3和g4为四象限整流器的IGBT器件，g1、g2、g3和g4协同工作，实现四象限整流器将交流电压转换成直流电压的作用。但是在现有技术中，当四象限整流器因器件、控制等因素出现电压偏置时，四象限整流器将不稳定，IGBT器件偏离其额定工作区，会在变压器上产生较大的直流偏置，基于该问题，本发明电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统的一实施例中，在S101提供一种电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统电流偏置调节方法，该方法在不改变图1和图3硬件结构的基础上能够解决直流偏置的问题。下面结合图5进行详细说明。

图5为本发明实施例提供的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统电流偏置调节方法的流程示意图，如图5所示，该方法包括：

S501、对输入四象限整流器的交流电流进行采样，得到采样周期内的交流电流，所述交流电流包括正半周期的电流值和负半周期的电流值。

具体地，根据预设采样频率，对输入四象限整流器的交流电流进行采样，得到多个采样点，将得到的多个采样点绘制成曲线，得到一个正弦或者余弦曲线。预设采样频率可以为IGBT通断频率的两倍甚至数倍或者其他，只要能根据预设采样频率采样得到完整的正弦或者余弦曲线即可，在此对预设采样频率不做特别限制。例如，在本实施例中，预设采样频率可以为IGBT通断频率的两倍，再将根据预设采样频率得到的多个采样点绘制成的正弦或者余弦曲线，根据相位分为正半周期和负半周期，例如正弦曲线的正半周期为 0到π，负半周为π到2π，则正半周期的多个采样点的值即为交流电流正半周期的值，负半周期的多个采样点的值即为交流电流负半周期的值。

S502、获取正半周期的电流值的第一和值与负半周期的电流值的第二和值，并根据所述第一和值和所述第二和值，获取电流偏置值。

具体地，将正半周期的多个采样点的值进行加和得到第一和值P，再将负半周期的多个采样点的值进行加和得到第二和值N，P值与N值的绝对值进行做差计算，所得到的差值为Q。如果Q值为0，认为P值和N值的绝对值也完全相等，正弦曲线或者余弦曲线的正半周期和负半周期完全对称，交流电流没有直流偏置。若Q值不为0，则认为P值和N值的绝对值不相等，则正弦曲线或者余弦曲线的正半周期和负半周期不对称，交流电流存在直流偏置，Q值即为直流偏置值。

S503、将所述电流偏置值与零的第一差值输入至第一PI控制器，获取所述第一PI控制器输出的第一输出值。

具体地，直流偏置值Q与零输入至第一PI控制器，第一PI控制器根据直流偏置值Q与零构成控制偏差，将偏差的比例和积分通过线性组合构成控制量，对交流电流进行控制，消除交流电流的直流偏置。控制量即为第一输出值。

S504、根据所述第一输出值以及PR控制器输出的第二输出值得到脉冲宽度调制符号，所述PR控制器用于对所述交流电流的无静差控制，使所述交流电流的周期和相位与电网电压相同。

具体地，将交流电流输入到PR控制器，保证交流电流的相位和和周期与电网电压相同后，得到稳定的输出交流电流，即为第二输出值。再将第一输出值和第二输出值进行求和，得到第三和值。即第一PI控制器得到的控制量调节输出稳定的交流电流，从而抑制交流电流的直流偏置。再将第三和值用单极倍频脉冲调制方式进行调制，得到脉冲宽度调制符号。

S505、根据所述脉冲宽度调制符号控制所述四象限整流器中的绝缘栅双极型晶体管IGBT的通断。

具体地，结合图4所示，脉冲宽度调制符号作为四象限整流器中的绝缘栅双极型晶体管IGBT g1、g2、g3和g4的输入，来控制双极型晶体管IGBT 的通断。

因此，在本实施例中，为电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统提供了一种电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统中电流偏置调节方法，对输入四象限整流器的交流电流进行采样，得到采样周期内的交流电流，该交流电流包括正半周期的电流值和负半周期的电流值；获取正半周期的电流值的第一和值与负半周期的电流值的第二和值，并根据第一和值和第二和值，获取电流偏置值；将电流偏置值与零的第一差值输入至第一PI控制器，获取第一PI 控制器输出的第一输出值；根据第一输出值以及PR控制器输出的第二输出值得到脉冲宽度调制符号，PR控制器用于对交流电流进行无静差控制，使交流电流的周期和相位与电网电压相同；根据脉冲宽度调制符号控制四象限整流器中的绝缘栅双极型晶体管IGBT的通断。通过第一PI控制器输出的第一输出值来调节第二输出值，得到第三和值，从而抑制交流电流的直流偏置，将该第三和值用单极倍频脉冲调制方式进行调制，得到脉冲宽度调制符号控制IGBT的工作，避免了IGBT器件偏离其额定工作区，从而有效的对变压器侧电流偏置进行根本抑制和消除，进而消除电流偏置对四象限整流器控制的影响。

图6为本发明实施例提供的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统电流偏置调节方法的流程示意图，图7为本实施例提供的本发明实施例提供的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统电流偏置调节方法的流程示意图，如图 7所示，Udc为直流母线电压，陷波器主要是滤除直流母线电压Udc上的波动值，Udc*为指令电压，i为输入四象限整流器的交流电流，Us为输入四象限整流器的交流电流的电压，结合图7，本实施例在图5实施例的基础上，对本实施例的具体实现过程进行了详细说明。如图6所示，该方法包括：

S601、根据预设采样频率对输入四象限整流器的交流电流进行采样，得到采样电流，所述预设采样频率为所述IGBT通断频率的两倍。

本实施例提供的S601与图5实施例中的S501类似，本实施例此处不再赘述。

S602、通过第一带通滤波器和第二带通滤波器对所述采样电流进行滤波，得到滤波后的采样电流；其中，所述第一带通滤波器用于获取交流电流的主频信号，所述第二带通滤波器用于滤除干扰谐波。

具体地，考虑到不同地域交流电流主频存在的差异，第一带通滤波器的通带频率设置在40Hz-60Hz之间，例如在本实施例中，第一个带通滤波器通带频率为45-55Hz，可选地，当交流电流的主频为50Hz时，将该第一带通滤波器的通带频率设置为50Hz，用于获取交流电流的主频信号。同样的，在本实施例中，四象限整流器的开关频率为f，即IGBT的通断频率为f，第二个带通滤波器通带频率为2f/(50±5)Hz，第二带通滤波器用于滤除高次谐波干扰。第一带通滤波器和第二带通滤波器即为图5中的滤波器。

S603、获取所述四象限整流器的直流母线电压与指令电压的第二差值，将所述第二差值输入至第二PI控制器，使得所述第二PI控制器输出的第三输出值与锁相环的输出值相乘，所述锁相环用于得到电网电压相位，从而得到与所述电网电压同周期与相位的交流电流。

具体地，直流母线电压Udc与指令电压Udc*输入至第二PI控制器，第二PI控制器根据直流母线电压Udc与指令电压Udc*偏差，将偏差的比例和积分通过线性组合构成控制量，控制量即为第二PI控制器输出的第三输出值。再将第二PI控制器输出的第三输出值与锁相环输出相乘，得到与电网电压同相位的交流电流。锁相环即图5中的PLL，该锁相环PLL用于控制交流电流 i的周期与相位和电网电压的周期与相位保持一致。根据锁相环所控制的相位计算出电网电压的相位。S603中的第二PI控制器即为图7中的第二PI。

S604、根据所述锁相环确定的电网电压相位和所述采样电流，得到采样周期内的交流电流，所述交流电流包括正半周期的电流值和负半周期的电流值。

具体地，根据锁相环PLL所控制的相位计算出电网电压的相位，确定交流电流i的相位，也就确定了采样电流的相位，根据相位将采样电流分为正半周期和负半周期，例如正弦曲线的正半周期为0到π，负半周为π到2π，则正半周期的多个采样点的值即为交流电流i正半周期的值，负半周期的多个采样点的值即为交流电流i负半周期的值。S604即为图7中的直流偏置提取计算。

S605、获取正半周期的电流值的第一和值与负半周期的电流值的第二和值，并根据所述第一和值和所述第二和值，获取电流偏置值。

本实施例提供的S605与图5实施例中的S502类似，S605也为图7中的直流偏置提取计算，本实施例此处不再赘述。

S606、判断所述第一差值的绝对值是否大于所述电流环宽的绝对值，得到的判断结果为是。

具体地，为避免采样误差造成第一差值Q存在误差，将Q值大小和滞环环宽进行计算，滞环环宽可以为±5A，也可以为任意其他值，只要能避免第一差值Q存在误差即可。例如，在本实施例中，滞环环宽为±5A；第一差值Q的绝对值大于5A，得到的判断结果为是，即交流存在直流偏置。具体地，第一差值Q大于5A，交流电流存在正直流偏置，第一差值Q小于-5A，交流电流存在负直流偏置。

S607、将所述电流偏置值与零的第一差值输入至第一PI控制器，获取所述第一PI控制器输出的第一输出值。

本实施例提供的S607与图5实施例中的S503类似，S607中的第一PI 控制器即为图7中的第一PI，本实施例此处不再赘述。

S608、对所述第一输出值和所述PR控制输出的第二输出值进行求和，得到第三和值，所述第一输出值为电流变量，所述第二输出值为电流值；根据所述第三和值和单极倍频脉冲调制方式，得到所述脉冲宽度调制符号。

本实施例提供的S608与图5实施例中的S504类似，S608中的PR控制器即为图7中一PR，本实施例此处不再赘述。

S609、根据所述脉冲宽度调制符号控制所述四象限整流器中的绝缘栅双极型晶体管IGBT的通断。

本实施例提供的S609与图5实施例中的S505类似，同时与图7脉冲调制类似，本实施例此处不再赘述。

本发明实施例提供的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统调节方法，将交流电流进行采样，得到采样电流，再将直流母线电压和指令电压的第二差值输入到第二PI控制器，得到第二PI控制器输出的第三输出值，第三输出值用于对交流电流进行调整。再将第三输出值与到锁相环输出值相乘后，根据锁相环计算出的电网电压相位，确定交流电流相位，进而确定采样电流的相位，再将采样电流分为正半周期和负半周期，计算出正半周期的电流值和负半周期的电流值，再将正半周期的电流值和负半周期的电流值的第一差值输入到第一PI控制器，通过第一PI控制器输出的第一输出值来调节PR控制器输出的第二输出值，得到第三和值，从而抑制交流电流的直流偏置，将该第三和值用单极倍频脉冲调制方式进行调制，得到脉冲宽度调制符号控制 IGBT的工作，避免了IGBT器件偏离其额定工作区，从而有效地对变压器侧电流偏置进行根本抑制和消除，进而消除电流偏置对四象限整流器控制的影响。

进一步地，发明实施例提供的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统电流偏置调节方法，提高了直流偏置抑制的响应速度，同时采用软件控制算法来解决直流偏置，省去了硬件电路设计，解决了其他直流偏置抑制方法不适用于电网电压频率宽频变化的问题。

可选地，在本发明控制方法的一种具体实现方式中，提供一种S104中对于中间直流回路的控制方式，具体涉及对于中间直流回路的斩波控制方法，以减小在电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统中对中间直流母线电压的冲击。下面结合附图8和附图9对本实施例提供的中间直流回路的斩波控制方法进行说明。

具体地，图8为本发明提供的斩波控制方法的实施例一的流程示意图，如图8所示，本实施例提供的斩波控制方法，包括：

S801、对中间直流母线电压进行周期性检测，所述中间直流母线电压为所述交直交电力传动机车上直流母线上的电压。

图9为本发明电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统一实施例的结构示意图。如图9所示的主电路是在如图1基础上一种可能的连接方式。图9 所示的主电路包含预充电模块1和预充电模块2，四象限整流模块1和四象限整流模块2，斩波模块1和斩波模块2，接地检测模块，逆变模块1、逆变模块2和逆变模块3，以及辅助模块。

其中，预充电模块1包括预充电电阻R1、预充电接触器AK1和主工作接触器K1，预充电模块2和预充电模块1的结构相同。四象限整流模块1由 g1、g3、g2、g4、g5、g7、g6和g8八个开关管组成，四象限整流模块2和四象限整流模块1结构相同。斩波模块1包括斩波开关管g9、斩波电流传感器A2、反向二极管D1和斩波电阻R5，斩波模块2和斩波模块1结构相同。接地检测模块包括电阻R3和R4，且R3阻值等于R4，电阻R3和R4串联在直流回路的两端组成了接地电阻检测回路。逆变模块1包括g10、g11、g12、 g13、g14、g15六个开关管组成的三相逆变电路，逆变模块2、逆变模块3和逆变模块1结构相同。K2为电机隔离接触器，M为直驱永磁电动机，C1和 C3为直流侧支撑电容，R2为慢放电阻，U1为直流母线电压传感器。辅助模块包括g16、g17、g18、g19、g20和g21六个开关管组成的三相逆变电路和一个辅助滤波柜组成。其中，在图9所示主电路拓扑图中，本实施例提及的中间直流母线电压指的是U1所测电压。

S802、当检测到的中间直流母线电压值大于斩波上限阈值时，采用P调节器对所述中间直流母线电压进行调节；直至检测到的所述中间直流母线电压值小于斩波下限阈值，所述斩波上限阈值大于所述斩波下限阈值。

其中，P调节器的原理为：控制斩波管在检测周期的特定时间比例内处于开通状态。该特定时间比例和检测到的中间直流母线电压值有关，检测到的中间直流母线电压值越大时，该时间比例越大。

由于，中间直流母线电压值从大于斩波上限阈值下降至小于斩波下限阈值的若干检测周期内，斩波管并不是始终处于开通状态，和现有技术相比，减小了对中间直流母线电压的冲击。

需要说明的是，在采用P调节器对所述中间直流母线电压进行调节后，当检测到中间直流母线电压值小于斩波下限阈值时，直接控制斩波管关断。

本实施例提供的斩波控制方法，应用于交直交电力传动机车，对中间直流母线电压进行周期性检测，当检测到的中间直流母线电压值大于斩波上限阈值时，采用P调节器对所述中间直流母线电压进行调节；直至检测到的所述中间直流母线电压值小于斩波下限阈值，减小了对中间直流母线电压的冲击。

图10为本发明提供的斩波控制方法的实施例二的流程示意图。本实施例是进一步对上述实施例中S802的可实现方式的描述，如图10所示， S802包括：

S1001、采用所述P调节器，确定目标检测周期内的斩波占空比。

其中，所述目标检测周期包括：从检测到的中间直流母线电压值大于斩波上限阈值，到检测到的中间直流母线电压值小于斩波下限阈值之间的经历的检测周期。

举例来说，假设检测周期为1min，若在当前检测周期(1min)内检测到的中间直流母线电压值大于斩波上限阈值，则开始使用P调节器对中间直流母线电压进行调节，若经过调节在距离当前检测周期的第五个检测周期内检测到中间直流母线电压值小于斩波下限阈值，则当前的1min、第二个1min、第三个1min、第四个1min为目标检测周期。

其中，斩波占空比指的是：一个检测周期内，斩波管开通的时间占检测周期的比例。

可选地，参见图11所示，上述确定目标检测周期内的斩波占空比的可实现的方式为：

首先，确定目标参数，具体为：

S2011、在根据以下公式确定目标参数；

Err＝U1-斩波下限阈值

其中，Err表示目标参数，U1表示目标检测周期内检测到的中间直流母线电压值；

其次，获取所述P调节器对应的控制系数，具体为：

S2012、根据如下公式确定所述控制系数；

Kp_chp＝1/(直流母线电压过压保护值阈值-斩波下限阈值)

其中，Kp_chp表示控制系数。

最后，根据所述控制系数和所述目标参数，确定所述斩波占空比，具体为：

S2013、根据如下公式确定所述斩波占空比；

C_duty＝Err*Kp_chp

其中，C_duty表示斩波占空比，Err表示目标参数，Kp_chp表示控制系数。

以图9所示拓扑图为例进行说明：设定斩波上限阈值为3100V，斩波下限阈值为2900V，直流母线电压过压保护值阈值为3200V。图9中U1所测的电压为中间直流母线电压。假设当前检测周期内检测到的中间直流母线电压值U1为3100V，由于U1大于斩波上限阈值，采用P调节器对中间直流母线电压进行调节，首先，根据S2011计算得到目标参数Err为：3100V-2900V＝200V；其次，根据S2012计算得到控制系数Kp_chp为：1/ (3200V-2900V)≈0.0033；最后，根据S2013计算得到斩波占空比为： 200V*0.0033＝0.66。则在当前检测周期内斩波占空比为0.66。

S1002、根据所述斩波占空比，确定斩波管在目标检测周期内的开通时间。

S1003、根据所述开通时间，控制所述斩波管的开通或关断，以使所述中间直流母线电压值下降至小于所述斩波下限阈值。

由于，斩波占空比指的是：一个检测周期内，斩波管开通的时间占检测周期的比例。继续以S201中的例子进行说明：假设检测周期为1min，在确定当前检测周期内斩波占空比为0.66的基础上，可以计算得到当前检测周期内斩波管的开通时间为1min*0.66＝0.66min。

具体的，在得到上述开通时间后，可基于该开通时间，通过控制斩波管的开通或关断来控制在当前检测周期内斩波管的开通时间为0.66min。

本实施例提供的斩波控制方法，描述了确定斩波占空比的一种可实现的方式，具体为，首先确定目标参数Err，然后确定P调节器的控制系数，最后根据该目标参数和控制系数，确定斩波占空比，为后续根据该斩波占空比控制斩波管的开通时间提供了依据。

图12为本发明提供的斩波控制方法的实施例三的流程示意图。在上述实施例的基础上，如图12所示，本实施例提供的斩波控制方法，还包括：对所述斩波占空比进行防错处理。

可选地，上述防错处理的实现方式为：

S1201、若所述斩波占空比的值大于1，则将所述斩波占空比的值设为 1；若所述斩波占空比的值小于0，则将所述斩波占空比的值设为0。

以图9所示拓扑图为例进行说明：设定斩波上限阈值为3100V，斩波下限阈值为2900V，直流母线电压过压保护值阈值为3200V。图2中U1所测的电压为中间直流母线电压。假设当前检测周期内检测到的中间直流母线电压值为3300V。则根据S2011计算得到目标参数Err为： 3300V-2900V＝400V；其次，根据S2012计算得到控制系数Kp_chp为：1/ (3200V-2900V)≈0.0033；最后，根据S2013计算得到斩波占空比为： 400V*0.0033＝1.32。计算得到的该斩波占空比的值大于1，则将斩波占空比的值设为1。同理，当计算得到的斩波占空比的值小于0时，则将斩波占空比的值设为0。

本实施例提供的斩波控制方法，描述了对斩波占空比进行防错处理的可实现方式，具体为，若所述斩波占空比的值大于1，则将所述斩波占空比的值设为1；若所述斩波占空比的值小于0，则将所述斩波占空比的值设为0。可控制斩波占空比的比例在0到1的范围内。

可选地，在前述实施例的基础上，本发明一实施例中还提供一种电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统中对于大功率直驱永磁同步电机的控制方法，采用基于速度的分段矢量控制策略完成电流闭环控制，以根据机车的运行条件，满足对高速度运行范围、高转矩性能、高效率的要求。

具体地，图13为本发明提供的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统中，对于大功率直驱永磁同步电机的控制方法流程示意图，如图13所示实施例中控制方法包括：

S1301：确定待控制大功率直驱永磁同步电机的转速；

S1302：根据转速与第一映射关系确定第一控制策略，第一映射关系包括至少一个转速的范围和至少一个控制策略的一一对应关系；

S1303：根据第一控制策略确定待控制大功率直驱永磁同步电机的预期控制相角。

可选地，上述实施例中第一映射关系至少包括：额定转速以下与MTPA 控制策略的对应关系；额定转速以上与弱磁控制策略的对应关系。

具体地，本实施例中的大功率直驱永磁同步电机采用基于速度的分段矢量控制策略完成电流闭环控制，该控制策略包括：低速区的最大转矩电流比 (MTPA)控制和高速区的弱磁控制。图14为本发明提供的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统中，对于大功率直驱永磁同步电机的控制系统的结构示意图，下面结合图14对上述实施例进行说明。如图14所示，其中，T_cmd 为输入转矩，T为经过转矩限幅后的实际输入转矩，id*和iq*为d轴和q轴电流给定，id和iq为d轴和q轴反馈电流，ud*和uq*为d轴和q轴电压给定， ua、ub、uc分别为电机a相、b相和c相输入相电压，ia、ib为电机a相、b 相电流。

对于在额定转速以下，采用的MTPA控制，即利用永磁同步电机凸极效应产生的磁阻转矩，来获得较高转矩电流比值的一种控制方法。又被称为最大转矩电流比控制，其控制实现框图如图15所示，图15为本发明MTPA控制的系统结构示意图。其中，MTPA控制是非弱磁下所采用的控制策略，由于凸极电机直轴电感Ld小于交轴电感Lq，电机在额定转速以下范围内运行时，可以利用电机的凸极效应而产生的磁阻转矩来获得较高的转矩电流比值。该策略的关键是设定正确的电流工作点，而系统的动态响应由优化的电流内环控制实现，目前常用的电流内环有前馈解耦控制、反馈解耦控制、内模解耦控制和偏差解耦控制等。针对系统在高加、减速工况下，d、q轴电流存在严重动态耦合影响系统动态性能的问题，采用一种优化的前馈解耦控制策略实现对电流内环的优化控制。MTPA控制框图如图15所示。其中，udf和uqf 分别为d轴和q轴的前馈电压。前馈解耦是在电流控制器的输出信号u_sd、u_sq处，分别加上解耦电压项和从而抵消励磁、转矩电流间的耦合作用。其中，MTPA控制具体包括如下步骤：根据转矩电流曲线确定q轴电流给定和d轴电流给定；计算q轴电流给定与q轴实际电流的第一差值和d轴电流给定与d轴实际电流的第二差值；通过第一PI控制器根据第一差值得到d轴电压给定、通过第二PI控制器根据第二差值得到q轴电压给定；计算q轴电压给定与q轴前馈电压之和得到实际q轴电压给定、计算d轴电压给定与d 轴前馈电压之和得到实际d轴电压给定。如图15所示，首先根据输入以及转矩电流曲线确定给定的d轴电流给定id*和q轴电流给定iq*，随后将id*和d 轴实际电流id相减后送入PI控制器、将iq*和q轴实际电流iq相减后送入 PI控制器。如图中两个PI控制器会分别计算得到d轴电压给定ud和q轴电压给定uq。随后，将所计算的d轴电压给定ud加上d轴前馈电压udf得到 ud*为实际所输出的d轴电压给定，并将所计算的q轴电压给定uq加上q轴前馈电压uqf得到uq*为实际所输出的q轴电压给定。

特别地，图16为本发明前端解耦控制的系统结构示意图。如图16所示，假设反电势分量已抵消，则需要进行前端解耦控制。其中，根据图16中的前端结构控制框图，可以写为矩阵形式的前端结构的电压计算方程为：

根据上图可以写为矩阵形式，于是前馈解耦的电压计算方程为

进一步地，该前端结构的电压计算方程可以写为矩阵表示的形式相应的可求得前馈解耦的闭环传递函数矩阵

图17为本发明弱磁控制的系统结构示意图。由于受系统变流器容量限制，永磁同步电机稳态运行时，端电压和定子电流都会受到闲置，不能超出电压、电流极限值，为进一步拓宽调速范围，采用弱磁控制，在额定转速上，永磁同步电机进入弱磁状态，通过控制励磁电流可以达到弱磁升速的目的。因此，采用基于上述控制策略的控制算法计算获取当前d轴电压给定值和当前q轴电压给定值，进一步，根据当前d轴电压给定值和当前q轴电压给定值获取当前预期控制相角。如图17所示，受变流器容量限制，永磁同步电机稳态运行时，端电压us和定子电流is都要受到限制，不能超出电压、电流极限值，为进一步拓宽调速范围，采用弱磁控制。在额定转速以上永磁同步电机进入弱磁状态，通过控制励磁电流可以达到弱磁升速的目的；电流环采用功角控制策略，此时逆变器施加在电机上的电压不可控，只有通过控制电机的功角β来调节电机的励磁和扭矩，这时只控制电机d轴电流，其PI调节器的输出控制功角，实现对永磁电机基频以上的功角控制。其中，Usmax、Ismax 分别为电压极限值和电流极限值，Δid为给定弱磁状态下励磁电流的变化量， id_wk*、iq_wk*分别为弱磁调节后的d轴和q轴电流给定，uf为前馈电压幅值，β为功角。具体地，弱磁控制具体包括如下步骤：通过PI控制器根据电压极限值与前馈电压幅值之差计算给定弱磁状态下d轴电流变化量；通过给定弱磁状态下d轴电流变化量和d轴电流给定之和得到弱磁调节后的d轴电流给定；根据d轴电流给定和转矩公式计算弱磁调节后的q轴电流给定；通过PI控制器根据q轴电流给定与q轴实际电流之差得到功角β；通过如下公式计算实际q轴电压给定和实际d轴电压给定；

U_d＝U_s cosβ

U_q＝U_s cosβ

其中，Us为电压极限值，Ud为实际d轴电压给定，Uq为实际q轴电压给定。具体地，如图17所示，在弱磁控制中，首先需要将电压极限值Us与前馈电压幅值uf作差相减处理，并通过PI控制器得到给定弱磁状态下励磁电流的变化量Δid，将Δid与d轴电流给定之和作为得到弱磁调节后的d轴电流给定id_wk*送入转矩公式，根据转矩公式反推出得到弱磁调节后的q轴电流给定iq_wk*。随后将q轴电流给定与q轴实际电流iq作差后送入PI控制器，由PI控制器得到功角β，最后根据上述公式计算出实际q轴电压给定和实际d轴电压给定作为输出。可选地，在如图17所示的实施例中，计算前馈电压幅值uf时，需要先通过PI控制器得到前馈的Δid，将Δid与d轴电流给定之和作为id_wk*，并通过根据转矩公式反推出iq_wk*，将id_wk*和 iq_wk*送入电压方程计算出d轴电压给定udf和q轴电压给定uqf后，通过公式计算出前馈电压幅值uf。

此外，图18为本发明全速度范围内MTPA控制和弱磁控制的轨迹示意图。如图18所示的全速度范围内的控制轨迹中，在以id和iq为坐标轴的坐标系下，OA段为MTPA控制轨迹，AB和BC段为弱磁控制轨迹；ωr1为额定转速，ωr2为最高转速。-ψf/Ld为电压极限圆的圆心。

进一步地，图19为本发明MTPA控制和弱磁控制切换控制示意图。如图19示出了两种控制策略切换的框图，由于MTPA控制策略和弱磁控制策略之间要能平滑、可靠的过度，当逆变器输出的电压达到电压极限圆附近时，切换到弱磁控制状态，此时切换瞬间的电压矢量角度作为弱磁控制的初始相位角β0；当从弱磁控制切换到MTPA控制时，电压Usd和Usq由最后一拍的功角计算得出。其中，饱和电压为：Usat＝2*Udc/pi。

可选地，在前述实施例的基础上，本发明一实施例中还提供一种电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统中对于大功率直驱永磁同步电机的调制方法，通过计算调制相角，以通过PWM调制实现实际控制相角。

由于大功率牵引传动系统其牵引变流器通常功率较大，受开关器件散热以及开关损耗的影响，需要工作在较低的开关频率下，通常不超过1000Hz，一方面其最高开关频率一般在几百赫兹左右，另一方面其输出达到额定值时工作在方波工况，因此在整个速度范围内，载波比的变化范围非常大。

因此，本实施例提供一种多模式PWM调制策略，一方面可以充分利用逆变器的允许开关频率，另一方面保证进入弱磁控制区后能够有较高的直流电压利用率。图20为本发明提供的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统中，对于大功率直驱永磁同步电机的调制方法流程示意图；如图20所示，本实施例提供的大功率直驱永磁同步电机的控制方法包括：

S2001：获取待调制大功率直驱永磁同步电机的调制波的频率；

S2002：根据调制波的频率所在范围与第二映射关系确定第一调制策略，第二映射关系包括至少一个调制波的频率范围和至少一个调制策略的一一对应关系。

S2003：根据第一调制策略确定大功率直驱永磁同步电机的PWM载波频率。

其中，可选地，第二映射关系至少包括：调制波的频率为低速阶段时对应异步调制策略；调制波的频率大于低速阶段低于高速阶段时对应中间60度同步调制策略；调制波的频率为高速阶段时对应方波调制策略。

具体地，多模式PWM调制策略主要由异步SPWM调制、同步SPWM调制和方波调制组成。其中，

1、在低速阶段采用异步调制策略；异步调制在载波比比较大时，由异步调制方式造成的正负半周不对称的影响较小，引入的低次谐波可以忽略。2、当转速升高后，采用中间60度同步调制策略；随着电机频率的上升，载波比的下降，这种低次谐波的影响越来越大，此时采用同步调制PWM。但是常规的规则采样同步调制在载波比比较低时，低次谐波含量高，采样得到的基波电压幅值达不到指令值的要求，不利于进入方波，此时应当采用特殊调制方法，使电流具有较好的谐波特性和对称性，顺利进入方波。3、在高速阶段则采用方波调制；牵引逆变器为输出更高的基波电压，提升牵引电机最大输出转矩，其在高速段将运行于方波工况，调制方式采用方波调制。

本实施例中在获取当前调制相角的过程中的具体的低速、高速均为转子的角速度，具体的划分规则可与现有技术中的划分规则相似。

图21为本发明提供的中间60°调制方式下调制角度与调制比的关系；图22为本发明提供的基于中间60°调制的全速度范围调制策略示意图。如图22所示，在低速阶段采用异步调制策略；当转速升高后，采用不同载波比的规则采样同步调制和中间60度同步调制策略；高速阶段则采用方波调制。其中涉及到的切换过程主要包括异步调制到SVPWM同步调制之间的切换，同步调制SVPWM与中间60°调制之间的切换，以及中间60°调制内部之间的切换。其中主要的切换难点在于同步调制 SVPWM与中间60°调制之间的切换。在15分频下，每个基波周期有15 个载波，每个载波对应的基波相位为24°，而中间60°七分频调制下，每个载波周期对应的基波相位为20°。在载波型PWM中，必须要等到一个载波周期结束后才能进行切换，所以为了保证基波相位的连续，切换点处的相位必须为切换前后每个载波周期对应相位的公倍数，20°和24°的公倍数为120°，这意味着在一个周期中只有三个点可以进行切换，分别为0°，120°和240°，切换过程中每一相对应其中一个点。如果电机漏感较小，那么在切换过程中可能会引起一定的冲击，而另外两种切换过程可以做到无冲击切换。此外，需要说明的是，本实施例中横坐标为本实施例中由调制算法获取的调制波的频率。纵坐标为PWM载波频率。

特别地，如图21中示出了中间60°九分频，七分频，五分频和三分频下调制角度β和调制比的关系。示出了通过本实施例中的中间60°的调制方法，如果不考虑死区的影响，可以保证实际输出电压和参考值的完全吻合，具有非常高的电压控制精度。此外，本实施例所采用的中间60°调制的特点可总结为：(1)中间60°同步调制能够在脉冲数不是3的倍数时实现输出电压波形三相之间的对称性，每一相正负半周以及1/4周期的对称性，从而使得电机线电压和电流中只含有6k±1次谐波；(2)该调制方式下的开关角度能够在线实时计算，所需计算量很小。实现过程对硬件要求比较低，脉冲的发出比较容易；(3)通过数字控制，中间60°调制能够准确的输出所需的基波电压，不同脉冲数下的最大输出电压如果不考虑最小脉宽的限制都可以直接过渡到方波；(4)中间60°调制在脉冲数大于9时，电流谐波不能得到明显改善。不同脉冲数下具有比较一致的低次电流谐波特性，造成低次转矩脉动在不同脉冲数和调制比下都具有稳定的相对较大的脉动幅值；(5)中间60°调制下的电机定子磁链轨迹全部为六边形轨迹，脉冲数的增多只是在每个扇区中增加了电压零矢量的数量，即增加了定子磁链的停顿次数。

可选地，在本发明控制方法的一种具体实现方式中，还提供一种对于主电路中的大功率直驱永磁同步电机转子初始位置角进行检测的方法，提高对于大功率直驱永磁同步电机转子初始位置角检测的可靠性，以在永磁同步电机的矢量控制中，减少转子的初始位置角的检测不准确对于矢量控制性能的影响。

具体地，图23为本发明提供的大功率直驱永磁同步电机转子初始位置角检测方法实施例一的流程示意图。本实施例中所提供给的大功率直驱永磁同步电机转子初始位置角检测方法的执行主体为本发明所提供的大功率直驱永磁同步电机转子初始位置角检测装置，例如，该装置为TCU控制装置。如图23所示，本实施例的方法包括：

S2301、向待检测大功率直驱永磁同步电机的定子绕组注入高频电压信号，获取三相定子绕组电流。

为使本实施例中的技术方案更加清楚，这里首先对本发明中所涉及的相关的几个坐标系进行介绍。

具体地，本发明所涉及的坐标系包括：两相同步旋转坐标系、两相静止坐标系以及预期两相同步坐标系。其中，图24为本发明提供的两相同步旋转坐标系、两相静止坐标系以及预期两相同步旋转坐标系关系示意图。如图24所示，αβ坐标系为两相静止坐标系，dq坐标系为两相同步旋转坐标系，坐标系为预期两相同步旋转坐标系。

由于大功率直驱永磁同步电机在运行的过程中，预期转子位置角与实际转子位置角之间可能存在误差，因此，定义转子位置角估计误差为：

其中，为预期转子位置角，θ为实际转子位置角，Δθ为转子位置角估计误差。

在上述预期两相同步旋转坐标系下，向大功率直驱永磁同步电机的定子绕组注入高频电压信号。

一种可能的实现方式，向预期两相同步旋转坐标系的注入如下公式所示的高频电压信号：

其中，U_mh为高频电压信号的幅值，ω_h为高频电压信号的角频率，t 表示注入高频电压信号的时间。

由上述公式可知，向大功率直驱永磁同步电机的定子绕组中注入的高频电压信号的两个分量是线性无关的，由此可获取大功率直驱永磁同步电机的电感参数。具体地，可根据现有技术中所建立的大功率直驱永磁同步电机的数学模型以及相关的计算方法获取大功率直驱永磁同步电机的电感参数。

注入高频电压信号后，获取定子绕组的响应电流，该响应电流即为三相定子绕组电流。一种可能的实现方式，可通过电流传感器获取三相定子绕组电流。

其中，三相定子绕组电流可采用i_a，i_b和i_c表示。

S2302、根据三相定子绕组电流获取预期两相同步旋转坐标系下的d 轴目标电流和q轴目标电流。

需要说明的是，d轴目标电流和q轴目标电流均为注入的高频电压信号根据大功率直驱永磁同步电机结构以及磁饱和特性在定子绕组上激励出的相应的电流分量，d轴目标电流和q轴目标电流均与转子位置角估计误差有关，通过对d轴目标电流和q轴目标电流进行信号处理，可获取转子初始位置角。

因此，根据预期两相同步旋转坐标系以及两相静止坐标系之间的关系，对三相定子绕组电流进行坐标转换，从而获取预期两相同步旋转坐标系下的d轴目标电流和q轴目标电流。

一种可能的实现方式，首先对三相定子绕组电流i_a，i_b和i_c进行克拉克(Clarke)变换，获取两相静止坐标系下的α轴电流i_α和β轴电流i_β，之后，再对α轴电流和β轴电流进行派克(Park)变换，从而获取d轴目标电流和q轴目标电流

进一步，d轴目标电流和q轴目标电流如下公式所示：

角估计误差Δθ有关。

S2303、根据d轴目标电流和q轴目标电流获取转子的初始位置角。

其中，上述初始位置角为根据大功率直驱永磁同步电机的磁极极性进行补偿后的初始位置角。

具体地，根据上述公式可知，q轴目标电流中包含转子初始位置信息，因此，可对q轴目标电流进行信号处理，提取转子的初始位置角。

而大功率直驱永磁同步电机磁极的极性信息与d轴电感有关，因此，可根据大功率直驱永磁同步电机的d轴电感的非线性磁化特性获取磁极的极性信息。

进一步，根据磁极极性对转子的初始位置角进行补偿，从而得到补偿后的初始位置角，并将补偿后的初始位置角确定为转子的初始位置角。

本实施例中，首先向待检测的大功率直驱永磁同步电机的定子绕组注入高频电压信号，获取三相定子绕组电流，之后根据三相定子绕组电流获取预期两相同步旋转坐标系下的d轴目标电流和q轴目标电流，进一步，根据d轴目标电流和q轴目标电流获取转子的初始位置角，其中，初始位置角为根据大功率直驱永磁同步电机的磁极极性进行补偿后的初始位置角。本发明所提供的方法通过考虑大功率直驱永磁同步电机的磁极的影响，根据磁极的极性对转子的初始位置角进行补偿，得到的转子初始位置角准确度更高，提高了初始位置角检测的可靠性。另外，本发明所提供的方法在转子静止的工况，也能够得到准确度较高的检测结果，适用范围较广。另外，本发明所提供的方法无需考虑大功率直驱永磁同步电机的参数，更易于实现。

在图23所示实施例的基础上，一些实施例中，S2303、根据d轴目标电流和q轴目标电流获取转子的初始位置角，可通过以下方式实现：

首先，根据q轴目标电流获取转子的第一初始位置角。

一种可能的实现方式，当转子位置角估计误差Δθ为零时，q轴目标电流为零，对q轴目标电流进行信号处理，获取转子的位置角的误差输入信号，并根据误差输入信号获取转子的初始位置角。

进一步，根据d轴目标电流获取转子的磁极补偿角。

大功率直驱永磁同步电机磁极的极性信息与d轴电感有关，因此，可根据大功率直驱永磁同步电机的d轴电感的非线性磁化特性获取磁极的极性信息。

进一步，根据第一初始位置角以及磁极补偿角，获取转子的初始位置角。

该实施例采用磁极补偿角对第一初始位置角进行补偿，将补偿后的第一初始位置角确定为转子的初始位置角。

接下来，对根据q轴目标电流获取转子的第一初始位置角的具体实现方式进行介绍。

图25为本发明提供的永磁同步电机转子初始位置角检测方法实施例二的流程示意图。如图25所示，根据q轴目标电流获取转子的第一初始位置角，可以包括：

S2501、对q轴目标电流进行低通滤波处理，获取误差输入信号。

其中，误差输入信号为与转子的初始位置角相关的误差信号。

一种可能的实现方式，采用调制信号对q轴目标电流进行调制，获取调制后的q轴目标电流，进一步，对调制后的q轴目标电流进行低通滤波处理，获取误差输入信号。

具体地，对q轴目标电流与调制信号2sin(ω_ht)相乘，得到调制后的q轴目标电流。

其中，调制后的q轴目标电流表示为

进一步地，通过一个低通滤波器对调制后的q轴目标电流进行滤波处理，滤除2倍频的信号分量，得到误差输入信号f(△θ)，其中，

其中，LPF表示低通滤波。

由上述公式可知，该误差输入信号中包括转子位置估计误差。在低通滤波过程中，考虑滤波器相位延迟对提取信号影响，在实现时考虑增加延时补偿，保证高频电压注入相位和估计角度相位一致。

进一步地，当转子位置估计误差足够小，极限等效线性化后该误差输入信号，即：

S2502、根据误差输入信号，获取第一初始位置角。

该步骤中，将误差输入信号作为锁相环的PI调节器的输入，PI调节器根据输入误差信号获取误差输入信号的比例偏差和积分偏差，进一步，根据比例偏差和积分偏差的线性组合，获取第一初始位置角。

具体地，可通过以下公式获取第一初始位置角：

其中，s表示拉普拉斯算子，k_p为比例项系数，k_i为积分项系数；

调节PI调节器的比例项系数和积分项系数使得f(△θ)收敛，PI调节器的输出项即为转子第一初始位置角θ_first。

本实施例中，通过对q轴目标电流进行调制以及低通滤波处理，获取误差输入信号，进一步，采用PI调节器对误差输入信号进行锁相输出，从而得到第一初始位置角。

接下来，对根据d轴目标电流获取转子的磁极补偿角的具体实现方式进行介绍。

图26为本发明提供的永磁同步电机转子初始位置角检测方法实施例三的流程示意图。如图26所示，根据d轴目标电流获取转子的磁极补偿角可以包括：

S2601、向永磁同步电机注入多个电压幅值相等、角度不同的电压脉冲信号，获取每个电压脉冲信号的响应电流。

永磁同步电机的磁极具有非线性饱和特征。具体地，向永磁同步电机的d轴注入电压脉冲信号，当电压脉冲信号的角度越接近永磁同步电机的 N极，响应电流的幅值越大；当电压脉冲信号的角度越远离永磁同步电机的N极，响应电流的幅值越小。需要说明的是，d轴即为永磁同步电机的直轴，q轴即为永磁同步电机的交轴。

因此，向永磁同步电机注入多个电压幅值相等、角度不同的电压脉冲信号，获取每个电压脉冲信号的响应电流，从而获取响应电流的幅值的变化规律。

一种可能的实现方式，向永磁同步电机注入间隔预设角度、幅值相等的多个电压脉冲信号，通过电流传感器进行采样，获取多个电压脉冲的响应电流，进一步获取响应电流的幅值的变化规律。例如，向永磁同步电机注入每隔5°、幅值相等的电压脉冲信号。可以理解的是，预设角度也可以更小或者更大，本发明对此不做限制。需要说明的是，预设角度越小，获取的响应电流的数据越多，得到的关于响应电流的幅值的变化规律的准确度也更高，预设角度越大，获取的响应电流的数据越少，得到的关于响应电流的幅值的变化规律的准确度较低，因此，在实际的应用过程中，可根据实际情况选择合适的预设角度。

另一种可能的实现方式，向永磁同步电机注入多个特殊角度的、幅值相等的多个电压脉冲信号，通过电流传感器进行采样，获取多个电压脉冲的响应电流，进一步获取响应电流的幅值的变化规律。

S2602、根据多个响应电流，确定转子的磁极补偿角。

具体地，根据多个响应电流的幅值，来确定转子的磁极补偿角。

当注入的电压脉冲信号的角度与第一初始位置角之差满足预设误差范围，电压脉冲信号的响应电流的幅值大于第一值，则确定转子的磁极补偿角为0，其中，第一值为多个响应电流的幅值的最大值。也就是说，确定d轴方向即为磁极N极方向。

当注入的电压脉冲信号的角度与第一初始位置角之差满足预设误差范围，电压脉冲信号的响应电流的幅值小于第二值，则确定转子的磁极补偿角为π，其中，第二值为多个响应电流的幅值的最小值。也就是说，确定d轴方向即为S极方向。

相应地，转子的初始位置角即为第一初始位置角与磁极补偿角之和。具体地，当确定d轴方向为N极方向时，转子的初始位置角等于第一初始位置角，当确定d轴方向为S极方向时，转子的初始位置角等于第一初始位置角与磁极补偿角π之和。

本实施例中，通过根据永磁同步电机直轴电感非线性饱和特性获取的磁极极性辨识的准确性较高，且在实现的过程中无需考虑永磁同步电机的电机参数的影响，可靠性较高，且更易于实现。

接着，以一台1200kW的永磁同步电机为例对本发明的方法在实施的过程中，一些具体参数的设置进行说明：

逆变器开关频率为500Hz，电机额定功率1200kW，电机额定转矩为 32606N.m，额定电压2150V，额定电流375A，额定转速为350r/min，电机极对数7，电机d轴电感Ld为0.008771H，电机q轴电感Lq为0.012732H。

在向该永磁同步电机注入高频电压信号的幅值为180V，高频电压信号的角频率为200Hz，逆变器开关频率为500Hz。

永磁同步电机在运行过程中，采集多个通道的信号变化，其中，图27 为永磁同步电机运行过程中多个通道的信号变化示意图。如图27所示，由上至下通道依次为：永磁同步电机UV相线电压信号，永磁同步电机U 相上管脉冲信号，母线电压信号，永磁同步电机U相电流信号，永磁同步电机V相电流信号。

进一步，采用本发明实施例所提供的方法向上述永磁同步电机注入电压幅值相等、角度不同的电压脉冲信号，获取电压脉冲信号对应的响应电流。其中，图28为响应电流变化规律示意图，如图28所示，当注入的电压脉冲信号的角度越靠近永磁同步电机的N极，响应电流幅值越大；当注入的电压脉冲信号的角度越远离永磁同步电机的N极，响应电流幅值越小。

进一步地，将通过检测旋转变压器获取的转子实际位置角和根据控制算法计算获取的转子预期位置角进行比较，通过多组数据对比，可知计算误差在±1.2°左右，误差较小。

表1

可选地，在本发明控制方法的一种具体实现方式中，还提供一种对于主电路中的大功率直驱永磁同步电机实际控制相角的方法，以实现提高大功率直驱永磁同步电机实际控制相角的准确性。

具体地，图29为本发明提供的大功率直驱永磁同步电机的控制方法对应的大功率直驱永磁同步电机的控制系统的结构示意图，如图29所示，该大功率直驱永磁同步电机的控制系统包括：大功率直驱永磁同步电机、拖动机、牵引控制器TCU、和旋转变压器。

其中，本发明提供的大功率直驱永磁同步电机的控制方法的控制对象即为大功率直驱永磁同步电机，其中，大功率直驱永磁同步电机包括定子和转子。

旋转变压器安装于大功率直驱永磁同步电机的转子上，用于采集转子信号，并将采集到的信号输入至牵引控制器。在本发明中，旋转变压器具体用于检测转子的实际位置。

拖动机与被测大功率直驱永磁同步电机连接，用于拖动大功率直驱永磁同步电机运转。

牵引控制器与大功率直驱永磁同步电机连接，用于对大功率直驱永磁同步电机进行控制。在本发明中，牵引控制器用于对大功率直驱永磁同步电机进行基于速度的分段矢量控制策略，其中，对于基于速度的分段矢量控制策略在后续实施例中再进行详细说明。具体地，牵引控制器具有控制算法、调制算法的功能，且具有相角调节、转速检测的功能。

可选地，本发明中的牵引控制器包括控制算法单元、调制算法单元、相角调节器和转速检测器。其中，控制算法单元用于获取预期控制相角；调制算法单元用于获取调制相角，之后通过PWM调制实现实际控制相角；相角调节器，用于实现预期控制相角和实际控制相角始终保持一致；转速检测器，用于获取转子的角速度。需说明的是，上述提及的控制算法单元、调制算法单元、相角调节器和转速检测器等既可以为软件模块，也可以为实体模块，本发明不对其进行限制。

下述实施例中均是以牵引控制器作为执行主体实施本发明所提供的大功率直驱永磁同步电机的控制方法。

图30为本发明提供的大功率直驱永磁同步电机的控制方法的流程示意图一，图30所示方法流程的执行主体为牵引控制器，该牵引控制器可由任意的软件和/或硬件实现。如图30所示，本实施例提供的大功率直驱永磁同步电机的控制方法包括：

S3001、根据控制中断周期、调制载波周期，以及大功率直驱永磁同步电机的转子当前角速度，获取大功率直驱永磁同步电机的转子的补偿相角。

本实施例中获取的大功率直驱永磁同步电机的转子的补偿相角为离线补偿相角，即若大功率直驱永磁同步电机的控制系统中各部件在获取补偿相角和正常运行的设置保持不变时，可以将离线获取的补偿相角应用于正在运行的大功率直驱永磁同步电机的控制系统中。可以想到的是，当大功率直驱永磁同步电机的控制系统中各部件的设置发生改变时，可采用改变后的设置参数获取新的补偿相角。

具体的，牵引控制器可采用控制算法对旋转变压器采集到的电压信号进行处理，获取预期相角，具体的，牵引控制器可控制其中的控制算法单元对旋转变压器采集的电压信号进行处理，获取预期相角。其中，旋转变压器的采样周期可以与控制算法的控制中断周期相同。

示例性地，旋转变压器在t1时刻进行采样，并将采集到的电压信号输入至牵引控制器。牵引控制器的控制算法单元在t1时刻对旋转变压器采集的电压信号进行处理，获取预期相角，并在下一个控制中断周期开始至下一个控制中断周期结束的这段时间内的不定时刻进行更新，也就是，将预期相角输出给调制算法单元。而在这个过程中，转子仍在不停地旋转，相对于旋转变压器采样时刻，会产生控制算法中断时延。进一步，根据控制算法中断时延的时长和转子的角速度，获取在控制算法过程中转子的误差相角。

优选地，控制算法时延为半个控制中断周期。

牵引控制器获取预期相角，并采用调制算法对该预期相角进行调制输出处理。具体的，牵引控制器的调制算法单元采用调制算法对预期相角进行调制，输出PWM脉冲。本实施例中的调制采样具有周期性，即牵引控制器周期性地获取预期相角，并进行调制处理。示例性地，本实施例中调制载波为三角PWM载波，调制采样采用一种不对称的规则采样法，即在每个三角PWM载波周期的顶点对称轴位置采样，又在三角PWM载波周期的底点对称轴位置采样，也就是每个调制载波周期采样两次。每个调制载波周期开始和中间时刻进行本PWM载波周期的釆样，同时进行本周期的PWM指令更新。双采样模式的调制算法中断分为采样、调制计算、PWM 更新和PWM输出过程。

示例性地，牵引控制器在t2时刻获取预期相角，进行PWM调制处理，生成PWM脉冲，之后，通常会在载波周期计数值与调制计算得到的PWM 比较计数值相等时进行输出PWM脉冲。而在上述过程中，转子仍在不停地旋转，因此，造成调制更新时延。优选地，调制更新时延为半个调制载波周期；

另外，PWM计算值更新后一般采用定时器的连续增减计数方式来输出PWM脉冲，输出时也会造成输出时延。优选地，输出时延为1/4个调制载波周期。

根据在调制算法中获取的调制更新时延和输出时延以及转子的当前角速度，可以获取在调制算法过程中的转子的误差相角。

另外，在旋转变压器对转子的位置进行采样和信号传输过程中也会产生时延，这里称为旋转变压器采样和传输时延。具体地，本实施中根据大功率直驱永磁同步电机转子的当前角速度和预设角速度范围内的多个d轴电压和多个q轴电压获取旋转变压器采样和传输时延对应的误差相角。

接下来，对预设角速度范围进行详细的介绍。

由于本申请中对于大功率直驱永磁同步电机传动系统，采用的是基于速度的分段矢量控制策略，分段矢量控制策略包括低速区的最大转矩电流比控制和高速区的弱磁控制。因此，本实施例中的预设角速度范围可以是牵引控制器确定大功率直驱永磁同步电机在不进入弱磁控制阶段、且稳定运行的速度范围。其中，根据大功率直驱永磁同步电机的牵引特性，进入恒压阶段对应的速度点，电压达到最大值时的运行速度，即为不进入弱磁控制阶段、最高稳定运行速度，也就是预设角速度范围的最大值。

在该预设角速度范围获取多个预设角速度中每个预设角速度对应的d 轴电压和q轴电压，根据每个预设角速度对应的d轴电压和q轴电压，获取每个预设角速度对应的误差相角，再建立以预设角速度为横坐标，以误差相角为纵坐标的曲线，将该曲线对应的斜率确定为误差系数；进一步，根据转子的角速度以及该角速度对应的误差系数获取误差相角，该误差相角即为旋转变压器采样和传输时延造成的误差相角。

可选地，由上述控制算法时延、调制算法时延、以及旋转变压器采集和传输时延分别对应的误差相角之和即为大功率直驱永磁同步电机的转子的补偿相角。

还需要补充说明的是，在两相同步旋转(d、q)坐标系中，转子磁极产生的磁场与定子磁场相对应时为d轴，逆时针旋转90度为q轴。

S3002、根据补偿相角，获取当前实际控制相角。

步骤S3001中获取的补偿相角为离线补偿相角，将其应用于正在运行的大功率直驱永磁同步电机中。

因此，本步骤中获取的当前实际控制相角为采用步骤S3001中获取的补偿相角对大功率直驱永磁同步电机的转子位置角进行离线修正后的实际控制相角。

S3003、根据当前d轴电压给定值和当前q轴电压给定值，获取当前预期控制相角。

当前电压给定值可以包括当前d轴电压给定值和当前q轴电压给定值。本实施例中根据大功率直驱永磁同步电机所采用的基于速度的分段矢量控制策略以及相应的控制算法，计算获取当前d轴电压给定值和当前q 轴电压给定值，进一步，根据当前d轴电压给定值和当前q轴电压给定值获取当前预期控制相角。

S3004、根据当前预期控制相角和当前实际控制相角的比例偏差和积分偏差，对当前实际控制相角进行在线修正。

由于当前预期控制相角和当前实际控制相角由于控制算法、调制算法以及旋转变压器采集和传输过程中的时延，造成当前预期控制相角和当前实际控制相角可能存在偏差，因此，需要对当前实际控制相角进行修正。

该步骤中，将当前预期控制相角和当前实际控制相角的比例偏差以及当前预期控制相角和当前实际控制相角的积分偏差的线性组合作为修正项，对当前实际控制相角进行在线修正。

本实施例提供一种大功率直驱永磁同步电机的控制方法，该方法包括：根据控制中断周期、调制载波周期，以及大功率直驱永磁同步电机的转子当前角速度，获取大功率直驱永磁同步电机的转子的补偿相角；根据补偿相角，获取当前实际控制相角；根据当前d轴电压给定值和当前q轴电压给定值，获取当前预期控制相角；进一步，根据当前预期控制相角与当前实际控制相角的比例偏差和积分偏差，对当前实际控制相角进行在线修正。本发明通过将控制中断对应的时延、载波调制对应的时延以及旋转变压器采样及传输转子信号过程中对应的时延所造成的误差相角考虑在内，对实际控制相角进行在线修正，保证实际控制相角和预期控制相角始终保持一致，提高了实际控制相角的准确性。

图31对本发明提供的大功率直驱永磁同步电机的控制方法实施例二的流程示意图。如图31所示，在图30所示实施例的基础上，步骤S3001 可以包括：

S3101、根据控制中断周期和大功率直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取第一子补偿相角。

为使本实施例所提供的控制方法更加清楚，这里，对本申请所涉及的控制中断进行详细说明。图32为本发明所提供的控制算法的控制中断示意图。如图32所示，控制中断分为采样、控制计算、控制变量更新的过程。旋转变压器对转子信号进行采样，并在t1时刻将采集到的电压信号输入至牵引控制器。牵引控制器对接收到的电压信号进行控制计算，T_ctrl为控制算法的一个控制中断周期，t1+T_ctrl时刻完成控制计算，之后会在下一个控制中断周期开始(t1+T_ctrl时刻)至结束(t1+2T_ctrl时刻)这段时间内的不定时刻将控制计算得到的控制变量输出给调制算法单元。

在这个过程中，转子仍在不停地旋转，相对于控制计算完成的时刻，会产生控制算法中断时延。本实施例中，根据控制算法的控制中断周期，获取第一子补偿相角对应的第一相角时延，其中，A为控制中断时延系数，取值范围为(0-1)。优选地，A＝0.5。

因此，第一相角时延Δ_t1可如下公式所示：

Δ_t1＝A·T_ctrl≈0.5T_ctrl

进一步，根据第一相角时延和大功率直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取第一子补偿相角，第一子补偿相角即为控制算法中断时延对应的误差相角。

具体地，第一子补偿相角θ_cmps1可如下公式所示：

θ_cmps1＝Δ_t1·ω

其中，ω为大功率直驱永磁同步电机的转子的当前角速度。

S3102、根据调制载波周期和大功率直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取第二子补偿相角。

示例性地，以本实施例中调制载波为三角PWM载波为例进行说明，为提高大功率直驱永磁同步电机的控制系统的动态相应，调制算法所采用的是不对称的规则采样法，即在每个三角PWM载波周期的顶点对称轴位置采样，又在三角PWM载波周期的底点对称轴位置采样，也就是每个调制载波周期采样两次。每个调制载波周期开始和中间时刻进行本次PWM载波周期的釆样，同时进行本周期的PWM指令更新。双采样模式的调制算法中断分为采样、调制计算、PWM更新和PWM输出过程。

其中，图33为本发明提供的调制算法的中断周期示意图。如图33所示，牵引控制器在t时刻进行调制采样，获取的是由控制算法计算的控制变量。具体地牵引控制器获取的控制变量为预期相角，并在t+0.5T_PWM时刻完成调制算法计算，并开始进行PWM比较计数值更新和下一个调制周期的预期控制相角采样，通常会在PWM载波周期计数值与调制计算得到的PWM比较计数值相等时输出PWM脉冲，T_PWM为PWM的调制载波周期。

在这个过程中，转子仍在不停地旋转，相对于调制计算完成的时刻，会产生调制算法中断时延，即为第三相角时延B·T_PWM，其中，B为调制算法中断时延系数。可选地，B＝0.5。

PWM比较计算值更新后一般采用定时器的连续增减计数方式来输出 PWM脉冲，在这个过程中会产生PWM脉冲输出时延，PWM脉冲输出时延为C·T_PWM，即为第二相角时延。其中，C为PWM脉冲输出时延系数，取值范围为(0-0.5)。可选地，C＝0.25。

具体的，进行调制计算和PWM脉冲输出过程中的时延Δ_t2可如下公式所示：

Δ_t2＝B·T_PWM+C·T_PWM≈0.75T_PWM

进一步，根据第二相角时延、第三相角时延和大功率直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取第二子补偿相角，第二子补偿相角即为调制算法时延对应的误差相角。

具体地，第二子补偿相角θ_cmps2可如下公式所示：

θ_cmps2＝Δ_t2·ω

其中，ω为大功率直驱永磁同步电机的转子的当前角速度。

S3103、根据大功率直驱永磁同步电机的转子当前角速度，获取第三子补偿相角。

其中，第三子补偿相角为旋转变压器采样和传输时延对应的误差相角。在稳定运行角速度范围获取多个预设角速度中每个预设角速度对应的 d轴电压和q轴电压，根据每个预设角速度对应的d轴电压和q轴电压，获取每个预设角速度对应的误差相角，再建立以预设角速度为横坐标，以误差相角为纵坐标的曲线，将该曲线对应的斜率确定为误差系数；进一步，根据转子的角速度以及该角速度对应的误差系数获取误差相角，该误差相角即为旋转变压器采样和传输时延造成的误差相角。

还需要补充说明的是，在两相同步旋转(d、q)坐标系中，转子磁极产生的磁场与定子磁场相对应时为d轴，逆时针旋转90度为q轴。

S3104、根据第一子补偿相角、第二子补偿相角和第三子补偿相角，获取大功率直驱永磁同步电机的补偿相角。

可选地，第一补偿相角、第二补偿相角和第三补偿相角之和即为大功率直驱永磁同步电机的补偿相角。

S3105、根据补偿相角，获取当前实际控制相角。

首先获取大功率直驱永磁同步电机的转子的当前位置相角，接着根据当前位置相角、转子的初始位置相角以及补偿相角，获取转子的实际位置相角，进一步，根据转子的实际位置相角以及当前调制相角，获取当前实际控制相角，其中，调制相角为采用调制算法并根据d轴电压给定值和当前q轴电压给定值计算得到。

具体地，根据转子的当前位置相角以及转子的初始位置相角获取转子的实际位置相角，进一步，采用上述补偿相角对大功率直驱永磁同步电机的转子位置角进行离线修正，从而将修正后的实际位置相角作为转子的实际位置相角。之后，将转子的实际位置相角以及当前调制相角的差值确定为当前实际控制相角。

一种可能的实现方式，调制算法单元采用多模式PWM调制策略，一方面可以充分利用逆变器的允许开关频率，另一方面保证进入弱磁控制区后能够有较高的直流电压利用率。具体地，多模式PWM调制策略主要由异步SPWM调制、规则采样同步SPWM调制和方波调制组成。

其中，图34为多模式PWM调制策略的示意图，如图34所示，在低速阶段采用异步调制策略；当转速升高后，采用不同载波比的规则采样同步调制和中间60度同步调制策略；高速阶段则采用方波调制。其中，横坐标为本实施例中由调制算法获取的调制波的频率。纵坐标为PWM载波频率。

本实施例中在获取当前调制相角的过程中的具体的低速、高速均为转子的角速度，具体的划分规则可与现有技术中的划分规则相似。

S3106、根据当前d轴电压给定值和当前q轴电压给定值，获取当前预期控制相角。

具体地，本实施例中的大功率直驱永磁同步电机采用基于速度的分段矢量控制策略完成电流闭环控制，该控制策略包括：低速区的最大转矩电流比(MTPA)控制和高速区的弱磁控制。

在额定转速以下，采用MTPA控制，即利用永磁同步电机凸极效应产生的磁阻转矩，来获得较高转矩电流比值的一种控制方法。由于受系统变流器容量限制，永磁同步电机稳态运行时，端电压和定子电流都会受到闲置，不能超出电压、电流极限值，为进一步拓宽调速范围，采用弱磁控制，在额定转速上，永磁同步电机进入弱磁状态，通过控制励磁电流可以达到弱磁升速的目的。

因此，采用基于上述控制策略的控制算法计算获取当前d轴电压给定值和当前q轴电压给定值，进一步，根据当前d轴电压给定值和当前q轴电压给定值获取当前预期控制相角。

具体地，可根据如下公式进行计算：

其中，θ_ctrl表示预期控制相角，表示q轴电压给定值，表示d轴电压给定值。

S3107、根据当前预期控制相角和当前实际控制相角的比例偏差和积分偏差，对当前实际控制相角进行在线修正。

一种可能的实现方式，首先，根据当前预期控制相角和当前实际控制相角获取比例偏差、积分偏差，之后再根据比例偏差和积分偏差的线性组合，获取当前实际控制相角的修正项，进一步，采用该修正项对当前实际控制相角进行在线修正。

可选地，采用如下公式获取修正项：

其中，k_p和k_i为修正项，θ_ctrl为当前预期相角，θ_PWM为当前实际相角，f_Δ为基波频率补偿项，为已知量。

牵引控制器获取修正项k_p和k_i后，通过在线调节修正项，使得当前的实际控制相角快速、无差的跟踪预期控制相角，实现实际控制相角的在线修正。

该步骤中，对相角的控制采用的是闭环PI控制，能够实现对控制相角准确地、无静差的控制，从而提升控制性能。

本实施例中，通过将控制算法、调制算法以及旋转变压器采集及传输造成的时延考虑在内，并根据实际控制相角和预期控制相角的比例偏差和积分偏差，对当前实际控制相角进行在线修正，使得实际控制相角与预期控制相角始终保持一致，提高了实际控制相角的准确性，降低大功率直驱永磁同步电机运行故障的发生概率，从而提高了大功率直驱永磁同步电机牵引系统的控制性能。

图35为本发明提供的大功率直驱永磁同步电机的控制方法流程示意图三。如图35所示，在图31所实施实施例的基础上，可选地，步骤S3103 之前包括以下步骤：

S3501、根据大功率直驱永磁同步电机的矢量控制策略，获取大功率直驱永磁同步电机的稳定运行角速度范围。

本实施例中，在上述基于速度的分段矢量控制策略的基础上，首先获取大功率直驱永磁同步电机的稳定运行角速度范围，也就是获取大功率直驱永磁同步电机在不进入弱磁控制阶段、稳定运行的速度范围，其中，进入恒压阶段对应的速度点，电压达到最大值，即为不进入弱磁控制阶段的最高稳定运行速度。

S3502、根据d轴电流给定值和q轴电流给定值，获取所述稳定运行角速度范围内的多个第一d轴电流、多个第一q轴电流、每个所述第一d 轴电流对应的d轴电压以及每个所述第一q轴电流对应的q轴电压。

一种可能的实现方式，根据预设角速度间隔，获取所述大功率直驱永磁同步电机的转子处于所述稳定运行角速度范围内时，每隔所述预设角速度间隔对应的多个第一预设角速度；

当每个第一预设角速度对应的d轴电流与d轴电流给定值满足预设误差阈值，且每个第一预设角速度对应的q轴电流与q轴电流给定值满足预设误差阈值时，将每个第一预设角速度对应的d轴电流确定为第一d轴电流、将每个第一预设角速度对应的q轴电流确定为第一q轴电流；

根据每个第一d轴电流获取每个第一d轴电流对应的d轴电压，根据每个第一q轴电流获取每个第一q轴电流对应的q轴电压。

本实施例中，牵引控制器获取的每个第一d轴电流和每个第一q轴电流均为大功率直驱永磁同步电机稳态下的d轴电流和q轴电流。

在稳态条件下，忽略大功率直驱永磁同步电机的微分项，因此，大功率直驱永磁同步电机稳态方程可如下公式所示：

其中，u_d为任一第一预设角速度对应的d轴电压，u_q为任一第一预设角速度对应的q轴电压，R_s为转子的电阻，L_q为任一第一预设角速度对应的d轴电感，L_d为任一第一预设角速度对应的q轴电感，i_d为d轴电压对应的第一d轴电流，i_q为q轴电压对应的第一q轴电流，ψ_f为永磁体磁链的反电势。

从上述大功率直驱永磁同步电机稳态方程可以看出，当大功率直驱永磁同步电机的d、q轴电流都为0时，此时的d轴电压为0，q轴电压全部由永磁体磁链的反电势产生。

其中，图36A为理论坐标系与实际坐标系完全重合的示意图，图36B 为实际坐标系超前理论坐标系的示意图，图36C为实际坐标系滞后理论坐标系的示意图。

如图36A-36C所示，首先定义控制算法采用的dq坐标系为理论dq坐标系，调制算法实际输出PWM脉冲所采用的dq坐标系为实际坐标系。当转子位置定位准确、理想情况下，理论dq坐标系与实际坐标系完全重合，u_d等于0，u_q等于ωψ_f，如图36A所示；当转子位置定位超前情况下，实际坐标系超前理论dq坐标系一定角度θ_cmps3，u_d为正值，u_q为正值，如图36B所示；当转子位置定位滞后情况下，实际坐标系滞后理论 dq坐标系一定角度θ_cmps3，u_d为负值，u_d为正值，如图36C所示。

相应地，步骤S3103可通过以下方式实现：

S3503、根据每个第一d轴电流对应的d轴电压以及每个第一q轴电流对应的q轴电压，获取每个第一角速度对应的传输误差相角。

本实施例中，每个第一d轴电流对应的d轴电压以及每个第一q轴电流对应的q轴电压，获取每个第一预设角速度对应的传输误差相角。获取传输误差相角θ_Δ具体可如下公式所示：

θ_Δ＝tan^-1(u_d/u_q)

S3504、根据每个第一角速度对应的传输误差相角，以及，所述大功率直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取所述第三子补偿相角。

以第一预设角速度作为横坐标，以传输误差相角作为纵坐标，可以获取传输误差相角系数k，由传输误差相角系数和大功率直驱永磁同步电机的转子的当前角速度的乘积可获取第三子补偿相角。具体获取第三子补偿相角θ_cmps3可如下公式所示：

θ_cmps3＝k·ω

本实施例中，根据大功率直驱永磁同步电机的矢量控制策略，获取大功率直驱永磁同步电机的稳定运行角速度范围，根据d轴电流给定值和q 轴电流给定值，获取所述稳定运行角速度范围内的多个第一d轴电流、多个第一q轴电流、每个所述第一d轴电流对应的d轴电压以及每个所述第一q轴电流对应的q轴电压，根据每个第一d轴电流对应的d轴电压以及每个第一q轴电流对应的q轴电压，获取每个第一角速度对应的传输误差相角，根据每个第一角速度对应的传输误差相角，以及，所述大功率直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取所述第三子补偿相角。通过预先获取稳定运行速度范围内多个第一角速度对应的传输误差相角，之后再根据大功率直驱永磁同步电机的转子的当前角速度快速获取第三子补偿相角，并采用第三子补偿相角对实际控制相角进行准确地在线修正，提高了在线修正的效率。

可选地，在本发明控制方法的一种具体实现方式中，还提供一种对于主电路中的大功率直驱永磁同步电机粘着控制的方法，以及时减轻空转和滑行程度，有效提高粘着利用率，使机车牵引力稳定发挥，减少轮对异常负载，降低车轮擦伤、剥离损伤。

其中，当本实施例提供的粘着控制方法应用于如图1所示的电力机车时，通过电力机车上至少四个大功率直驱永磁同步电机进行粘着控制；这里记所述至少四个大功率直驱永磁同步电机包括：第一电机、第二电机、第三电机和第四电机进行说明。

可选地，在本实施例一种可能的实现方式中，电机机车上设置六个大功率直驱永磁同步电机，并通过两个如前述实施例中所示的直驱永磁电机机车变流器主电路对六个大功率直驱永磁同步电机分别进行控制。本实施例的控制方法中参与计算的四个大功率直驱永磁同步电机可以是电力机车的六个大功率直驱永磁同步电机中的任意四个，并且第一电机和第二电机为设置在电力机车上第一转向架的轴电机，第三电机和第四电机为设置在电力机车第二转向架的轴电机。

图37为本发明提供的粘着控制方法一实施例的流程图。本实施例提供的方法可以应用与直驱永磁牵引系统。如图37所示，本实施例提供的方法可以包括：

S3701、采集第一电机、第二电机、第三电机和第四电机的转子频率，获取第一电机的实时转矩，第一电机和第二电机为第一转向架的轴电机，第三电机和第四电机为第二转向架的轴电机，第一转向架与第二转向架相邻。

本实施例中的四个电机位于相邻的转向架上。可以根据第一电机的实时转矩确定机车的运行工况。可以按照预设的采样周期或者预设的采样频率，采集第一电机、第二电机、第三电机和第四电机的转子频率。

S3702、根据所采集的多个电机的转子频率，确定第一电机的转子频率差和转子频率微分值。

可选地，本实施例中以第一电机、第二电机、第三电机和第四电机中最小的转子频率作为转子频率基准。第一电机的转子频率差为第一电机的转子频率与转子频率基准之间的差值。

可选地，本实施例中第一电机的转子频率微分值可以为，当前采样时刻第一电机的转子频率与当前采样时刻的前一采样时刻第一电机的转子频率的差值除以采样时间间隔。

S3703、根据第一电机的转子频率差、转子频率微分值和实时转矩，确定转矩削减量。

根据第一电机的转子频率差、转子频率微分值可以快速准确的确定出机车是否处于空转滑行状态。一旦机车发生空转滑行，便可以根据第一电机的转子频率差、转子频率微分值和实时转矩，确定转矩削减量，转矩削减量用于指示第一电机需要卸载的转矩量。

S3704、根据转矩削减量对第一电机的转矩进行调整。

将第一电机的转矩卸载转矩削减量对应的数值，以消除空转滑行现象。

本实施例提供的粘着控制方法，通过采集位于相邻转向架上的第一电机、第二电机、第三电机和第四电机的转子频率，及第一电机的实时转矩，根据所采集的多个电机的转子频率，确定第一电机的转子频率差和转子频率微分值，根据第一电机的转子频率差、转子频率微分值和实时转矩，确定转矩削减量，并根据转矩削减量对第一电机的转矩进行调整。根据转子频率确定转矩消减量进行粘着控制，噪声小且抗外部干扰能力强；根据转子频率差以及转子频率微分值能够快速准确的确定机车是否处于空转滑行状态，及时减轻空转和滑行程度，有效提高粘着利用率，使机车牵引力稳定发挥，减少轮对异常负载，降低车轮擦伤、剥离损伤。

可选地，为了进一步提高粘着利用率，在上述实施例的基础上，本实施例提供的方法还可以包括：

根据第一电机的转子频率差、转子频率微分值和实时转矩，生成撒砂控制信号，撒砂控制信号用于指示是否进行撒砂操作。撒砂可以增大轮轨之间的粘着系数，减轻机车的空转和滑行程度。若根据第一电机的转子频率差、转子频率微分值和实时转矩，确定机车的空转滑行等级满足预设条件，则进行撒砂操作。

可选地，根据第一电机的转子频率差、转子频率微分值和实时转矩，确定转矩削减量，可以包括：

根据第一电机的转子频率差以及预设的转子频率差分级规则，确定第一电机的转子频率差对应的空转滑行等级，根据第一电机的转子频率差对应的空转滑行等级，以及第一电机的实时转矩，确定第一转矩削减量。

预设的转子频率差分级规则可以包括转子频率差与空转滑行等级之间的映射关系，不同的空转滑行等级对应不同的转矩削减系数，例如可以设置空转滑行等级越高对应的转矩削减系数越大。第一转矩削减量可以等于第一电机的实时转矩乘以第一电机的转子频率差对应的转矩削减系数。

根据第一电机的转子频率微分值以及预设的转子频率微分值分级规则，确定第一电机的转子频率微分值对应的空转滑行等级，根据第一电机的转子频率微分值对应的空转滑行等级，以及第一电机的实时转矩，确定第二转矩削减量。

预设的转子频率微分值分级规则可以包括转子频率微分值与空转滑行等级之间的映射关系，不同的空转滑行等级对应不同的转矩削减系数，例如可以设置空转滑行等级越高对应的转矩削减系数越大。第二转矩削减量可以等于第一电机的实时转矩乘以第一电机的转子频率微分值对应的转矩削减系数。

若第一转矩削减量大于等于第二转矩削减量，则确定第一转矩削减量为转矩削减量；若第一转矩削减量小于第二转矩削减量，则确定第二转矩削减量为转矩削减量。即选取第一转矩削减量和第二转矩削减量中较大者作为转矩削减量，对第一电机的转矩进行调整。

在上述任一实施例的基础上，本实施例针对根据转矩削减量对第一电机的转矩进行调整的过程进行详细说明。本实施例中根据转矩削减量对第一电机的转矩进行调整，可以包括：

在第一预设时间段内，将第一电机的转矩值由第一值降低至第二值，第一值与第二值的差值为转矩削减量。

可选地，在第一预设时间段内，根据第一电机的转矩值的降低速率逐渐减小，将第一电机的转矩值由第一值降低至第二值。即对于第一电机的转矩值的卸载由快至慢，有利于最佳粘着点的搜寻，避免转矩突降。

在第二预设时间段内，保持第一电机的转矩值为第二值不变。

在第三预设时间段内，将第一电机的转矩值由第二值提高至预设转矩值的预设百分比，如可以提高至预设转矩值的90％。

在第四预设时间段内，将第一电机的转矩值提高至预设转矩值。

其中，第一电机的转矩值在第三预设时间段内的恢复速率，大于第一电机的转矩值在第四预设时间段内的恢复速率。即对于第一电机的转矩值的恢复，采用了分段恢复，且先快速恢复后缓慢恢复，可以有效避免再次发生空转滑行。

本实施例中的第一预设时间段、第二预设时间段、第三预设时间段和第四预设时间段的具体时长可以根据需要进行设置，本实施例对此不做限制。第一预设时间段、第二预设时间段、第三预设时间段和第四预设时间段构成一个转矩调整周期，在发生空转滑行时，对第一电机的转矩进行调整。

图38为本发明一实施例提供的粘着控制过程的示意图。图38为发生空转时，本发明一实施例提供的粘着控制方法对于第一电机的转矩的调整过程的示意图。如图38所示，T1、T2、T3和T4分表表示第一预设时间段、第二预设时间段、第三预设时间段和第四预设时间段，T1、T2、T3 和T4构成了一个转矩调整周期。其中机车基准参考频率曲线表示机车处于牵引工况下，第一电机的转子频率应该遵循的变化趋势，转子频率曲线表示第一电机的实际的转子频率。

T1阶段为进行转矩卸载的阶段，a点为机车发生空转的时刻点，如图 38所示，一旦检测到发生空转，便立即进行转矩的快速卸载，卸载量由大到小，如图38中a-b段所示转矩卸载曲线可以拟合为反比例函数曲线，然后分别以两种小斜率继续卸载，如图2中b-c段和c-d段所示，其中b-c 段的卸载速率大于c-d段的卸载速率，直至转矩卸载量等于所确定的转矩削减量，即a点与d点的转矩差值等于转矩削减量。T2阶段为保持转矩不变的阶段，转矩卸载量达到转矩削减量时，机车不发生空转，维持低转矩输出，如图38中d-e段所示。T3阶段为转矩的第一恢复阶段，在维持低转矩输出T2时间段后，即空转消失T2时间段后，按照预设速率将转矩恢复至预设转矩的90％，如图38中e-f段所示。T4阶段为转矩的完全恢复阶段，将转矩恢复至预设转矩，如图38中f-g段所示。f-g段转矩的提升速率小于e-f段转矩的提升速率。其中，预设转矩可以为发生空转时刻的转矩，即可以设置预设转矩等于图中a点处的转矩。在T3或T4阶段转矩恢复过程中，若再次发生空转或者滑行，则立即更新预设转矩，同时由 T3或T4阶段跳转到T1阶段，按照上述逻辑进入新一轮的转矩调整周期，直至空转或者滑行消失。

本实施例中转矩卸载由快到慢，有利于最佳粘着点的搜寻，避免转矩突降。后期转矩恢复过程，采用了分段恢复，可有效避免再次发生空转。可以理解的是，对于发生滑行的过程类似，此处不再赘述。

可选地，根据所采集的多个电机的转子频率，确定第一电机的转子频率差和转子频率微分值，可以包括：

对所采集的多个电机的转子频率进行限幅滤波和低通滤波处理，根据限幅滤波和低通滤波处理后的多个电机的转子频率，确定第一电机的转子频率差和转子频率微分值。通过对转子频率进行限幅滤波和低通滤波处理，能够消除因外界干扰引起的噪声信号，提高转子频率的精度，进而可以提高粘着控制的精度。

可选地，可以根据第一电机的实时转矩确定机车的运行工况，机车的运行工况可以包括惰行工况、牵引工况和制动工况。例如，设置第一转矩阈值和第二转矩阈值，其中，第一转矩阈值大于零，第二转矩阈值小于零，本实施例对于第一转矩阈值和第二转矩阈值的具体数值不作限制，可以根据实际需要进行设定。若第一电机的实时转矩大于等于第一转矩阈值，则机车处于牵引工况；若第一电机的实时转矩小于等于第二转矩阈值，则机车处于制动工况；若第一电机的实时转矩大于第二转矩阈值，且小于第一转矩阈值，则机车处于惰行工况。

可选地，若机车处于惰行工况，则对所采集的多个转子频率进行限幅滤波和低通滤波处理，可以包括：

获取第一电机的电流值，根据第一电机的电流值和每个电机的转子频率，确定每个电机的转子频率补偿系数，根据每个电机的转子频率补偿系数对每个电机的转子频率进行补偿，对补偿后的多个电机的转子频率进行限幅滤波和低通滤波处理。

本实施例中根据第一电机的电流值和每个电机的转子频率，为各个电机确定转子频率补偿系数进行补偿，提高了转子频率采集精度，进而提高了粘着控制的精度。

可选地，在上述各实施例的基础上，本发明一实施例还提供一种大功率电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统的保护方法，其中，图39为本发明实施例提供的牵引变流器的电路图，该电路图是在如图1所示基础上的一种详细的电路实现方式，这里所述的牵引变流器可以是如图1所示的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统。则如图39所示，本实施例提供的牵引变流器包括：整流模块、母线电容、斩波模块和逆变模块；其中，牵引变流器中还设置有多个传感器。本实施例提供的大功率电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统以一个整流模块为例进行说明，图39中的整流模块可以是图2中的任一四象限整流模块，并且，本实施例中以一个逆变模块为例进行说明，图中的逆变模块也可以是图2中的任一逆变模块。

具体地，整流模块、母线电容、斩波模块、逆变模块依次连接，其中，在整流模块的输入端设置有输入电流传感器TA4，与母线电容并联的设置有中间电压传感器TV1和接地电压传感器TV2，斩波模块中设置有斩波模块电流传感器TA3，逆变模块的输出端设置有电机U相电流传感器TA1、电机V相电流传感器TA2、电机定子绕组温度传感器TMP1以及电机转子速度传感器SPD。

针对图39提供的牵引变流器，本发明实施例利用牵引变流器中的传感器检测电路运行数据，从而确定牵引变流器中各组成部分的运行状态，判断电路中是否出现故障，下面对牵引变流器中故障确定的方法进行详细介绍。

图40为本发明实施例提供的牵引变流器的故障确定方法的流程图；如图10所示，该方法包括：

S4001、获取所述传感器采集得到的数据；

其中传感器用来实时采集牵引变流器内部各组成部分的运行数据，传感器例如可以为输入电流传感器、中间电压传感器、接地电压传感器、斩波模块电流传感器、电机U相电流传感器、电机V相电流传感器、电机定子绕组温度传感器以及电机转子速度传感器，对应的传感器采集得到的数据例如可以为电流、电压、温度和速度。

S4002、根据所述数据与预设条件，判断所述传感器对应的至少一项单项状态是否正常；

其中预设条件是指电路中各组成部分的运行数据不会造成牵引变流器电路故障时应该满足的条件，具体的预设条件可以为预设阈值，也可以为预设范围，本发明实施例对预设条件不做特别限制。其中单项状态是指电路中的某个器件或者某个组成部分的状态，例如可以为输入电流、中间直流母线电压、接地电压传感器的工作状态、斩波模块电流、电机U相输入电流、电机V相输入电流、电机定子绕组温度、电机转速。

根据传感器采集得到的数据与预设条件来判断传感器对应的至少一项单项状态是否正常，具体地，对比传感器采集得到的数据是否大于或者小于对应的预设阈值，或者对比传感器采集得到的数据是否超出对应的预设范围，若采集数据大于或小于对应预设阈值，或者采集数据超出对应阈值范围，则确定采集该数据的传感器对应的单项状态不正常。若采集得到的数据满足预设条件，则确定采集该数据的传感器对应的单项状态正常。

S4003、若存在不正常的单项状态，则将所述不正常的单项状态的状态位置于故障位。

其中，单项状态的状态位指的是，在牵引变流器中，每一个单项状态都有一个对应的二进制位，用来标示单项状态的正常或者不正常，这个二进制位就是状态位，当状态位为0时，表示该单项状态正常，当状态位为 1时，表示该单项状态不正常，即故障位，也就是说，当单项状态的状态位为1时，就表示对应的单项状态的状态位为故障位。

具体地，根据传感器采集得到的数据与预设条件判断传感器对应的单项状态是否正常，若存在不正常的单项状态，则将该不正常的单项状态的状态位置为1，即将该状态位置于故障位。当状态位是故障位时，将故障位对应的故障信息进行上报，牵引变流器接收到故障信息，从而进行相对应的电路保护操作。

本发明实施例提供的牵引变流器的故障确定方法，获取所述传感器采集得到的数据；根据所述数据与预设条件，判断所述传感器对应的至少一项单项状态是否正常；若存在不正常的单项状态，则将所述不正常的单项状态的状态位置于故障位。根据传感器采集得到的数据与预设条件实时判断电路中各组成部分的运行状态，当牵引变流器工作出现故障时，能够根据状态位的标示来确定各单项状态对应的运行状态，从而快速进行相关电路保护操作，有效的降低了牵引变流器的故障率。

下面采用详细的实施例，对本发明实施例提供的牵引变流器的保护方法进行详细说明。

图41为本发明实施例提供的牵引变流器的保护方法的逻辑判断图；如图41所示，牵引变流器中的传感器主要包括上述图39中所涉及的传感器，此处不再赘述，其中故障信息是指牵引变流器电路各组成部分的运行数据不满足预设条件时可能出现的具体故障，故障信息例如可以为单项状态不正常，故障信息还可以为牵引变流器中器件故障、连接故障等，在牵引变流器主控制单元的程序中，每个故障信息都有一个对应的二进制位，用来标示此时故障信息对应的电路故障发生或者未发生，这个二进制位即状态位。

其中，当状态位为0时，表示该故障信息对应的故障未发生，当状态位为1时，表示电路中发生该故障信息对应的故障，此时故障信息的状态位即为故障位。其中，有一个传感器对应一个故障信息的情况，也有一个传感器对应多个故障信息的情况，还有多个传感器对应一个故障信息的情况，下面对传感器和故障信息的对应关系进行详细的介绍。

1)输入电流传感器TA4

电流输入端设置有输入电流传感器TA4，首先获取输入电流传感器TA4 采集得到的第一电流，其次判断第一电流是否大于第一预设阈值，若第一电流大于第一预设阈值的持续时间大于第一预设时间，则确定输入电流传感器TA4对应的单项状态不正常，此处具体的单项状态不正常为牵引变流器的输入电流过大，将输入电流过大的故障称为变流器输入过流，将变流器输入过流的状态位置于故障位。

2)中间电压传感器TV1和接地电压传感器TV2

与母线电容并联的有中间电压传感器TV1和接地电压传感器TV2，首先获取中间电压传感器TV1采集得到的第一电压以及获取接地电压传感器 TV2采集得到的第二电压，其次进行具体的故障信息判断。

其中一种判断逻辑是判断第一电压是否大于第二预设阈值，若第一电压大于第二预设阈值的持续时间大于第二预设时间，则确定中间电压传感器TV1对应的单项状态不正常，此处具体的单项状态不正常为牵引变流器的中间直流母线电压过大，将中间直流母线电压过大的故障称为中间母线过压，将中间母线过压的状态位置于故障位。

其中另一种判断逻辑是判断第一电压是否小于第三预设阈值，若第一电压小于第三预设阈值的持续时间大于第三预设时间，则确定中间电压传感器TV1对应的单项状态不正常，此处具体的单项状态不正常为牵引变流器的中间直流母线电压过小，将中间直流母线电压过小的故障称为中间母线欠压，将中间母线欠压的状态位置于故障位。

其中又一种判断逻辑为判断第二电压是否在第一预设范围内，若第二电压不在第一预设范围内，则确定接地电压传感器TV2对应的单项状态不正常，此处具体的单项状态不正常为接地电压传感器故障，将接地电压传感器故障的状态位置于故障位。

本实施例还可以判断第一电压是否在第二预设范围内，若第一电压不在第二预设范围内，则确定中间电压传感器故障，将中间电压传感器故障的状态位置于故障位。还包括用第二电压减去第一电压的一半得到第三电压，判断第三电压是否大于第四预设阈值，若第三电压大于第四预设阈值的持续时间大于第四预设时间，则确定牵引变流器的母线正极接地，将母线正极接地的故障称为中间母线正接地，将中间母线正接地的状态位置于故障位。

可选地，判断第三电压是否小于第五预设阈值，若第三电压小于第五预设阈值的持续时间大于第五预设时间，则确定牵引变流器的母线负极接地，将母线负极接地的故障称为中间母线负接地，将中间母线负接地的状态位置于故障位。

3)斩波模块电流传感器TA3

斩波模块设置有斩波模块电流传感器TA3，首先获取斩波模块电流传感器TA3采集得到的第二电流，其次判断第二电流是否大于第六预设阈值，若第二电流大于第六预设阈值的持续时间大于第六预设时间，则确定斩波模块电流传感器TA3对应的单项状态不正常，此处具体的单项状态不正常为牵引变流器的斩波模块电流过大，将斩波模块电流过大的故障称为斩波过流，将斩波过流的状态位置于故障位。

可选地，若主控制单元未控制斩波模块开通，斩波模块未开通的情况下，判断第二电流是否大于第七预设阈值，若斩波模块未开通的情况下第二电流大于第七预设阈值的持续时间大于第七预设时间，则确定牵引变流器的斩波模块未开通但检测到电流，将斩波模块未开通但检测到电流的故障称为未斩有流，将未斩有流的状态位置于故障位。

进一步地，若斩波模块开通，判断第二电流是否大于第八预设阈值，若斩波模块开通的情况下，在第八预设时间内未检测到第二电流大于第八预设阈值，则确定牵引变流器的斩波模块开通但检测不到电流，将斩波模块开通但检测不到电流称为斩波无流，将斩波无流的状态位置于故障位。

4)电机U相电流传感器TA1、电机V相电流传感器TA2、电机定子绕组温度传感器TMP1和电机转速传感器SPD

电流输出端设置有电机U相电流传感器TA1、电机V相电流传感器TA2、电机定子绕组温度传感器TMP1和电机转速传感器SPD，首先获取电机U 相电流传感器TA1采集得到的第三电流、获取电机V相电流传感器TA2采集得到的第四电流、获取电机定子绕组温度传感器TMP1采集得到的温度以及获取所述电机转速传感器SPD采集得到的第一速度，其次进行具体的故障信息判断。

其中一种判断逻辑是判断第三电流是否大于第九预设阈值，若第三电流大于第九预设阈值的持续时间大于第九预设时间，则确定电机U相电流传感器TA1对应的单项状态不正常，此处具体的单项状态不正常为电机U 相输入电流过大，将电机U相输入电流过大的故障称为逆变器U相过流，将逆变器U相过流的状态位置于故障位。

另一种判断逻辑是判断第四电流是否大于第十预设阈值，若第四电流大于第十预设阈值的持续时间大于第十预设时间，则确定电机V相电流传感器TA2对应的单项状态不正常，此处具体的单项状态不正常为电机V相输入电流过大，将电机V相输入电流过大的故障称为逆变器V相过流，将逆变器V相过流的状态位置于故障位。

又一种判断逻辑是判断温度是否大于第十一预设阈值，若温度大于第十一预设阈值的持续时间大于第十一预设时间，则确定电机定子绕组温度传感器TMP1对应的单项状态不正常，此处具体的单项状态不正常为电机定子绕组温度过大，将电机定子绕组温度过大的故障称为牵引电机超温，将牵引电机超温的状态位置于故障位。

再一种判断逻辑是判断第一速度是否大于第十二预设阈值，若第一速度大于第十二预设阈值的持续时间大于第十二预设时间，则确定电机转速传感器SPD对应的单项状态不正常，此处具体的单项状态不正常为电机转速过大，将电机转速过大的故障称为牵引电机超速，将牵引电机超速的状态位置于故障位。

在上述实施例的基础上，还可以第三电流加上所述第四电流得到的值取反得到第五电流，判断第五电流是否大于第十三阈值，若第五电流大于第十三预设阈值的持续时间大于第十三预设时间，则确定电机W相输入电流过大，将电机W相输入电流过大的故障称为逆变器W相过流，将逆变器 W相过流的状态位置于故障位。

进一步地，在牵引变流器的预充电阶段，判断第一电压是否小于第十四预设阈值以及判断第一电流是否大于第十五预设阈值，若第十四预设时间内检测到第一电压小于第十四预设阈值并且第一电流大于第十五预设阈值，则确定牵引变流器的中间母线短路，将中间母线短路的状态位置于故障位。

可选地，若第四电压在不同时刻的电压值有正负范围内的变化，即一个时刻检测到第四电压为正值，另一个时刻检测到第四电压为负值，并且在牵引变流器在封锁脉冲信号之后第四电压变为零值，则确定牵引变流器的四象限整流器接地，将四象限整流器接地的故障称为四象限接地，将四象限接地的状态位置于故障位。还包括若第四电压在不同时刻的电压值有正负范围内的变化，并且在牵引变流器在封锁脉冲信号之后第四电压仍有正负范围内的变化，则确定牵引变流器的逆变器接地，将逆变器接地的状态位置于故障位。

在本实施例中，斩波模块内部包含有计时器，斩波模块开始发脉冲时计时器开始计时，斩波模块停止发脉冲时，计时器停止工作，在第十五预设时间范围内，计时器的计时数据累加得到第一时间，若第一时间大于第十六预设阈值，会导致斩波模块中的电路温度过高，则确定故障为牵引变流器的斩波模块中的电阻温度过高，将电阻温度过高的故障称为斩波超温，将斩波超温的状态位置于故障位。

可选地，用第三电流有效值减去第四电流有效值得到第六电流、用第三电流有效值减去第五电流有效值得到第七电流以及用第四电流有效值减去第五电流得到第八电流，判断第六电流、第七电流以及第八电流是否大于第十七预设阈值，若第六电流大于第十七预设阈值，或者第七电流大于第十七预设阈值，或者第八电流大于第十七预设阈值，则确定牵引变流器的牵引电机缺相，将牵引电机缺相的状态位置于故障位。

在上述实施例的基础上，还可以在牵引手柄处于非零位的前提下确定牵引电机不工作的状态位。其中牵引手柄位于机车控制室，牵引手柄的相关操作也在机车控制室完成，当牵引手柄处于零位时，表示此时机车不进行任何操作，也不向机车的各组成部件中发送任何信号，牵引手柄有多个档位，当牵引手柄处于非零位时，表示机车在执行某项操作，例如可以为前进、制动等。其中牵引电机不工作是故障信息之一，有对应的状态位，下面进行详细介绍。

在具体实现过程中，当牵引手柄不处于零位时，判断第三电流是否小于第十八预设阈值以及判断第四电流是否小于第十九预设阈值，若第三电流小于第十八预设阈值的持续时间大于第十六预设时间并且第四电流小于第十九预设阈值的持续时间大于第十七预设时间，则确定牵引电机不工作，将牵引电机不工作的状态位置于故障位。

进一步地，在上述实施例的基础上，还可以在接收主控制单元传送来的邻轴速度时，根据邻轴速度与本轴速度判断速度传感器故障以及锁轴故障的状态位。其中，主控制单元是牵引变流器的核心部件，包含有通信及控制等功能。其中邻轴指的是当前在进行故障判断的牵引变流器所在轴以外的轴，我们在这里将当前在进行故障判断的牵引变流器所在的轴称为本轴，本轴之外的其他轴称为邻轴，具体的，有4个轴的机车，有6个轴的机车，还有8个轴的机车。主控制单元可以通过网络传送邻轴速度，之后再根据邻轴速度和本轴速度具体判断相应的故障信息。

在具体实现过程中，接收主控制单元传送的邻轴速度，确定第一速度和所有邻轴速度的最小值为第二速度，判断第一速度和第二速度的差值是否大于第二十预设阈值，以及判断第一速度与邻轴速度的最大值的差值是否大于第二十一预设阈值，若第一速度和第二速度的差值大于第二十预设阈值的持续时间大于第十八预设时间，并且第一速度与邻轴速度的最大值的差值大于第二十一预设阈值的持续时间大于第十九预设时间，则确定电机转速传感器故障，将电机转速传感器故障的故障称为速度传感器故障，将速度传感器故障的状态位置于故障位。

在上述实施例的基础上，在速度传感器状态位置于0，即不是故障位时，判断第二速度是否大于第二十二预设阈值，以及判断第一速度是否小于第二十三预设阈值，若第二速度大于第二十二预设阈值的持续时间大于第十九预设时间，并且第一速度小于第二十三预设阈值的持续时间大于第二十预设时间，则确定电机锁轴出现故障，将电机锁轴出现故障称为锁轴故障，将锁轴故障的状态位置于故障位。

本发明实施例提供的牵引变流器的故障确定方法，通过传感器获取电路中各组成部件的运行数据，根据运行数据与运行数据相对应的阈值，判断传感器对应的单项状态是否正常，还可以判断电路中的器件、连接等是否正常，若单项状态出现故障，或者器件、连接等出现故障，则将故障对应的状态位置于故障位，从而标识电路中故障信息，将故障位对应的故障信息上报给主控制单元，主控制单元在接收到故障信息之后，可以根据实际情况进行电路保护操作，从而降低了牵引变流器的故障率。

本发明还提供一种大功率电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统，用于为使用大功率直驱永磁同步电机的电力机车供电，电力机车包括三台大功率直驱永磁同步电机，变流器包括：第一预充电模块、第二预充电模块、第一四象限整流器、第二四象限整流器、第一斩波模块、第二斩波模块、中间直流回路、第一逆变模块、第二逆变模块、第三逆变模块和辅助变流器，所述第一四象限整流器和所述第二四象限整流器分别通过所述第一预充电模块和所述第二预充电模块连接所述电力机车的主变压器，所述第一四象限整流器和所述第二四象限整流器分别通过所述第一斩波模块和所述第二斩波模块连接所述中间直流回路，所述中间直流回路分别连接所述第一逆变模块、第二逆变模块、第三逆变模块和所述辅助变流器；

其中，所述第一预充电模块包括第一充电电容、第一预充电接触器和第一主工作接触器，所述第二预充电模块包括第二充电电容、第二预充电接触器和第二主工作接触器，所述第一四象限整流器和所述第二四象限整流器各包括八个开关管，所述第一斩波模块包括第一开关管、第一电流传感器、第一反向二极管和第一斩波电阻，所述第二斩波模块包括第二开关管、第二电流传感器、第二反向二极管和第二斩波电阻，所述中间直流回路包括并联连接的第一直流侧支撑电容、第二直流侧支撑电容、慢放电阻、直流母线电压传感器和接地检测模块，所述第一逆变模块、所述第二逆变模块和所述第三逆变模块均包括由六个开关管组成的三相逆变电路；

所述第一预充电模块和所述第二预充电模块用于将所述主变压器的交流电分别传输至所述所述第一四象限整流器和所述第二四象限整流器；

所述第一四象限整流器和所述第二四象限整流器用于分别将所述第一预充电模块和所述第二预充电模块传输的交流电转换为直流电后，输出至所述第一斩波模块和所述第二斩波模块；

所述第一斩波模块和所述第二斩波模块用于将直流电进行斩波处理后传输至所述中间直流回路；

所述中间直流回路将接收到的直流电用于分别输出至所述第一逆变模块、第二逆变模块、第三逆变模块和所述辅助变流器；

所述第一逆变模块、第二逆变模块和第三逆变模块用于将接收到的直流电转换为三相交流电后分别输出至所述三台大功率直驱永磁同步电机；

所述辅助变流器用于将接收到的直流电转换为三相交流电后输出至所述电力机车的辅助负载

本申请实施例提供的大功率电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统，可用于执行前述各对应实施例中的大功率电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统控制方法，其实现方式与原理相同，不再赘述。

本发明还提供一种电子设备，包括：处理器，处理器与存储器耦合；存储器用于，存储计算机程序；处理器用于，调用存储器中存储的计算机程序，以实现前述实施例中任一的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统。

本发明还提供一种电子设备可读存储介质，包括：程序或指令，当程序或指令在电子设备上运行时，以实现前述实施例中任一的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统。

本领域普通技术人员可以理解：实现上述各方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成。前述的程序可以存储于一计算机可读取存储介质中。该程序在执行时，执行包括上述各方法实施例的步骤；而前述的存储介质包括：ROM、RAM、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (23)

1.一种电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统，用于控制使用大功率直驱永磁同步电机的电力机车的变流器，所述电力机车包括三台大功率直驱永磁同步电机；其特征在于，

所述电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统包括：第一预充电模块、第二预充电模块、第一四象限整流器、第二四象限整流器、第一斩波模块、第二斩波模块、中间直流回路、第一逆变模块、第二逆变模块、第三逆变模块和辅助变流器，所述第一四象限整流器和所述第二四象限整流器分别通过所述第一预充电模块和所述第二预充电模块连接所述电力机车的主变压器，所述第一四象限整流器和所述第二四象限整流器分别通过所述第一斩波模块和所述第二斩波模块连接所述中间直流回路，所述中间直流回路分别连接所述第一逆变模块、第二逆变模块、第三逆变模块和所述辅助变流器；

其中，所述第一预充电模块包括第一充电电容、第一预充电接触器和第一主工作接触器，所述第二预充电模块包括第二充电电容、第二预充电接触器和第二主工作接触器，所述第一四象限整流器和所述第二四象限整流器各包括八个开关管，所述第一斩波模块包括第一开关管、第一电流传感器、第一反向二极管和第一斩波电阻，所述第二斩波模块包括第二开关管、第二电流传感器、第二反向二极管和第二斩波电阻，所述中间直流回路包括并联连接的第一直流侧支撑电容、第二直流侧支撑电容、慢放电阻、直流母线电压传感器和接地检测模块，所述第一逆变模块、所述第二逆变模块和所述第三逆变模块均包括由六个开关管组成的三相逆变电路；

所述电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统用于：

通过所述第一预充电模块和所述第二预充电模块将所述主变压器的交流电分别传输至所述第一四象限整流器和所述第二四象限整流器；

通过所述第一四象限整流器和所述第二四象限整流器分别将所述第一预充电模块和所述第二预充电模块传输的交流电转换为直流电后，输出至所述第一斩波模块和所述第二斩波模块；

通过所述第一斩波模块和所述第二斩波模块将直流电进行斩波处理后传输至所述中间直流回路；

通过所述中间直流回路将接收到的直流电分别输出至所述第一逆变模块、第二逆变模块、第三逆变模块和所述辅助变流器；

通过所述第一逆变模块、第二逆变模块和第三逆变模块将接收到的直流电转换为三相交流电后分别输出至所述三台大功率直驱永磁同步电机；

通过所述辅助变流器将接收到的直流电转换为三相交流电后输出至所述电力机车的辅助负载；

其中，对于所述第一四象限整流器和所述第二四象限整流器中的任一四象限整流器，所述通过所述第一四象限整流器和所述第二四象限整流器将交流电转换为直流电后输出至所述第一斩波模块和所述第二斩波模块，具体包括：

对输入所述四象限整流器的交流电流进行采样，得到采样周期内的交流电流，所述交流电流包括正半周期的电流值和负半周期的电流值；其中，根据预设采样频率，对输入所述四象限整流器的交流电流进行采样，得到多个采样点，将得到的多个采样点绘制成曲线，得到一个正弦或者余弦曲线；所述预设采样频率为IGBT通断频率的N倍，所述N≥2；

获取正半周期的电流值的第一和值与负半周期的电流值的第二和值，并根据所述第一和值和所述第二和值，获取电流偏置值；其中，将正半周期的多个采样点的值进行加和得到第一和值P，再将负半周期的多个采样点的值进行加和得到第二和值N，P值与N值的绝对值进行做差计算，所得到的差值为Q；

将所述电流偏置值与零的第一差值输入至第一PI控制器，获取所述第一PI控制器输出的第一输出值；其中，直流偏置值Q与零输入至第一PI控制器，第一PI控制器根据直流偏置值Q与零构成控制偏差，将偏差的比例和积分通过线性组合构成控制量，对交流电流进行控制，消除交流电流的直流偏置，控制量即为第一输出值；

根据所述第一输出值以及PR控制器输出的第二输出值得到脉冲宽度调制符号，所述PR控制器用于对所述交流电流进行无静差控制，使所述交流电流的周期和相位与电网电压相同；其中，将交流电流输入到PR控制器，保证交流电流的相位和和周期与电网电压相同后，得到稳定的输出交流电流，即为第二输出值；

根据所述脉冲宽度调制符号控制所述四象限整流器中的绝缘栅双极型晶体管IGBT的通断，以控制所述四象限整流器将交流电转换为直流电。

2.根据权利要求1所述的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统，其特征在于，所述对输入四象限整流器的交流电流进行采样，得到采样周期内的交流电流之前，还包括：

获取所述四象限整流器的直流母线电压与指令电压的第二差值；

将所述第二差值输入至第二PI控制器，使得所述第二PI控制器输出的第三输出值与锁相环输出值相乘，得到与所述电网电压同相位的交流电流，所述锁相环用于控制所述交流电流的周期与相位和所述电网电压的周期与相位保持一致；

所述对输入所述四象限整流器的交流电流进行采样，得到采样周期内的交流电流，包括：

根据预设采样频率对输入四象限整流器的交流电流进行采样，得到采样电流，所述预设采样频率为所述IGBT通断频率的两倍；

根据所述锁相环确定的电网电压相位和所述采样电流，得到采样周期内的交流电流；

所述根据所述锁相环确定的电网电压相位和所述采样电流，得到采样周期内的交流电流之前，还包括：

通过第一带通滤波器和第二带通滤波器对所述采样电流进行滤波，得到滤波后的采样电流；其中，所述第一带通滤波器用于获取交流电流的主频信号，所述第二带通滤波器用于滤除干扰谐波。

3.根据权利要求1所述的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统，其特征在于，所述将所述电流偏置值与零的第一差值输入至第一PI控制器，获取所述第一PI控制器输出的第一输出值之前，还包括：

判断所述第一差值的绝对值是否大于所述电流环宽的绝对值，得到的判断结果为是；

所述根据所述第一输出值以及PR控制器输出的第二输出值得到脉冲宽度调制符号，包括：

对所述第一输出值和所述第二输出值进行求和，得到第三和值，所述第一输出值为电流变量，所述第二输出值为电流值；

根据所述第三和值和单极倍频脉冲调制方式，得到所述脉冲宽度调制符号。

4.根据权利要求1所述的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统，其特征在于，

所述电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统还包括：第一斩波模块和第二斩波模块，所述第一斩波模块连接所述第一四象限整流器和所述中间直流回路，所述第二斩波模块连接所述第二四象限整流器和所述中间直流回路；

所述电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统还用于：

通过第一斩波模块和第二斩波模块分别将所述第一四象限整流器和所述第二四象限整流器输出的直流电进行斩波处理后输出至所述中间直流回路；

具体地，对于所述第一斩波模块和所述第二斩波模块中的任一斩波模块，所述电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统还用于：

对中间直流母线电压进行周期性检测，所述中间直流母线电压为所述电力机车上直流母线上的电压；

当检测到的中间直流母线电压值大于斩波上限阈值时，采用P调节器对所述中间直流母线电压进行调节，直至检测到的所述中间直流母线电压值小于斩波下限阈值，所述斩波上限阈值大于所述斩波下限阈值；其中，所述P调节器的原理为：控制斩波管在检测周期的特定时间比例内处于开通状态。

5.根据权利要求4所述的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统，其特征在于，所述采用P调节器对所述中间直流母线电压进行调节，包括：

采用所述P调节器，确定目标检测周期内的斩波占空比；所述目标检测周期包括：从检测到的中间直流母线电压值大于斩波上限阈值，到检测到的中间直流母线电压值小于斩波下限阈值之间的经历的检测周期；

根据所述斩波占空比，确定斩波管在目标检测周期内的开通时间；

根据所述开通时间，控制所述斩波管的开通或关断，以使所述中间直流母线电压值下降至小于所述斩波下限阈值；

所述电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统还用于：

当检测到中间直流母线电压值小于所述斩波下限阈值时，控制斩波管关断。

6.根据权利要求5所述的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统，其特征在于，所述采用所述P调节器，确定目标检测周期内的斩波占空比之前，还包括：

根据以下公式确定目标参数；

Err＝U1-斩波下限阈值

其中，Err表示目标参数，U1表示目标检测周期内检测到的中间直流母线电压值；

相应的，所述采用所述P调节器，确定目标检测周期内的斩波占空比，包括：

获取所述P调节器对应的控制系数；

根据所述控制系数和所述目标参数，确定所述斩波占空比；

所述获取所述P调节器的控制系数，包括：

根据如下公式确定所述控制系数；

Kp_chp＝1/(直流母线电压过压保护值阈值-斩波下限阈值)

其中，Kp_chp表示控制系数；

所述根据所述控制系数和所述目标参数，确定所述斩波占空比，包括：

根据如下公式确定所述斩波占空比；

C_duty＝Err*Kp_chp

其中，C_duty表示斩波占空比，Err表示目标参数，Kp_chp表示控制系数；

所述根据所述斩波占空比，确定斩波管在目标检测周期内的开通时间之前，还包括：

对所述斩波占空比进行防错处理；

其中，所述对所述斩波占空比进行防错处理，包括：

若所述斩波占空比的值大于1，则将所述斩波占空比的值设为1；

若所述斩波占空比的值小于0，则将所述斩波占空比的值设为0。

7.根据权利要求1所述的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统，其特征在于，还包括：

确定待控制大功率直驱永磁同步电机的转速；

根据所述转速与第一映射关系确定第一控制策略，所述第一映射关系包括至少一个转速的范围和至少一个控制策略的一一对应关系；

根据所述第一控制策略确定所述待控制大功率直驱永磁同步电机的预期控制相角。

8.根据权利要求7所述的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统，其特征在于，所述第一映射关系包括：额定转速以下的转速与MTPA控制策略的对应关系；

额定转速以上的转速与弱磁控制策略的对应关系。

9.根据权利要求8所述的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统，其特征在于，所述弱磁控制策略包括：

通过PI控制器根据电压极限值与前馈电压幅值之差计算给定弱磁状态下d轴电流变化量；

通过给定弱磁状态下d轴电流变化量和d轴电流给定之和得到弱磁调节后的d轴电流给定；

根据所述d轴电流给定和转矩公式计算弱磁调节后的q轴电流给定；

通过PI控制器根据所述q轴电流给定与q轴实际电流之差得到功角β；

通过如下公式计算实际q轴电压给定和实际d轴电压给定；

U_d＝U_s cosβ

U_q＝U_s cosβ

其中，Us为电压极限值，Ud为实际d轴电压给定，Uq为实际q轴电压给定，β为PI控制器根据q轴电流给定与q轴实际电流之差得到功角。

10.根据权利要求8-9任一项所述的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统，其特征在于，还包括：

当控制策略从所述MTPA控制策略切换至所述弱磁控制策略时，将切换瞬间MTPA控制策略中的电压矢量角度作为所述弱磁控制策略中初始功角β；

当控制策略从所述弱磁控制策略切换至所述MTPA控制策略时，通过切换瞬间弱磁控制策略中的最后一拍功角β通过公式计算出MTPA控制策略中的实际q轴电压给定和实际d轴电压给定。

11.根据权利要求1所述的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统，其特征在于，还包括：

获取待调制大功率直驱永磁同步电机的调制波的频率；

根据所述调制波的频率所在范围与第二映射关系确定第一调制策略，所述第二映射关系包括至少一个调制波的频率范围和至少一个调制策略的一一对应关系；

根据所述第一调制策略确定所述大功率直驱永磁同步电机的PWM载波频率。

12.根据权利要求11所述的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统，其特征在于，所述第二映射关系包括：

调制波的频率为低速阶段时对应异步调制策略；

调制波的频率大于低速阶段低于高速阶段时对应同步调制策略；

调制波的频率为高速阶段时对应方波调制策略。

13.根据权利要求1所述的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统，其特征在于，

向所述大功率直驱永磁同步电机的定子绕组注入高频电压信号，获取三相定子绕组电流；

根据所述三相定子绕组电流获取预期两相同步旋转坐标系下的d轴目标电流和q轴目标电流；

根据所述d轴目标电流和所述q轴目标电流获取转子的初始位置角，其中，所述初始位置角为根据所述大功率直驱永磁同步电机的磁极极性进行补偿后的初始位置角。

14.根据权利要求13所述的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统，其特征在于，所述根据所述d轴目标电流和所述q轴目标电流获取转子的初始位置角，包括：

根据所述q轴目标电流获取转子的第一初始位置角；

根据所述d轴目标电流获取转子的磁极补偿角；

根据所述第一初始位置角以及所述磁极补偿角，获取所述转子的初始位置角；

所述根据所述q轴目标电流获取转子的第一初始位置角，包括：

对所述q轴目标电流进行低通滤波处理，获取误差输入信号；

根据所述误差输入信号，获取所述第一初始位置角；

所述对所述q轴目标电流进行低通滤波处理，获取误差输入信号，包括：

采用调制信号对所述q轴目标电流进行调制，获取调制后的q轴目标电流；

对所述调制后的q轴目标电流进行低通滤波处理，获取所述误差输入信号；

所述根据所述误差输入信号，获取所述第一初始位置角，包括：

根据所述误差输入信号获取所述误差输入信号的比例偏差和积分偏差；

根据所述比例偏差和所述积分偏差的线性组合，获取所述第一初始位置角；

所述根据所述d轴目标电流获取转子的磁极补偿角，包括：

向所述大功率直驱永磁同步电机注入多个电压幅值相等、角度不同的电压脉冲信号，获取每个所述电压脉冲信号的响应电流；

根据多个所述响应电流，确定所述转子的磁极补偿角；

所述根据多个所述响应电流，确定所述转子的磁极补偿角，包括：

当注入的所述电压脉冲信号的角度与所述第一初始位置角之差满足预设误差范围，所述电压脉冲信号的响应电流的幅值大于第一值，则确定所述转子的磁极补偿角为0，所述第一值为多个所述响应电流的幅值的最大值；

当注入的所述电压脉冲信号的角度与所述第一初始位置角之差满足预设误差范围，所述电压脉冲信号的响应电流的幅值小于第二值，则确定所述转子的磁极补偿角为π，所述第二值为多个所述响应电流的幅值的最小值。

15.根据权利要求14所述的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统，其特征在于，所述高频电压信号为：

其中，U_mh为高频电压信号的幅值，ω_h为高频电压信号的角频率，t为注入高频电压信号的时间；

所述根据三相定子绕组电流获取预期两相同步旋转坐标系下的d轴目标电流和q轴目标电流，通过如下公式计算：

其中，L为平均电感L＝(L_d+L_q)/2，△L为半差电感△L＝(L_d-L_q)/2，Ld为d轴电感，Lq为q轴电感，Δθ表示预期转子位置角与实际转子位置角之间的转子位置角估计误差；

所述对所述q轴目标电流进行低通滤波处理，获取误差输入信号，通过如下公式计算：

其中，LPF表示低通滤波；当转子位置估计误差足够小，极限等效线性化后该误差输入信号为：

其中，

所述获取第一初始位置角，通过以下公式计算：

其中，s表示拉普拉斯算子，k_p为比例项系数，k_i为积分项系数。

16.根据权利要求1所述的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统，其特征在于，还包括：

根据控制中断周期、调制载波周期，以及所述大功率直驱永磁同步电机的转子当前角速度，获取所述大功率直驱永磁同步电机的转子的补偿相角；

根据所述补偿相角，获取当前实际控制相角；

根据当前d轴电压给定值和当前q轴电压给定值，获取当前预期控制相角；

根据所述当前预期控制相角与所述当前实际控制相角的比例偏差和积分偏差，对所述当前实际控制相角进行在线修正。

17.根据权利要求16所述的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统，其特征在于，所述根据控制中断周期、调制载波周期，以及所述大功率直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取所述直驱永磁同步电机的转子的补偿相角，包括：

根据所述控制中断周期和所述大功率直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取第一子补偿相角；

根据所述调制载波周期和所述大功率直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取第二子补偿相角；

根据所述大功率直驱永磁同步电机的转子当前角速度，获取第三子补偿相角；

根据所述第一子补偿相角、所述第二子补偿相角和所述第三子补偿相角，获取所述大功率直驱永磁同步电机的补偿相角；

所述根据所述控制中断周期和所述大功率直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取第一子补偿相角，包括：

根据所述控制中断周期，获取第一子补偿相角对应的第一相角时延；

根据所述第一相角时延和所述大功率直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取所述第一子补偿相角；

所述根据所述调制载波周期和所述大功率直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取第二子补偿相角，包括：

根据所述调制载波周期，获取调制输出对应的第二相角时延；

根据调制算法的调制中断周期，获取调制计算对应的第三相角时延；

根据所述第二相角时延、所述第三相角时延和所述大功率直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取所述第二子补偿相角；

所述根据所述大功率直驱永磁同步电机的转子当前角速度，获取第三子补偿相角之前，还包括：

根据所述大功率直驱永磁同步电机的矢量控制策略，获取所述大功率直驱永磁同步电机的稳定运行角速度范围；

根据d轴电流给定值和q轴电流给定值，获取所述稳定运行角速度范围内的多个第一d轴电流、多个第一q轴电流、每个所述第一d轴电流对应的d轴电压以及每个所述第一q轴电流对应的q轴电压；

所述根据所述大功率直驱永磁同步电机的转子当前角速度，获取第三子补偿相角，包括：

根据每个所述第一d轴电流对应的d轴电压以及每个所述第一q轴电流对应的q轴电压，获取每个第一角速度对应的传输误差相角；

根据每个所述第一角速度对应的传输误差相角，以及，所述大功率直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，获取所述第三子补偿相角；

所述根据所述补偿相角，获取当前实际控制相角，包括：

获取所述大功率直驱永磁同步电机的转子的当前位置相角；

根据所述当前位置相角、所述转子的初始位置相角以及所述补偿相角，获取所述转子的实际位置相角；

根据所述转子的实际位置相角以及调制相角，获取当前实际控制相角，其中，所述调制相角为根据d轴电压给定值和当前q轴电压给定值经过调制算法计算得到；

所述根据所述当前预期控制相角与所述当前实际控制相角的比例偏差和积分偏差，对所述当前实际控制相角进行在线修正，包括：

根据所述当前预期控制相角与所述当前实际控制相角获取所述比例偏差、所述积分偏差；

根据所述比例偏差以及所述积分偏差的线性组合，获取当前实际控制相角的修正项；

根据所述修正项对所述当前实际控制相角进行在线修正。

18.根据权利要求17所述的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统，其特征在于，所述获取第一子补偿相角，通过如下公式计算：

θ_cmps1＝Δ_t1·ω

其中，ω为直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，Δ_t1为第一相角时延，第一相角时延Δ_t1通过如下公式计算：

Δ_t1＝A·T_ctrl≈0.5T_ctrl

其中，T_ctrl为控制算法的一个控制中断周期，A为控制中断时延系数，取值范围为(0-1)；

所述获取第二子补偿相角，通过如下公式计算：

θ_cmps2＝Δ_t2·ω

其中，ω为直驱永磁同步电机的转子的当前角速度，Δ_t2为PWM脉冲输出过程中的时延，PWM脉冲输出过程中的时延Δ_t2通过如下公式计算：

Δ_t2＝B·T_PWM+C·T_PWM≈0.75T_PWM

其中，T_PWM为PWM的调制载波周期，B为调制算法中断时延系数，C为PWM脉冲输出时延系数；

所述获取当前预期控制相角，通过如下公式计算：

其中，θ_ctrl表示当前预期控制相角，表示q轴电压给定值，表示d轴电压给定值；

所述对所述当前实际控制相角进行在线修正，通过如下公式计算：

其中，k_p和k_i为修正项，θ_ctrl为当前预期控制相角，θ_PWM为当前实际控制相角，f_Δ为基波频率补偿项；

所述获取所述直驱永磁同步电机的稳定运行角速度范围，通过如下公式计算：

其中，u_d为任一第一预设角速度对应的d轴电压，u_q为任一第一预设角速度对应的q轴电压，R_s为转子的电阻，L_q为任一第一预设角速度对应的d轴电感，L_d为任一第一预设角速度对应的q轴电感，i_d为d轴电压对应的第一d轴电流，i_q为q轴电压对应的第一q轴电流，ψ_f为永磁体磁链的反电势；

所述获取传输误差相角θ_Δ，通过如下公式计算：

θ_Δ＝tan^-1(u_d/u_q)

所述获取第三子补偿相角θ_cmps3，通过如下公式计算：

θ_cmps3＝k·ω

其中，k表示传输误差相角系数。

19.根据权利要求1所述的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统，其特征在于，

所述电力机车还包括：至少四个大功率直驱永磁同步电机；所述至少四个大功率直驱永磁同步电机包括：第一电机、第二电机、第三电机和第四电机；

所述电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统还用于：

采集第一电机、第二电机、第三电机和第四电机的转子频率，获取所述第一电机的实时转矩，所述第一电机和所述第二电机为第一转向架的轴电机，所述第三电机和所述第四电机为第二转向架的轴电机，所述第一转向架与所述第二转向架相邻；

根据所采集的多个电机的转子频率，确定所述第一电机的转子频率差和转子频率微分值，其中，所述第一电机的转子频率差为第一电机的转子频率与转子频率基准之间的差值，所述转子频率微分值为当前采样时刻第一电机的转子频率与当前采样时刻的前一采样时刻第一电机的转子频率的差值除以采样时间间隔；

根据所述第一电机的转子频率差、转子频率微分值和实时转矩，确定转矩削减量；

根据所述转矩削减量对所述第一电机的转矩进行调整。

20.根据权利要求19所述的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统，其特征在于，还包括：

根据所述第一电机的转子频率差、转子频率微分值和实时转矩，生成撒砂控制信号，所述撒砂控制信号用于指示是否进行撒砂操作；

所述根据所述第一电机的转子频率差、转子频率微分值和实时转矩，确定转矩削减量，包括：

根据所述第一电机的转子频率差以及预设的转子频率差分级规则，确定所述第一电机的转子频率差对应的空转滑行等级；

根据所述第一电机的转子频率差对应的空转滑行等级，以及所述第一电机的实时转矩，确定第一转矩削减量；

根据所述第一电机的转子频率微分值以及预设的转子频率微分值分级规则，确定所述第一电机的转子频率微分值对应的空转滑行等级；

根据所述第一电机的转子频率微分值对应的空转滑行等级，以及所述第一电机的实时转矩，确定第二转矩削减量；

若所述第一转矩削减量大于等于所述第二转矩削减量，则确定所述第一转矩削减量为所述转矩削减量；

若所述第一转矩削减量小于所述第二转矩削减量，则确定所述第二转矩削减量为所述转矩削减量；

所述根据所述转矩削减量对所述第一电机的转矩进行调整，包括：

在第一预设时间段内，将所述第一电机的转矩值由第一值降低至第二值，所述第一值与所述第二值的差值为所述转矩削减量；

在第二预设时间段内，保持所述第一电机的转矩值为所述第二值不变；

在第三预设时间段内，将所述第一电机的转矩值由所述第二值提高至预设转矩值的预设百分比；

在第四预设时间段内，将所述第一电机的转矩值提高至所述预设转矩值；

其中，所述第一电机的转矩值在所述第三预设时间段内的恢复速率，大于所述第一电机的转矩值在所述第四预设时间段内的恢复速率；

所述在第一预设时间段内，将所述第一电机的转矩值由第一值降低至第二值，包括：

在第一预设时间段内，根据所述第一电机的转矩值的降低速率逐渐减小，将所述第一电机的转矩值由第一值降低至第二值；

根据所采集的多个电机的转子频率，确定所述第一电机的转子频率差和转子频率微分值，包括：

对所采集的多个电机的转子频率进行限幅滤波和低通滤波处理；

根据限幅滤波和低通滤波处理后的所述多个电机的转子频率，确定所述第一电机的转子频率差和转子频率微分值；

若机车处于惰行工况，则所述对所采集的多个转子频率进行限幅滤波和低通滤波处理，包括：

获取所述第一电机的电流值；

根据所述第一电机的电流值和每个电机的转子频率，确定所述每个电机的转子频率补偿系数；

根据所述每个电机的转子频率补偿系数对所述每个电机的转子频率进行补偿；

对补偿后的所述多个电机的转子频率进行限幅滤波和低通滤波处理。

21.根据权利要求1所述的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统，其特征在于，

所述电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统还包括：多个传感器；所述多个传感器至少包括以下的一项或多项：输入电流传感器、中间电压传感器、接地电压传感器、斩波支路电流传感器、电机U相电流传感器、电机V相电流传感器、电机定子绕组温度传感器和电机转速传感器；

所述电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统还用于：获取所述多个传感器采集得到的数据；

根据所述数据与预设条件，判断所述多个传感器对应的至少一项单项状态是否正常；

若存在不正常的单项状态，则将所述不正常的单项状态的状态位置于故障位。

22.根据权利要求21所述的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统，其特征在于，

在所述电流输入端设置有输入电流传感器，其中，所述输入电流传感器对应的单项状态为输入电流；

获取所述传感器采集得到的数据，包括：

获取所述输入电流传感器采集得到的第一电流；

根据所述数据与预设条件，判断所述传感器对应的至少一项单项状态是否正常，包括：

若所述第一电流大于第一预设阈值的持续时间大于第一预设时间，则确定牵引变流器的输入电流过大；

与母线电容并联的中间电压传感器和接地电压传感器，其中，所述中间电压传感器对应的单项状态为中间直流母线电压，所述接地电压传感器对应的单项状态为接地电压传感器的工作状态；

获取所述传感器采集得到的数据，包括：

获取所述中间电压传感器采集得到的第一电压以及获取所述接地电压传感器采集得到的第二电压；

根据所述数据与预设条件，判断所述传感器对应的至少一项单项状态是否正常，包括：

若所述第一电压大于第二预设阈值的持续时间大于第二预设时间，则确定牵引变流器的中间直流母线电压过大；

若所述第一电压小于第三预设阈值的持续时间大于第三预设时间，则确定牵引变流器的中间直流母线电压过小；

若所述第二电压值不在第一预设范围内，则确定接地电压传感器故障；

所述兆瓦级直驱永磁电传动系统还用于：

若所述第一电压不在第二预设范围内，则确定中间电压传感器故障；

若所述第二电压减去第一电压的一半得到的第三电压大于第四预设阈值的持续时间大于第四预设时间，则确定牵引变流器的母线正极接地；

若所述第三电压小于第五预设阈值的持续时间大于第五预设时间，则确定牵引变流器的母线负极接地；

在所述斩波支路设置有斩波支路电流传感器，其中，所述斩波支路电流传感器对应的单项状态为斩波支路电流；

获取所述传感器采集得到的数据，包括：

获取所述斩波支路电流传感器采集得到的第二电流；

根据所述数据与预设条件，判断所述传感器对应的至少一项单项状态是否正常，包括：

若斩波支路开通，所述第二电流大于第六预设阈值的持续时间大于第六预设时间，则确定牵引变流器的斩波支路电流过大。

23.根据权利要求22所述的电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统，其特征在于，所述电力机车用兆瓦级直驱永磁电传动系统还用于：

若斩波支路未开通，所述第二电流大于第七预设阈值的持续时间大于第七预设时间，则确定牵引变流器的斩波电路未开通但检测到电流；

若斩波支路开通，在第八预设时间内未检测到所述第二电流大于第八预设阈值，则确定牵引变流器的斩波支路开通但检测不到电流；

在电流输出端设置有电机U相电流传感器、电机V相电流传感器、电机定子绕组温度传感器和电机转速传感器，其中，所述电机U相电流传感器对应的单项状态为电机U相输入电流，所述电机V相电流传感器对应的单项状态为电机V相输入电流，所述电机定子绕组温度传感器对应的单项状态为电机定子绕组温度，所述电机转速传感器对应的单项状态为电机转速；

获取所述传感器采集得到的数据，包括：

获取所述电机U相电流传感器采集得到的第三电流、获取所述电机V相电流传感器采集得到的第四电流、获取所述电机定子绕组温度传感器采集得到的温度以及获取所述电机转速传感器采集得到的第一速度；

根据所述数据与预设条件，判断所述传感器对应的至少一项单项状态是否正常，包括：

若所述第三电流大于第九预设阈值的持续时间大于第九预设时间，则确定电机U相输入电流过大；

若所述第四电流大于第十预设阈值的持续时间大于第十预设时间，则确定电机V相输入电流过大；

若所述温度大于第十一预设阈值的持续时间大于第十一预设时间，则确定电机定子绕组温度过大；

若所述第一速度大于第十二预设阈值的持续时间大于第十二预设时间，则确定电机转速过大；

所述兆瓦级直驱永磁电传动系统还用于：

若所述第三电流加上所述第四电流得到的值取反得到的第五电流大于第十三阈值的持续时间大于第十三预设时间，则确定电机W相输入电流过大。