CN103490692B - 一种多相永磁同步电机电流波形优化控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种多相永磁同步电机电流波形优化控制方法，包括以下步骤：A、电流参考值坐标变换；B、电流多重比例谐振调节；C、耦合补偿；该控制方法是基于多相永磁同步电机矢量控制，将多同步旋转坐标系电流参考值，经过多相坐标变换至多相静止坐标系下各相电流参考值，与电机各相电流反馈值，分别进行改进的多重叠加比例谐振调节，并引入谐振分离方法，采用前馈补偿解耦，实现高动态性能基波及可用次谐波的无静差跟踪和有害次谐波抑制。该方法可抑制多相电机有害谐波电流造成的电机损耗，转矩脉动和振动噪声等负面影响，并使可用谐波电流的正面效应得以发掘，充分发挥多相电机的优势，提高了系统性能。

Description

一种多相永磁同步电机电流波形优化控制方法

技术领域

本发明属于交流电动机及其控制技术领域，具体涉及一种多相永磁同步电机电流波形优化控制方法，用于大功率交流电机传动场合，特别适用于船舶推进、矿山机械、轨道牵引、轧钢、风机泵类调速等大功率交流电机传动场合。

背景技术

交流电机，尤其是新型永磁电机采用稀土永磁材料产生机电能量转换所需要的磁场，具有结构简单，运行可靠，体积小，重量轻，高效节能等优点，具有更广阔的应用前景。

而能源问题的日益凸显使得采用调速传动减小在电力消耗中占很大比重的大功率交流电机的浪费和损耗以实现节能减排，具有重大的经济和社会意义，日益受到关注。

随着电力电子技术的发展，多相功率变换器使电机摆脱工业电网相数的限制。与传统三相电机系统相比，多相系统的显著优势在于：

随着功率等级的提高，多相电机通过增大电机相数和逆变器桥臂数，不仅易于通过低压器件来实现系统的大功率运行，有利于减低系统的成本，还避免了器件串联带来的静动态均压问题和多电平带来的拓扑及其控制复杂等问题。尤其在供电电压受限的场合(如船舶电力推进)，更具优势。

多相电机具有相冗余特性，当相故障时，仍能获得平稳的转矩，实现容错抗干扰运行。适合于舰船推进．核电站水冷系统，航空航天等高可靠性要求的场合。

多相电机具有更多的控制资源。从开关状态来看，具有更多的非零电压空间矢量，从坐标变换来看，具有多个相互正交的dq平面，其中可分别控制相应的变量，有更多的潜能。

多相电机中谐波磁场次数增大，影响减小，与电流作用产生的转矩脉动，也减小，使得振动与噪声减小，转子损耗减低。

然而，一般而言，多相电机每相串联匝数较小，定子漏感相对较小，对电流谐波的抑制作用在相同的情况下不及三相电机。

电流谐波主要源于：供电的电压源变换器非线性特性以及PWM调制的死区效应等会使输出电压含有大量的低次谐波，谐波电压作用在低阻抗空间上会产生很大的谐波电流，此外，电机铁心存在固有的非线性特性，永磁体修整设计制造的形状误差，非正弦气隙磁通导致的谐波反电势在电机运行中均产生谐波电流，而且，一些多相电机新型拓扑如H桥开绕组等，由于解开了绕组中性点，使某些次数谐波电流形成通路，促使了其形成。

多相永磁同步电机通过合理的绕组设计和永磁体修整，匹配其磁势空间波和电流时间波是可以利用某些低次谐波实现机电能量转换，优化气隙磁密波形，提高铁心利用率，并增大转矩密度，但其有害次谐波的影响仍不容小觑。主要反映在：增加绕组损耗；引起电机切向转矩脉动；产生电机径向电磁激振力，增加振动噪声；导致相电流峰值增大，而可能导致过流故障，降低电机系统性能。尽管采用用滤波器能一定程度上解决这一问题，但无疑导致了系统体积、重量、成本的增加。

多相永磁同步电机的控制策略主要包括恒压频比控制、磁场定向矢量控制、直接转矩控制等。其中矢量控制通过坐标变换对磁链和电磁转矩分别采用闭环控制，实现磁场和电流的解耦，具有良好的动静态性能；直接转矩控制勿需复杂的坐标变换，通过磁链和转矩的直接跟踪，实现PWM和系统的高动态性能，具有鲁棒性。

掣肘于多相永磁同步电机有害次谐波电流的不利影响，其应用受到了限制。而目前，鲜有相应的技术文献报道关于解决多相永磁同步电机电流波形优化的控制策略。

发明内容

本发明的目的在于提出一种多相永磁同步电机电流波形优化控制方法，以实现电流波形优化控制，减少绕组损耗；消弱电机转矩脉动；减小电机径向电磁激振力，减小振动噪声；避免电流谐波引起的相电流峰值增大而导致的过流故障，提高电机系统性能。

本发明的技术方案是：

一种多相永磁同步电机电流波形优化控制方法，包括以下步骤：

A、电流参考值坐标变换：根据基波及可用次谐波电流在多同步旋转坐标系的dq分量参考值，经过多相坐标变换，变换至多相静止坐标系，形成各相交流电流参考值，其中含基波、并叠加了…l次可用谐波，…l为可用谐波次数，l为可用谐波最高次数；所述可用次谐波电流是指可实现机电能量转换的低次谐波电流，；

B、电流多重比例谐振调节：将电机各相电流，其中含基波、并叠加了…l次可用谐波、…h次有害谐波，作为反馈值，与依据步骤A确定的各相电流参考值，在多相静止坐标系下进行多重比例谐振调节，各相电流调节结果产生各相交流电压参考初值；所述有害次谐波电流是指不能实现机电能量转换的高次谐波电流，…h为有害谐波次数，，有害谐波的最低次数高于可用谐波最高次数；多重比例谐振调节是通过多重比例谐振调节器实现；

C、耦合补偿：依据步骤B确定的各相电压参考初值，叠加耦合补偿量，确定各相交流电压参考值。

进一步的技术方案是：

所述的多相永磁同步电机电流波形优化控制方法，其步骤A电流参考值坐标变换是按矩阵T实现多同步旋转坐标系到多相静止坐标系的多相坐标变换：

矩阵T为如下形式：

其中，m为相数，，为各相间角度，为转子磁链矢量与静止坐标系基波a相轴线的相位角，由位置传感器检测出，。

所述的多相永磁同步电机电流波形优化控制方法，其步骤B所述多重比例谐振调节器是在多相静止坐标系下的多重比例谐振调节器，为比例调节器和各次谐波谐振调节器的叠加，构成完整的复合电流控制器，具有如下传递函数：

其中，为比例系数，为谐振系数，n为任意谐波次数，为各次谐波在多相静止坐标系下交流角频率，为基波角频率，由微分得到，，为转子磁链矢量与静止坐标系基波a相轴线的相位角，由位置传感器检测出，为理想谐振频率为的谐振调节器中嵌入的衰减项的截止频率。

所述的多相永磁同步电机电流波形优化控制方法，其步骤B所述多重比例谐振调节器，当被控量与参考值偏差较大时，取消谐振作用，当被控量接近参考值时，引入谐振控制，其具体实现步骤如下：

其中，为谐振项开关系数，为实时误差，为误差设定阈值。

所述的多相永磁同步电机电流波形优化控制方法，其步骤B所述多重比例谐振调节器，其中，传递函数为的谐振调节器部分，其离散化采用如下形式：

其中，k为采样序号，e为谐振调节器偏差信号，u为谐振调节器输出信号，为折叠频率，为s平面与z平面的单值映射关系，为采样周期。

所述的多相永磁同步电机电流波形优化控制方法，其步骤C所述耦合补偿量，按下式确定：

其中，为基波角频率，由微分得到，，为矩阵T，，，…，，分别为基波及各可用次谐波的等效dq轴电感。

结合本发明的技术方案和原理对本发明的显著技术效果说明如下：

本发明一种多相永磁同步电机电流波形优化控制方法的技术原理主要是：本发明基于多相永磁同步电机转子磁链定向矢量控制，利用多相电机的多控制自由度，将基波及各可用次谐波电流在其多个相互正交的同步旋转坐标系dq分量参考值，经过多相坐标变换至多相静止坐标系下的各相电流参考值，与电机各相电流反馈值，直接进行改进的多重比例谐振（PR）调节，对基波和n次谐波表征为的一系列角频率交流量实现有效的幅值和相位增益控制，分别实现基波及各可用次谐波的快速无静差跟踪和有害次谐波抑制，一个谐振（R）调节器可同时处理两种相同次数，不同转向，分别为正序和负序的谐波；将多个独立次电流控制器简单叠加组成完整的电流控制器，并采用前馈补偿解耦；本发明所用谐振（R）调节器采用双线性变换(Tustin)离散化，消除频谱混叠，并引入谐振分离方法进一步提高了动静态性能。本发明控制方法简单、实用、高效，减少了坐标变换及其维数，且不需要复杂的调节器设计即可实现解耦控制，该控制方法抑制多相电机有害谐波电流造成的电机损耗，转矩脉动和振动噪声等负面影响，并使可用谐波的正面效应（如提高转矩密度，优化磁密以提高铁芯利用率等）得以发掘；充分发挥多相电机的优势，提高了系统性能。

附图说明

图1为本发明多相永磁同步电机电流波形优化控制方法总图。

图2为本发明多相永磁同步电机电流在多相静止坐标系下比例谐振调节控制方法示意图。

具体实施方式

结合附图和实施例对本发明作进一步说明如下：

实施例1：如图1、2所示，是本发明的一个基本实施例。一种多相永磁同步电机电流波形优化控制方法，包括以下步骤：

A、电流参考值坐标变换：基于多相永磁同步电机多同步旋转坐标系转子磁链定向矢量控制，依据电机转速比例积分调节结果，确定电机基波及可用次（…l）谐波电流的比例和相位关系，在各自同步旋转坐标系提取电流励磁分量使之产生期望的磁密波形，得到基波及可用次谐波电流在各自同步旋转坐标系的dq分量参考值；将其经过多相坐标变换，变换至多相静止坐标系，形成各相交流电流参考值，其中含基波、并叠加了…l次可用次谐波，…l为可用谐波次数，l为可用谐波最高次数；所述可用次谐波电流是指可实现机电能量转换、优化气隙磁密波形、增大转矩密度、提高铁心利用率的低次谐波电流，。

B、电流多重比例谐振调节：将电机各相电流，其中含基波、并叠加了…l次可用谐波、…h次有害谐波，作为反馈值，与依据步骤A确定的各相电流参考值，在多相静止坐标系下进行多重比例谐振调节，各相电流调节结果产生各相交流电压参考初值；所述有害次谐波电流是指不能实现机电能量转换、增加绕组损耗、引起切向转矩脉动、产生径向电磁激振力、增加振动噪声的高次谐波电流，…h为有害谐波次数，，有害谐波的最低次数高于可用谐波最高次数；多重比例谐振调节是通过多重比例谐振调节器实现。

C、耦合补偿：依据步骤B确定的各相电压参考初值，叠加耦合补偿量，确定各相交流电压参考值；进行电压空间矢量脉宽调制（SVPWM），驱动多相电压源逆变器，给多相永磁同步电机供电。

实施例2：是实施例1进一步的实施例，与实施例1不同的是：多相永磁同步电机电流波形优化控制方法，其步骤A是按矩阵T实现多同步旋转坐标系到多相静止坐标系的多相坐标变换：

矩阵T为如下形式：

其中，m为相数，，为各相间角度，为转子磁链矢量与静止坐标系基波a相轴线的相位角，由位置传感器检测出，，l为可用谐波最高次数。

所述步骤B在多相静止坐标系下的多重比例谐振调节器，对基波和n次谐波表征为的一系列角频率交流量实现有效的幅值和相位增益控制，以满足精确无静差跟踪，其中，n为任意谐波次数，即为基波，为基波角频率，谐振频率为谐振（R）调节器的具有如下传递函数：

其中，为谐振系数，为n次谐波在多相静止坐标系下的角频率，为基波角频率，由微分得到，，为转子磁链矢量与静止坐标系基波a相轴线的相位角，由位置传感器检测出；谐振频率为的谐振调节器对角频率为的交流成分具有无穷大的增益，当交流成分频率发生微小偏移时，其增益将剧烈衰减；为降低对所控制的基波及谐波频率波动的敏感，和数字系统精度的限制，在理想谐振频率为的谐振调节器中嵌入截止频率为的衰减项，传递函数改进为：

注意到为在控制表达式中为平方项，意味着一个谐振调节器可同时处理两种相同次数，不同转向，分别为正序和负序的谐波。

在多相静止坐标系下的多重比例谐振调节器，为比例调节器和各次谐波谐振调节器的叠加，构成完整的复合电流控制器，具有如下传递函数：

其中，为比例系数，为谐振系数，…l为可用谐波次数，…h为有害谐波次数。

所述的多相永磁同步电机电流波形优化控制方法，其步骤B所述多重比例谐振调节器，当被控量与参考值偏差较大时，取消谐振作用，当被控量接近参考值时，引入谐振控制，其具体实现步骤如下：

其中，为谐振项开关系数，为实时误差，为误差设定阈值。

步骤B所述多重比例谐振调节器，其中，传递函数为的谐振调节器部分，在数字控制系统中，采用双线性变换(Tustin)实现离散化，消除s平面与z平面的多值映射关系，即频谱混叠现象，形式如下：

其中，k为采样序号，e为谐振调节器偏差信号，u为谐振调节器输出信号，为折叠频率，为s平面与z平面的单值映射关系，为采样周期。

步骤C所述耦合补偿量，按下式确定：

其中，为基波角频率，由微分得到，，…l为可用谐波次数，为矩阵T，，，…，，分别为基波及各可用次谐波的等效dq轴电感。

实施例3：是本发明一个优选的实施例。在实施例1基础上进一步具体是：多相永磁同步电机是五相正弦开绕组供电永磁同步电机，基波电流实现机电能量转换，三次谐波电流不产生机电能量转换，为抑制对象。包括以下步骤：

A、电流值坐标变换：基于五相永磁同步电机基波同步旋转坐标系的转子磁链定向矢量控制，依据电机转速比例积分（PI）调节结果，确定电机基波电流在其同步旋转坐标系的dq分量参考值、，指令三次谐波电流予以消除；、经过多相坐标变换，变换至五相静止坐标系，形成五相交流电流参考值，其中仅含基波，为交流量，按矩阵T实现多同步旋转坐标系到多相静止坐标系的多相坐标变换：

矩阵T为如下形式：

其中，为由位置传感器检测出的转子磁链矢量与静止坐标系基波a相轴线的相位角；

B、电流多重比例谐振调节：将电机五相电流，其中含基波、并叠加了三次有害谐波，亦均为交流量，作为反馈值，与五相电流参考值，其中仅含基波，直接在多相静止坐标系下进行多重比例谐振（PR）调节，实现基波电流的快速无静差跟踪和三次谐波电流的有效抑制，为降低对所控制的基波频率及谐波频率波动的敏感，和数字系统精度的限制，在理想谐振频率为的谐振（R）调节器中嵌入截止频率为的衰减项，n为任意谐波次数；在多相静止坐标系下的多重比例谐振（PR）电流调节器为比例调节器和基波与三次谐波谐振（R）调节器的叠加，构成完整的复合电流控制器；且当被控量与参考值偏差较大时，取消谐振（R）作用，使系统具有较快的响应，避免由于谐振作用使系统稳定性降低，超调量增大，当被控量接近参考值时，引入谐振控制，以消除静差，提高控制精度。

多重比例谐振调节器传递函数为：

其中，为比例系数，、分别为基波和三次谐波谐振调节器谐振系数，、

分别为基波和三次谐波理想谐振（R）调节器中嵌入的衰减项截止频率，为谐振项开关系数，为实时误差，为误差设定阈值。

在数字控制系统中，所述多重比例谐振调节器，其中，传递函数为的谐振调节器部分，采用双线性变换(Tustin)实现离散化，其形式如下：

其中，k为采样序号，e为调节器偏差信号，u为调节器输出信号，为n次谐波在五相静止坐标系下交流角频率，n为谐波次数，即为基波，，为基波交流角频率，由位置传感器检测出的转子磁链矢量与静止坐标系基波a相轴线的相位角微分得到，，即基波角频率；为理想n次谐波谐振调节器中嵌入的衰减项的截止频率，为n次谐波谐振调节器谐振系数，为折叠频率，为s平面与z平面的单值映射关系，为采样周期；五相电流经复合电流控制器调节后分别产生五相交流电压参考初值。

C、耦合补偿：依据步骤B确定的五相电压参考初值，叠加耦合补偿量，耦合补偿量按下式确定：

其中，为基波角频率，为所述矩阵T，，分别为基波等效dq轴电感；叠加后确定五相交流电压参考值；进行电压空间矢量脉宽调制（SVPWM），驱动五相电压源逆变器，给五相永磁同步电机供电。

实施例4：是本发明又一个优选的实施例。在实施例1基础上进一步具体是：多相永磁同步电机是五相集中整距绕组星型连接非正弦供电永磁同步电机，基波电流实现机电能量转换，同时可以利用三次谐波电流实现机电能量转换，优化气隙磁密波形，提高铁心利用率，并增大转矩密度；五次谐波电流由于绕组星型连接，不能形成通路而无法流通，为零，不控制；而七、九次谐波电流不实现机电能量转换，将产生转矩脉动，损耗等，为抑制对象。本实施例的多相永磁同步电机电流波形优化控制方法包括以下步骤：

A、电流参考值坐标变换：基于五相永磁同步电机基波和三次谐波同步旋转坐标系转子磁链定向矢量控制，依据电机转速比例积分调节结果，确定基波及三次谐波电流的比例和相位关系，在各自同步旋转坐标系提取电流励磁分量使之产生期望的磁密波形，得到各自同步旋转坐标系的dq分量参考值，指令七、九次谐波电流予以消除；经过多相坐标变换，变换至五相静止坐标系，形成五相交流电流参考值，其中含基波、三次谐波，均为交流量，按矩阵T实现多同步旋转坐标系到多相静止坐标系的多相坐标变换：

矩阵T为如下形式：

其中，为由位置传感器检测出的转子磁链矢量与静止坐标系基波a相轴线的相位角；

B、电流多重比例谐振调节：将电机五相电流，其中含基波、三次谐波，并叠加了七、九次有害谐波，均为交流量，与五相电流参考值，其中含基波和三次谐波，在多相静止坐标系下进行多重比例谐振（PR）调节，实现基波、三次谐波电流的快速无静差跟踪和七、九次谐波电流的有效抑制，为降低对所控制的基波及谐波频率波动的敏感，和数字系统精度的限制，在理想谐振频率为的谐振（R）调节器中嵌入截止频率为

的衰减项，n为任意谐波次数；在五相静止坐标系下的多重比例谐振电流调节器为比例调节器和基波、三、七、九次谐波谐振调节器的叠加，构成完整的复合电流控制器；且当被控量与参考值偏差较大时，取消谐振作用，使系统具有较快的响应，避免由于谐振作用使系统稳定性降低，超调量增大，当被控量接近参考值时，引入谐振控制，以消除静差，提高控制精度。

多重比例谐振调节器传递函数为：

其中，为比例系数，分别为基波和三、七、九次谐波谐振调节器谐振系数，分别为基波和三、七、九次谐波理想谐振调节器中嵌入的衰减项截止频率，为谐振项开关系数，为实时误差，为误差设定阈值。

在数字控制系统中，所述多重比例谐振调节器，其中，传递函数为的谐振调节器部分，采用双线性变换(Tustin)实现离散化，形式如下：

其中，k为采样序号，e为调节器偏差信号，u为调节器输出信号，为n次谐波在五相静止坐标系下交流角频率，n为谐波次数，即为基波，，为基波交流角频率，由位置传感器检测出的转子磁链矢量与静止坐标系基波a相轴线的相位角微分得到，，即基波角频率，为理想n次谐波谐振调节器中嵌入的衰减项的截止频率，为n次谐波谐振调节器谐振系数，为折叠频率，为s平面与z平面的单值映射关系，为采样周期；五相电流经复合电流控制器调节后分别产生五相交流电压参考初值。

C、耦合补偿：依据步骤B确定的五相电压参考初值，叠加耦合补偿量，耦合补偿量按下式确定：

其中，为基波角频率，为所述矩阵T，分别为基波及三次谐波等效dq轴电感；叠加后确定五相交流电压参考值；进行电压空间矢量脉宽调制（SVPWM），驱动五相电压源逆变器，给五相永磁同步电机供电。

本文中所描述的具体实施例仅仅是对本发明精神作举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所述权利要求书所定义的范围。

Claims (4)

1.一种多相永磁同步电机电流波形优化控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

A、电流参考值坐标变换：根据基波及可用次谐波电流在多同步旋转坐标系的dq分量参考值经过多相坐标变换，变换至多相静止坐标系，形成各相交流电流参考值其中含基波、并叠加了l₁…l次可用次谐波电流，l₁…l为可用次谐波电流次数，l为可用次谐波电流最高次数；所述可用次谐波电流是指可实现机电能量转换的低次谐波电流，1≤l；h₁…h为有害次谐波电流次数，有害次谐波电流是指不能实现机电能量转换的高次谐波电流，l＜h₁，有害次谐波的最低次数高于可用次谐波的最高次数；

B、电流多重比例谐振调节：将电机各相电流i_a…i_m，其中含基波、并叠加了l₁…l次可用次谐波电流、h₁…h次有害次谐波电流，作为反馈值，与依据步骤A确定的各相电流参考值在多相静止坐标系下进行多重比例谐振调节，各相电流调节结果产生各相交流电压参考初值多重比例谐振调节是通过多重比例谐振调节器实现；

上述A、B步骤中，所述l₁是可用次谐波电流最低次数，h₁是有害次谐波电流最低次数；

C、耦合补偿：依据步骤B确定的各相电压参考初值叠加耦合补偿量u_ac…u_mc，确定各相交流电压参考值

所述步骤A电流参考值坐标变换是按矩阵T实现多同步旋转坐标系到多相静止坐标系的多相坐标变换：

${\left[\begin{array}{cccc}{i}_a^{*}& i_b^{*}& ...& i_m^{*}\end{array}\right]}^T=T_{m\×(l+1)}{\left[\begin{array}{ccccc}{i}_{d1}^{*}& i_{q1}^{*}& ...& i_{dl}^{*}& i_{ql}^{*}\end{array}\right]}^T$

矩阵T为如下形式：

其中，m为相数，ξ＝2π/m，为各相间角度，θ₁为转子磁链矢量与静止坐标系基波a相轴线的相位角，由位置传感器检测出，θ₁＝θ₃/3＝θ₅/5＝…＝θ_l/l；

步骤C所述耦合补偿量u_ac…u_mc，按下式确定：

${\left[\begin{array}{cccc}{u}_{ac}& u_{bc}& ...& u_{mc}\end{array}\right]}^T=T_{m\×(l+1)}{\mathrm{\ω}}_1{\left[\begin{array}{ccccc}-i_{q1}^{*}{L}_{q1}& i_{d1}^{*}{L}_{d1}& ...& -{\mathrm{li}}_{ql}^{*}{L}_{ql}& {\mathrm{li}}_{dl}^{*}{L}_{dl}\end{array}\right]}^T$

其中，ω₁为基波角频率，由θ₁微分得到，T_m×(l+1)为矩阵T，L_d1，L_q1，…，L_dl，L_ql分别为基波及各可用次谐波的等效dq轴电感。

2.根据权利要求1所述的多相永磁同步电机电流波形优化控制方法，其特征在于：步骤B所述多重比例谐振调节器是在多相静止坐标系下的多重比例谐振调节器，为比例调节器和各次谐波谐振调节器的叠加，构成完整的复合电流控制器，具有如下传递函数：

$G\left(s\right)=k_p+\underset{n=1}{\overset{h}{\Σ}}{k}_{rn}\frac{{\mathrm{\ω}}_{cn}s}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{cn}s+{\mathrm{\ω}}_n^2}$

其中，k_p为比例系数，k_rn为n次谐波的谐振系数，n为序号，n为任意次谐波次数，n∈{1，l₁…l，h₁…h}，l₁是可用次谐波电流最低次数，h₁是有害次谐波电流最低次数，ω_n＝nω₁为各次谐波在多相静止坐标系下交流角频率，ω₁为基波角频率，由θ₁微分得到，θ₁为转子磁链矢量与静止坐标系基波a相轴线的相位角，由位置传感器检测出，ω_cn为理想谐振频率为ω_n的谐振调节器中嵌入的衰减项的截止频率。

3.根据权利要求1或2所述的多相永磁同步电机电流波形优化控制方法，其特征在于：步骤B所述多重比例谐振调节器，当被控量与参考值偏差较大时，取消谐振控制，当被控量接近参考值时，引入谐振控制，其具体实现步骤如下：

$G\left(s\right)=k_p+\mathrm{\β}\underset{n=1}{\overset{h}{\Σ}}{k}_{rn}\frac{{\mathrm{\ω}}_{cn}s}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{cn}s+{\mathrm{\ω}}_n^2}$

其中，k_p为比例系数，k_rn为n次谐波的谐振系数，n为序号，n为任意次谐波次数，n∈{1，l₁…l，h₁…h}，l₁是可用次谐波电流最低次数，h₁是有害次谐波电流最低次数，ω_n＝nω₁为各次谐波在多相静止坐标系下交流角频率，ω_cn为理想谐振频率为ω_n的谐振调节器中嵌入的衰减项的截止频率；

$\mathrm{\β}=\left\{\begin{array}{cc}1& \left|e\left(t\right)\right|\≤\mathrm{\ϵ}\\ 0& \left|e\left(t\right)\right|>\mathrm{\ϵ}\end{array}\right.$

其中，β为谐振项开关系数，e(t)为实时误差，ε为被控量与参考值偏差设定阈值。

4.根据权利要求3所述的多相永磁同步电机电流波形优化控制方法，其特征在于：步骤B所述多重比例谐振调节器，其中，传递函数为的谐振调节器部分，其离散化采用如下形式：

$u\left(k\right)=\frac{1}{b_0}\{a_1\[e(k-1)-e(k-2)\]+b_{1}u(k-1)-b_{2}u(k-2)\}$

a₁＝k_rnk_tω_cn

$b_0=k_t^2+2k_{rn}{k}_t{\mathrm{\ω}}_{cn}+{\mathrm{\ω}}_n^2$

$b_1=2k_t^2-2{\mathrm{\ω}}_n^2$

$b_2=k_t^2+2k_t{\mathrm{\ω}}_{cn}+{\mathrm{\ω}}_n^2$

$k_t=\frac{{\mathrm{\ω}}_z}{tan\left(\frac{{\mathrm{\ω}}_z{T}_s}{2}\right)}$

其中，k为采样序号，e为谐振调节器偏差信号，u为谐振调节器输出信号，ω_z为折叠频率，k_t为s平面与z平面的单值映射关系，T_s为采样周期。