CN102361433A - 一种谐波电压注入的多相感应电机直接转矩控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种谐波电压注入的多相感应电机直接转矩控制方法。在多相电机系统中，通过非正弦电压和电流供电，使得气隙磁密波形为准方波，可以降低基波磁势及磁密峰值，从而提高铁心材料利用率和电机的功率密度。多相电机采用电压型变频器驱动时，随着负载的变化，基波、谐波空间的电路阻抗也随之改变，采用基波、谐波电压恒比例控制，无法满足气隙磁密为方波控制要求。因此，在电压型逆变器驱动的多相电机直接转矩控制系统中，必须实现对基波、谐波电压幅值和相位的有效控制。本专利以五相集中整距绕组感应电机变频调速系统为例(也适用于任意多相感应电机系统)，采用将空间电压矢量调制与直接转矩控制相结合控制方案，通过对基波、三次谐波分别形成的转矩与定子磁链的控制，计算出基波、三次谐波参考电压。该控制方法不仅实现了基波和谐波电压的闭环控制，而且保证了基波与三次谐波磁链恒定的相位关系，达到了气隙磁密波形为准方波的控制要求。对谐波的有效控制，增大了电机的输出转矩，同时也提高了系统的鲁棒性和动稳态性能。

Description

一种谐波电压注入的多相感应电机直接转矩控制方法

技术领域

本发明属于交流电机系统调速技术领域，具体涉及多相电机直接转矩控制，通过对基波、谐波空间各变量进行有效控制，减小电机的磁饱和，提高了铁心材料利用率和电机的功率密度。

背景技术

本专利以五相感应电机变频调速系统为例(也适用于任意多相感应电机系统)，系统结构如图1所示。整个系统主要由变压器、不控整流、斩波电路、逆变器、感应电机负载等组成。鉴于H桥型结构中每个H桥为一相，便于实现谐波注入这一显著优点，驱动电机的逆变器采用H桥型结构。

对于五相感应电机来说，高次谐波(3次以上)空间对电机影响相对较小，只需考虑基波、三次谐波空间，则五相感应电机电磁转矩可以表示成如下形式：

$T_e=n_p\frac{L_{m1}}{{\mathrm{\σ}}_1{L}_{s1}{L}_{r1}}\left|{\mathrm{\ψ}}_{s1}\right|\left|{\mathrm{\ψ}}_{r1}\right|\sin {\mathrm{\δ}}_1+{3n}_p\frac{L_{m3}}{{\mathrm{\σ}}_3{L}_{s3}{L}_{r3}}\left|{\mathrm{\ψ}}_{s3}\right|\left|{\mathrm{\ψ}}_{r3}\right|\sin {\mathrm{\δ}}_3$

式中：

n_p为感应电机的极对数；ψ_s1、ψ_r1分别为定、转子基波磁链，ψ_s3、ψ_r3分别为定、转子三次谐波磁链；L_s1、L_r1分别为定、转子相绕组基波电感；L_s3、L_r3分别为定、转子相绕组三次谐波电感；L_m1、L_m3分别为定转子相绕组基波、三次谐波互感；δ₁为定、转子基波磁链之间的夹角；δ₃为定、转子三次谐波磁链之间的夹角。

如果定子磁链的基波和三次谐波幅值恒定，且-π/2≤δ₁，δ₃≤π/2，则通过改变δ₁和δ₃可实现对输出电磁转矩的直接控制。

根据电机电压方程：

$u_{\mathrm{si}}=r_s{i}_{\mathrm{si}}+\frac{d{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{si}}}{\mathrm{dt}}$

式中：i＝1，3分别对应基波和三次谐波分量。

因此，在忽略定子电阻r_s上压降的情况下，定子磁链变化量Δψ_si近似为：

Δψ_si≈u_siΔt

由上式可知，定子磁链Δψ_si的大小与作用于定子的电压矢量大小及其作用时间成正比，且Δψ_si的变化方向与该电压矢量的方向一致。

根据电机电压和磁链方程，得：

$\left\{\begin{array}{c}\frac{d{\mathrm{\ψ}}_{r1}}{\mathrm{dt}}+(\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_1{\mathrm{\τ}}_{r1}}-j{\mathrm{\ω}}_r){\mathrm{\ψr}}_1=\frac{L_{m1}}{{\mathrm{\σ}}_1{L}_{s1}{L}_{r1}}{\mathrm{\ψ}}_{s1}\\ \frac{d{\mathrm{\ψ}}_{r3}}{\mathrm{dt}}+(\frac{1}{{\mathrm{\σ}}_3{\mathrm{\τ}}_{r3}}-j3{\mathrm{\ω}}_r){\mathrm{\ψ}}_{r3}=\frac{L_{m3}}{{\mathrm{\σ}}_3{L}_{s3}{L}_{r3}}{\mathrm{\ψ}}_{s3}\end{array}\right.$

式中：τ_r1＝L_r1/r_r，τ_r3＝L_r3/r_r，其中ω_r为转子角速度。

上式表明，转子磁链在定子磁链作用下的动态响应具有一阶低通滤波特性。在Δt内，随着定子电压矢量的作用，定子磁链的旋转速度迅速变化，而转子磁链旋转速度保持不变，从而使δ₁和δ₃迅速改变。

综上所述，三次谐波电压注入的五相集中整距绕组感应电机直接转矩控制的原理是，通过改变作用于定子的基波和三次谐波电压矢量，从而同时改变定子磁链基波和三次谐波矢量的夹角以及电磁转矩。

采用传统的基于滞环开关表的控制方法不仅会带来磁链脉动、转矩脉动、低速性能不佳等缺点，而且无法对谐波空间进行有效控制；采用将空间电压矢量调制与直接转矩控制相结合控制方案，同时，基波、三次谐波电压恒定比例控制，虽然可以提高整个系统的调速性能。但是，由于负载的变化，引起基波、三次谐波空间的电路阻抗随之改变，造成基波与三次谐波气隙磁密相位对应关系发生偏移。特别是，当电机带额定负载或过载时，这种偏移会使得电机磁场出现局部饱和，造成整个系统的不稳定。

发明内容

本发明的目的在于克服上述技术的不足，提出一种谐波电压注入的多相感应电机直接转矩控制方法，不仅可以增大输出电机转矩，而且可以提高系统的鲁棒性和动稳态性能。

本发明提供的谐波电压注入的多相感应电机直接转矩控制方法，其特征在于将空间电压矢量调制与直接转矩控制相结合，解决传动滞环开关表控制带来的转矩脉动、低速性能不佳等问题；通过对基波、三次谐波分别形成的转矩与定子磁链的控制，实现了基波和三次谐波电压的闭环控制，并且同时保证了基波和三次谐波磁链的相位关系恒定，使得气隙磁密波形为准方波，可以有效地降低基波磁势及磁密峰值，从而提高铁心材料利用率和电机的功率密度。

本发明不需要增加额外的硬件电路和控制，对整个控制结构进行了优化，控制方法简单易行。

附图说明

图1为五相感应电机变频调速系统结构图

图2理想的合成磁密波形

图3为定子输入电压矢量对定子磁链作用示意图

具体实施方式

本发明提出的一种谐波电压注入的多相感应电机直接转矩控制方法，通过对基波、三次谐波磁链和转矩的控制，使得气隙磁密波形为准方波。其目的在于提高系统的鲁棒性和动稳态性能。同时，通过降低基波磁势及磁密峰值，减小磁饱和，提高电机的功率密度，增强系统的稳定性。

下面通过借助实施例和附图更加详细地说明本发明，但以下实施例仅是说明性的，本发明的保护范围并不受这些实施例的限制。本实例的具体实现步骤包括：

(1)变频器直流母线电压U_DC经电压传感器采样后，根据当前各相开关信号S_A，S_B，S_C，S_D，S_E，确定各相输出电压U_A＝S_AU_DC、U_B＝S_BU_DC、U_C＝S_CU_DC、U_D＝S_DU_DC、U_E＝S_EU_DC；输出电压经Clarke变换后，计算α₁-β₁-α₃-β₃坐标系下的定子电压分量u_α1s、u_β1s、u_α3s、u_β3s；变频器的输出各相电流经电流传感器采样后，通过坐标系变换，计算出α₁-β₁-α₃-β₃坐标系下的定子电压分量i_α1s、i_β1s、i_α3s、i_β3s。

(2)在步骤(1)的基础上进一步可计算电机的磁链和转矩，表达式如下：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}1s}={\∫u}_{\mathrm{\α}1s}-i_{\mathrm{\α}1s}{r}_s\mathrm{dt}\\ {\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}1s}={\∫u}_{\mathrm{\β}1s}-i_{\mathrm{\β}1s}{r}_{\mathrm{sdt}}\\ {\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}3s}={\∫u}_{3s}-i_{\mathrm{\α}3s}{r}_s\mathrm{dt}\\ {\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}3s}={\∫u}_{\mathrm{\β}3s}-i_{\mathrm{\β}3s}{r}_s\mathrm{dt}\end{array}\right.$

T_em＝T_em1+T_em3＝n_p(ψ_β1si_α1s-ψ_α1si_β1s)+3n_p(ψ_β3si_α3s-ψ_α3si_β3s)

转矩方程中，T_em1、T_em3分别为基波、三次谐波电流产生的转矩。

在实际控制过程中，测量误差使得积分器产生直流飘移，这直接影响到磁链和转矩计算的准确性。因此，需要对观测的磁链进行滤波处理，并予以补偿。

基于空间矢量调制的直接转矩方法中在计算参考电压时，需要计算同步转速。实际控制过程中，同步转速可由测得的电机转速和转差速度表示。转差角频率表达式如下：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ω}}_{s1}=\frac{r_r{T}_{e1}}{n_p{\left|{\mathrm{\ψ}}_{r1}\right|}^2}\\ {\mathrm{\ω}}_{s3}=\frac{r_r{T}_{e3}}{n_p{\left|{\mathrm{\ψ}}_{r3}\right|}^2}\end{array}\right.$

三次谐波电流产生的三次谐波磁势的转差率与基波电流产生的转差率相同，则满足：

ω_s1＝3ω_s3

对于多相集中整距绕组感应电机，当气隙磁密的基波分量与三次谐波分量的峰值之比为6∶1，相位关系为“峰谷相对”时，其合成的波形最接近理想方波，如图2所示。在此条件下，定子的基波与三次谐波磁链峰值之比为18∶1。由此可得：T_e1/T_e3≈36，据此即可确定k₁＝36/37。

(3)电机的转速由速度传感器测出，并与给定转速相减产生误差信号，经PI控制器得到参考转矩

参考转矩

与转矩T_e1误差信号，经PI控制器得到基波产生的转矩变化角Δδ₁，三次谐波电流产生转矩变化角Δδ₃＝3Δδ₁。

(4)基于空间矢量调制直接转矩控制的关键在于空间参考电压矢量生成的计算，这个参考电压矢量必须包含转矩控制与磁链控制的信息。图3所示为定子输入电压矢量对定子磁链作用示意图。图中θ_s1、θ_r1为定、转子相绕组磁链基波分量与轴α₁夹角；θ_s3、θ_r3为定、转子定、转子磁链三次谐波分量与轴α_s夹角，ω_e为同步角速度。

图3中，在当前时刻t_k，定子磁链ψ_s1、ψ_s3与转子磁链ψ_r1、ψ_r3之间的夹角分别为δ₁、δ₃；下一时刻t_k+1，转矩角的变化量Δδ₁和Δδ₃根据转矩闭环得到，同时考虑定、转子磁链在Δt＝t_k+1-t_k内旋转过的角度以及定子磁链幅值不变，即可得到下一时刻定子磁链矢量

和分别在α₁-β₁和α₃-β₃平面进行分解，则定子磁链在Δt内的变化量为：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\Δ\ψ}}_{\mathrm{\α}1s}=\left|{\mathrm{\ψ}}_{s1}^{*}\right|\cos ({\mathrm{\θ}}_{s1}+{\mathrm{\Δ\δ}}_1+{\mathrm{\ω}}_e\mathrm{\Δt})-\left|{\mathrm{\ψ}}_{s1}\right|\cos {\mathrm{\θ}}_{s1}\\ {\mathrm{\Δ\ψ}}_{\mathrm{\β}1s}=\left|{\mathrm{\ψ}}_{s1}^{*}\right|\sin ({\mathrm{\θ}}_{s1}+\mathrm{\Δ}{\mathrm{\δ}}_1+{\mathrm{\ω}}_e\mathrm{\Δt})-\left|{\mathrm{\ψ}}_{s1}\right|\sin {\mathrm{\θ}}_{s1}\\ {\mathrm{\Δ\ψ}}_{\mathrm{\α}3s}=\left|{\mathrm{\ψ}}_{s3}^{*}\right|\cos ({\mathrm{\θ}}_{s3}+{\mathrm{\Δ\δ}}_3+3{\mathrm{\ω}}_e\mathrm{\Δt})-\left|{\mathrm{\ψ}}_{s3}\right|\cos {\mathrm{\θ}}_3\\ {\mathrm{\Δ\ψ}}_{\mathrm{\β}3s}=\left|{\mathrm{\ψ}}_{s3}^{*}\right|\sin ({\mathrm{\θ}}_{s3}+{\mathrm{\Δ\δ}}_3+3{\mathrm{\ω}}_e\mathrm{\Δt})-\left|{\mathrm{\ψ}}_{s3}\right|\sin {\mathrm{\θ}}_3\end{array}\right.$

将 $\left\{\begin{array}{c}\cos {\mathrm{\θ}}_{s1}={\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}1s}/\left|{\mathrm{\ψ}}_{s1}\right|\\ \sin {\mathrm{\θ}}_{s1}={\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}1s}/\left|{\mathrm{\ψ}}_{s1}\right|\end{array}\right.$ 和 $\left\{\begin{array}{c}\cos {\mathrm{\θ}}_{s3}={\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}3s}/\left|{\mathrm{\ψ}}_{s3}\right|\\ \sin {\mathrm{\θ}}_{s3}={\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}3s}/\left|{\mathrm{\ψ}}_{s3}\right|\end{array}\right.$ 分别代入上式，得：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\Δ\ψ}}_{\mathrm{\α}1s}=\frac{\left|{\mathrm{\ψ}}_{s1}\right|}{\left|{\mathrm{\ψ}}_{s1}^{*}\right|}[{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}1s}\cos ({\mathrm{\Δ\δ}}_1+{\mathrm{\ω}}_e\mathrm{\Δt})-{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}1s}\sin ({\mathrm{\Δ\δ}}_1+{\mathrm{\ω}}_e\mathrm{\Δt})]-{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}1s}\\ {\mathrm{\Δ\ψ}}_{\mathrm{\β}1s}=\frac{\left|{\mathrm{\ψ}}_{s1}\right|}{\left|{\mathrm{\ψ}}_{s1}^{*}\right|}[{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}1s}\mathrm{cps}({\mathrm{\Δ\δ}}_1+{\mathrm{\ω}}_e\mathrm{\Δt})+{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}1s}\sin ({\mathrm{\Δ\δ}}_1+{\mathrm{\ω}}_e\mathrm{\Δt})]-{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}1s}\\ {\mathrm{\Δ\ψ}}_{\mathrm{\α}3s}=\frac{\left|{\mathrm{\ψ}}_{s3}\right|}{\left|{\mathrm{\ψ}}_{s3}^{-*}\right|}[{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}3s}\cos ({\mathrm{\Δ\δ}}_3+3{\mathrm{\ω}}_e\mathrm{\Δt})-{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}3s}\sin ({\mathrm{\Δ\δ}}_3+3{\mathrm{\ω}}_e\mathrm{\Δt})]-{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}3s}\\ {\mathrm{\Δ\ψ}}_{\mathrm{\β}3s}=\frac{\left|{\mathrm{\ψ}}_{s3}\right|}{\left|{\mathrm{\ψ}}_{s3}^{*}\right|}[{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}3s}\cos ({\mathrm{\Δ\δ}}_3+3{\mathrm{\ω}}_e\mathrm{\Δt})+{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}3s}\sin ({\mathrm{\Δ\δ}}_3+3{\mathrm{\ω}}_e\mathrm{\Δt})]-{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}3s}\end{array}\right.$

(5)根据定子磁链的变化量，并考虑定子电阻上的压降，即得到下一时刻定子电压矢量的参考值：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}1s}^{*}=r_s{i}_{\mathrm{\α}1s}+\frac{{\mathrm{\Δ\ψ}}_{\mathrm{\α}1s}}{\mathrm{\Δt}}\\ u_{\mathrm{\β}1s}^{*}=r_s{i}_{\mathrm{\β}1s}+\frac{{\mathrm{\Δ\ψ}}_{\mathrm{\β}1s}}{\mathrm{\Δt}}\\ u_{\mathrm{\α}3s}^{*}=r_s{i}_{\mathrm{\α}3s}+\frac{{\mathrm{\Δ\ψ}}_{\mathrm{\α}3s}}{\mathrm{\Δt}}\\ u_{\mathrm{\β}3s}^{*}=r_s{i}_{\mathrm{\β}3s}+\frac{{\mathrm{\Δ\ψ}}_{\mathrm{\β}3s}}{\mathrm{\Δt}}\end{array}\right.$

式中，Δt一般选择为一个开关周期Ts。

通过上式得到的参考电压矢量，不仅可以消除转矩误差，同时还可保证定子基波、三次谐波磁链恒定的幅值和相位对应关系，从而实现气隙磁密为准方波的控制要求。

(6)将定子参考电压

进行空间矢量调制(SVM)，产生下一个开关周期内各相开关信号S_A，S_B，S_C，S_D，S_E，获得期望的SVM信号。

本专利中提出的控制方法由一套基于DSP TMS320F2812+FPGA全数字化控制器予以实现，其中DSP完成对A/D、D/A等外设控制，转速测量，参数设定与管理，主回路状态监测，故障处理与保护及核心控制算法等功能；FPGA主要负责产生SVM信号。

本发明不仅局限于上述实施方式，本领域一般技术人员根据实施例和附图公开的内容，可以采用其它多种具体实施方式实施本发明。因此，凡是采用本发明的设计结构和思路，做一些简单的变化或更改的设计，都落入本发明保护的范围。

Claims (2)

1.一种谐波电压注入的多相感应电机直接转矩控制方法，其特征在于，将空间电压矢量调制与直接转矩控制相结合，解决传统滞环开关表控制方法带来的转矩脉动、低速性能不佳等问题；通过对基波、三次谐波分别形成的转矩与定子磁链的控制，使得气隙磁密波形为准方波，可以有效地降低基波磁势及磁密峰值，从而提高铁心材料利用率和电机的功率密度。

2.根据权利要求1所述的谐波电压注入的感应电机直接转矩控制方法，其特征在于，采用基于定子磁链定向控制，利用转速和转矩闭环的PI控制器，预测定子基波和三次谐波磁链，进一步实现对基波和谐波电压的计算。最后，将参考电压进行空间矢量调制。该方法的具体实现步骤包括：

第1步变频器直流母线电压U_DC经电压传感器采样后，根据当前各相开关信号S_A，S_B，S_C，S_D，S_E，确定各相输出电压U_A＝S_AU_DC、U_B＝S_BU_DC、U_C＝S_CU_DC、U_D＝S_DU_DC、U_E＝S_EU_DC；输出电压经Clarke变换后，计算α₁-β₁-α₃-β₃坐标系下的定子电压u_α1s、u_β1s、u_α3s、u_β3s；变频器的输出各相电流经电流传感器采样后，通过坐标系变换，计算出α₁-β₁-α₃-β₃坐标系下的定子电流i_α1s、i_β1s、i_α3s、i_β3s。

第2步将定子电压(u_α1s、u_β1s、u_α3s、u_β3s)、电流(i_α1s、i_β1s、i_α3s、i_β3s)输入磁链和转矩观测器，分别计算基波电流产生的转矩T_e1和基波、三次谐波磁链ψ_α1s、ψ_β1s、ψ_α3s、ψ_β3s。

第3步转速由速度传感器测出，并与给定转速相减产生误差信号，经PI控制器得到参考转矩

参考转矩与转矩T_e1误差信号，经PI控制器得到转矩变化角Δδ₁，进一步得到基波参考磁链矢量角。

第4步根据三次谐波与基波磁链的对应关系，确定三次谐波参考磁链

幅值和相位。

第5步将各空间的实际磁链(ψ_α1s、ψ_β1s、ψ_α3s、ψ_β3s)、参考磁链和输出电流(i_α1s、i_β1s、i_α3s、i_β3s)，代入参考电压计算式，求出定子参考电压

第6步将定子参考电压

进行空间矢量调制(SVM)，产生下一个开关周期内各相开关信号S_A，S_B，S_C，S_D，S_E，获得期望的SVM信号。

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