CN107846165B - 双余度永磁同步电动机线圈匝间短路时抑制转矩脉动方法 - Google Patents

双余度永磁同步电动机线圈匝间短路时抑制转矩脉动方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种双余度永磁同步电动机线圈匝间短路时抑制转矩脉动方法。主要是通过采用频率自适应比例谐振控制器来抑制各相绕组间无电磁耦合低热耦合的双余度永磁同步电动机单余度运行时线圈匝间短路产生的电磁转矩脉动。当系统中的余度控制器检测到线圈发生匝间短路故障时，余度控制器发出命令系统由双余度转入单余度运行，同时系统重新组成新的速度调节器，新的速度调节器由频率自适应比例谐振控制器与原先具有比例积分特性的速度调节器并联而成，单余度运行的那一套三相绕组产生的电磁转矩中包含二倍于永磁转子旋转电频率的脉动电磁转矩分量而将线圈匝间短路电流产生的二倍于永磁转子旋转电频率的脉动电磁转矩大部分抵消，转矩脉动得以抑制。

Description

双余度永磁同步电动机线圈匝间短路时抑制转矩脉动方法
技术领域
本发明属于电气工程领域，针对各相绕组间无电磁耦合低热耦合双余度永磁同步电动机线圈匝间短路时的电磁转矩脉动，提出了一种基于频率自适应比例谐振控制器抑制各相绕组间无电磁耦合低热耦合双余度永磁同步电动机单余度运行时线圈匝间短路造成的电磁转矩脉动的方法。
背景技术
永磁同步电动机具有功率密度高、运行效率高、结构简单、控制简单等优点，在各个领域得到了广泛的应用。永磁同步电动机以其优越性，在航空航天、电动汽车和军事等领域得到了越来越多的重视和重视。随着现代社会的发展，对电机伺服系统的可靠性有了更高的要求。余度技术是提高可靠性的最有效方法之一。在可靠性要求高场合，则需要采用双余度永磁同步电动机。双余度永磁同步电动机定子上有两套三相绕组，共用一个永磁转子，两套三相绕组分别由两套逆变器供电。目前许多并联结构的双余度永磁同步电动机的两套绕组之间存在互感，即存在电磁耦合，当某一套三相绕组出现线圈短路故障时，另一套正常的三相绕组也会受到一定的电磁影响。
本发明所涉及的各相绕组间无电磁耦合低热耦合双余度永磁同步电动机，通常在正常情况下定子两套三相绕组同时工作，处于双余度工作状态；当其中一套三相绕组发生故障时，则该套绕组停止供电，另一套三相绕组继续供电，处于单余度工作状态，电机的可靠性得到有效地提高。电机的主要故障是绕组开路或短路故障。出现绕组开路故障单余度运行时，故障套绕组对正常套绕组无任何不利影响。当出现线圈匝间短路故障而转入单余度运行时，虽然故障线圈所在那套绕组在电磁方面对正常套绕组不会产生影响，但是故障线圈短路电流与永磁磁场相互作用不仅产生与电流线圈铜耗相对应的平稳电磁制动转矩，而且还产生频率为二倍于永磁转子旋转电频率的脉动电磁转矩，二倍于永磁转子旋转电频率的脉动电磁转矩对闭环调速控制系统产生影响，电机转速脉动变大，振动噪声增大。
发明内容
本发明的目的是抑制各相绕组间无电磁耦合低热耦合的双余度永磁同步电机发生线圈匝间短路后，由线圈匝间短路电流产生二倍于永磁转子旋转电频率的脉动电磁转矩，造成电动机输出电磁转矩中出现的频率为二倍于永磁转子旋转电频率的脉动电磁转矩。
为了解决上述技术问题，本发明提出的一种双余度永磁同步电动机线圈匝间短路时抑制转矩脉动方法，通过采用频率自适应比例谐振控制器来抑制各相绕组间无电磁耦合低热耦合的双余度永磁同步电动机单余度运行时线圈匝间短路产生的电磁转矩脉动，即：正常情况下，各相绕组间无电磁耦合低热耦合的双余度永磁同步电动机定子上两套三相绕组同时工作，处于双余度运行状态；当控制系统中的余度控制器检测到其中一套三相绕组中的线圈发生匝间短路故障后，余度控制器发出命令停止为线圈发生匝间短路故障的那套三相绕组供电的逆变器的工作，为正常的那套三相绕组供电的逆变器继续工作，系统转入单余度运行状态；与此同时，余度控制器还发出控制命令形成新的速度调节器，所述新的速度调节器由频率自适应比例谐振控制器与原先具有比例积分特性的速度调节器并联构成；所述的频率自适应比例谐振控制器的传递函数为GAFPRR(s)＝kp+2ωckrs/[s2+2ωcs+(2ωe)2]，其中，s为拉普拉斯变换算子，kp为频率自适应比例谐振控制器的比例系数，kr为频率自适应比例谐振控制器的谐振系数，ωc为频率自适应比例谐振控制器的截止角频率，2ωe为频率自适应比例谐振控制器的自适应的谐振频率，ωe为永磁转子电角速度；所述新的速度调节器的输出就是仍工作的那台为另一套三相绕组供电的逆变器的电流调节器电流给定，加入频率自适应比例谐振控制器后，各相绕组间无电磁耦合低热耦合的双余度永磁同步电动机单余度运行的那一套三相绕组产生的电磁转矩中将包含一个二倍于永磁转子旋转电频率的脉动电磁转矩分量而将线圈匝间短路电流产生的二倍于永磁转子旋转电频率的脉动电磁转矩大部分抵消，从而使得各相绕组间无电磁耦合低热耦合的双余度永磁同步电动机中线圈匝间短路电流产生的脉动电磁转矩得到抑制，电机运行变得平稳。
当各相绕组间无电磁耦合低热耦合双余度永磁同步电动机双余度运行而出现线圈匝间短路故障转入单余度运行时，虽然故障线圈在电磁方面对正常套绕组不会产生影响，但是故障线圈短路电流与永磁磁场相互作用不仅产生与短路线匝铜耗相对应的恒定电磁制动转矩，还产生频率为2倍电源频率的脉动电磁转矩，2倍频脉动电磁转矩对转速电流双闭环调速控制系统产生影响，电机转速脉动变大。当本发明中的余度控制器检测到电机出现线圈匝间短路故障而转入单余度运行时，余度控制器控制将频率自适应比例谐振控制器与原先具有比例积分特性的速度调节器并联而构成新的速度调节器，新的速度调节器能够有效地抑制2倍交变电磁转矩，电机运行变得平稳。
附图说明
图1为各相绕组间无电磁耦合低热耦合双余度永磁同步电动机横截面图及其I部局部放大图，图中：10-永磁体，20-绕组，30-隔热板，40-小齿，50-大齿。
图2为各相绕组间无电磁耦合低热耦合双余度永磁同步电动机与两台独立的逆变器连接图；
图3为基于频率自适应比例谐振控制器抑制各相绕组间无电磁耦合低热耦合双余度永磁同步电动机线圈匝间短路电磁转矩脉动的控制系统框图；
图4为实现频率自适应比例谐振控制器算法的框图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明实施方式作进一步地详细描述。
由图1所示的各相绕组间无电磁耦合低热耦合双余度永磁同步电动机横截面图可见，该电动机由传统的12槽10极三相分数槽集中绕组永磁同步电动机演变而来，它在传统永磁同步电动机定子上相邻两相绕组线圈共槽的槽中心处设置小齿40(图1中附图标记50为大齿)，使得小齿40两侧小槽内线圈边属于不同相的绕组，线圈的槽漏磁通经小齿40闭合，相邻两相绕组20几乎无任何电磁耦合；各相绕组间互感几乎为零，而无电磁耦合。小齿40两侧放置隔热板30使得各相绕组间低热耦合。永磁转子为表贴式，永磁体10为瓦形且平行充磁。定子上共布置A1、B2、C1、A2、B1和C2等6个相绕组20，各相绕组由1个正向串联与1个反向串联的2个线圈连接而成、或者由1个反向串联与正1个向串联的2个线圈连接而成。A1、B1和C1三个相绕组内的两个线圈的串联规律正好与A2、B2和C2三个相绕组的两个线圈的串联规律相反。6个相绕组电动势大小相等，相位依次相差120°电角度；各个相绕组电阻和电感相同；各个相绕组之间互感为0。A1与A2、B2与B1、C1与C2相绕组轴线重合。若将X1、Y1和Z1，X2、Y2和Z2分别连接在一起形成2个星接点，则形成A1B1C1和A2B2C2两套相互独立的三相对称星接绕组，两套三相对称绕组在空间上是相互交叉布置的。各相绕组间无电磁耦合低热耦合双余度永磁同步电动机定子上两套三相对称绕组由两台逆变器协调控制，两个逆变器共用一个直流供电电源。由图2所示各相绕组间无电磁耦合低热耦合双余度永磁同步电动机与两台独立的逆变器连接图可见，第一台逆变器的3个输出端A1、B1和C1分别与各相绕组间无电磁耦合低热耦合双余度永磁同步电动机第一套三相对称绕组的输入端A1、B1和C1对应连接，第二台逆变器的3个输出端A2、B2和C2分别与各相绕组间无电磁耦合低热耦合双余度永磁同步电动机第而套三相对称绕组的输入端A2、B2和C2对应连接。各相绕组间无电磁耦合低热耦合双余度永磁同步电动机的转子轴非机械输出端轴上还紧固安装一个永磁转子位置传感器的转子，电机运行时永磁转子位置传感器的转子随同永磁转子一起旋转，同时在电动机轴非机械输出端的电机端盖上相对应的位置处安装永磁转子位置传感器的定子；永磁转子位置传感器定子上的线缆与系统控制器连接，为控制系统实时提供永磁转子位置角θ信息。永磁转子位置角θ乘以永磁转子极对数p0后转变为永磁转子位置电角θe信息，永磁转子位置电角θe用于将两相静止αβ坐标系中的实际电流iα1和iβ1、iα2和iβ2旋转正变换得到同步旋转dq坐标系中交直轴实际电流iq1和id1、iq2和id2，或者用于将同步旋转dq坐标系中交直轴电压指令
Figure BDA0001440422830000041
和
Figure BDA0001440422830000042
和
Figure BDA0001440422830000043
旋转逆变换得到两相静止αβ坐标系中的电压给定
Figure BDA0001440422830000044
和
Figure BDA0001440422830000045
和
Figure BDA0001440422830000046
永磁转子位置角θ对时间求导后得到电动机实际角速度ω，电动机实际角速度ω用作速度闭环控制的速度负反馈。电动机实际角速度ω乘以永磁转子极对数p0后转变为永磁转子电角速度ωe，永磁转子电角速度ωe用作频率自适应比例谐振控制器AFPRR的输入之一，以实现频率自适应比例谐振控制器的频率自适应跟踪。
由图3所示基于频率自适应比例谐振控制器抑制各相绕组间无电磁耦合低热耦合双余度永磁同步电动机线圈匝间短路电磁转矩脉动的控制系统框图可见。控制系统为采用双余度永磁同步电动机直轴电流为零(id＝0)的空间电压矢量脉宽调制技术(SVPWM)的速度电流双闭环调速系统。具体的控制算法的实现是在数字信号处理(DSP)中通过数字控制算法完成。
控制系统中设置有余度控制器，余度控制器共有3个使能控制命令信号EN1、EN2和EN3。系统上电启动后，使能控制命令信号EN1和EN2为“使能”状态，允许第一台逆变器VSI1和第2台逆变器VSI2同时工作，同时为各相绕组间无电磁耦合低热耦合双余度永磁同步电动机的两套三相绕组供电，各相绕组间无电磁耦合低热耦合双余度永磁同步电动机处于双余度运行工作状态；使能控制命令信号EN3为“禁止”状态，开关S处于断开状态，控制系统中具有比例积分特性(PI)的速度调节器ASR仅具有比例积分特性(PI)。当各相绕组间无电磁耦合低热耦合双余度永磁同步电动机处于双余度运行工作状态时，余度控制器实时收集处理各相绕组间无电磁耦合低热耦合双余度永磁同步电动机各种运行数据。余度控制器依据这些运行数据做出判断，判断各相绕组间无电磁耦合低热耦合双余度永磁同步电动机是否发生了线圈匝间短路故障，并判断出那一套三相绕组发生了线圈匝间短路故障。若判断出第一套三相绕组中有线圈发生了匝间短路故障，则使能控制命令信号EN1由“使能”状态变为“禁止”状态，禁止第一台逆变器VSI1为电动机的第一套三相绕组供电，使能控制命令信号EN2仍为“使能”状态，第二台逆变器VSI2继续为电动机的第二套三相绕组供电，使能控制命令信号EN3由“禁止”状态变为“使能”状态，控制开关S闭合，将频率自适应比例谐振控制器AFPRR与原先具有比例积分特性(PI)的速度调节器ASR并联而构成新的速度调节器，各相绕组间无电磁耦合低热耦合双余度永磁同步电动机工作于单余度运行状态；同理，若判断出第二套三相绕组中有线圈发生了线圈匝间短路故障，则使能控制命令信号EN2由“使能”状态变为“禁止”状态，禁止第二台逆变器VSI2为电动机的第二套三相绕组供电，使能控制命令信号EN1仍为“使能”状态，第一台逆变器VSI2继续为电动机的第一套三相绕组供电，使能控制命令信号EN3由“禁止”状态变为“使能”状态，控制开关S闭合，将具有比例谐振控制特性(PR)的频率自适应比例谐振控制器AFPRR与原先具有比例积分特性(PI)的速度调节器ASR并联而构成新的速度调节器，各相绕组间无电磁耦合低热耦合双余度永磁同步电动机工作于单余度运行状态。当各相绕组间无电磁耦合低热耦合双余度永磁同步电动机工作于双余度运行状态时，电动机给定角速度ω*与电动机实际角速度ω比较后输入到具有比例积分特性(PI)的速度调节器ASR中，经速度调节器ASR调节后的输出信号再经最大绝对值限幅后作为两套三相绕组在同步旋转dq坐标系中交轴给定电流
Figure BDA0001440422830000051
当各相绕组间无电磁耦合低热耦合双余度永磁同步电动机工作于单余度运行状态时，电动机角速度给定信号ω*与电动机速度实际角信号ω比较后输入到频率自适应比例谐振控制器AFPRR和具有比例积分特性(PI)的速度调节器ASR并联后的新的速度调节器中，经新的速度调节器调节后总的输出也同样再经最大绝对值限幅后作为两套三相绕组在同步旋转dq坐标系中交轴给定电流
Figure BDA0001440422830000052
各相绕组间无电磁耦合低热耦合双余度永磁同步电动机两套三相绕组在同步旋转dq坐标系中交轴给定电流相同
Figure BDA0001440422830000053
目的是当电动机双余度运行时能够起到对两套绕组电流进行均流控制的效果。
在第一套三相绕组电流控制环中，交轴给定电流
Figure BDA0001440422830000054
与第一套三相绕组的已经通过坐标变换得到的同步旋转dq坐标系中的负反馈交轴实际电流iq1进行比较，
Figure BDA0001440422830000055
与iq1比较后的偏差输入到具有比例积分特性(PI)的电流调节器ACR1中，经电流调节器ACR1调节后的输出信号作为交轴给定电压
Figure BDA0001440422830000056
于此同时，给定为0的直轴给定电流
Figure BDA0001440422830000057
与第一套三相绕组已经通过坐标变换得到的同步旋转dq坐标系中的负反馈直轴实际电流id1进行比较，
Figure BDA0001440422830000058
与id1比较后的偏差输入到具有比例积分特性(PI)的电流调节器ACR1中，经电流调节器ACR1调节后的输出作为直轴给定电压
Figure BDA0001440422830000059
将同步旋转dq坐标系中的交轴和直轴给定电压
Figure BDA00014404228300000510
和
Figure BDA00014404228300000511
经旋转逆变换得到两相静止αβ坐标系中的α轴和β轴给定电压
Figure BDA00014404228300000512
和
Figure BDA00014404228300000513
两相静止αβ坐标系中的α轴和β轴给定电压
Figure BDA00014404228300000514
和
Figure BDA00014404228300000515
经SVPWM控制技术算法得到第一台逆变器VSI1中内部三相逆变全桥中6只功率开关管的6个PWM控制脉冲信号，三相逆变全桥输出的3路PWM电压分别输入到无电磁耦合低热耦合双余度永磁同步电动机第一套三相绕组的绕组输入端A1、B1和C1。使用霍尔式非接触电流传感器检测输入到第一套三相绕组中A1和B1两相实际电流iA1和iB1，第一套三相绕组中的属于三相静止ABC坐标系的A1和B1两相实际电流iA1和iB1经三相静止ABC坐标系到两相静止αβ坐标系的变换后得到两相静止αβ坐标系中的α轴和β轴实际电流iα1和iβ1。将两相静止αβ坐标系中的实际电流iα1和iβ1经旋转变换得到同步旋转dq坐标系中的交轴和直轴实际电流iq1和id1，交轴和直轴实际电流iq1和id1作为电流负反馈，参与第一套三相绕组的电流闭环控制。
同理，在第二套三相绕组电流控制环中，交轴给定电流
Figure BDA0001440422830000061
与第二套三相绕组的已经通过坐标变换得到的同步旋转dq坐标系中的负反馈交轴实际电流iq2进行比较，
Figure BDA0001440422830000062
与iq2比较后的偏差输入到具有比例积分特性(PI)的电流调节器ACR2中，经电流调节器ACR2调节后的输出信号作为交轴给定电压
Figure BDA0001440422830000063
于此同时，给定为0的直轴给定电流
Figure BDA0001440422830000064
与第二套三相绕组已经通过坐标变换得到的同步旋转dq坐标系中的负反馈直轴实际电流id2进行比较，
Figure BDA0001440422830000065
与id2比较后的偏差输入到具有比例积分特性(PI)的电流调节器ACR2中，经电流调节器ACR2调节后的输出作为直轴给定电压
Figure BDA0001440422830000066
将同步旋转dq坐标系中的交轴和直轴给定电压
Figure BDA0001440422830000067
和
Figure BDA0001440422830000068
经旋转逆变换得到两相静止αβ坐标系中的α轴和β轴给定电压
Figure BDA0001440422830000069
和
Figure BDA00014404228300000610
两相静止αβ坐标系中的α轴和β轴给定电压
Figure BDA00014404228300000611
和
Figure BDA00014404228300000612
经SVPWM控制技术算法得到第二台逆变器VSI2中内部三相逆变全桥中6只功率开关管的6个PWM控制脉冲信号，三相逆变全桥输出的3路PWM电压分别输入到无电磁耦合低热耦合双余度永磁同步电动机第二套三相绕组的绕组输入端A2、B2和C2。使用霍尔式非接触电流传感器检测输入到第二套三相绕组中A2和B2两相实际电流iA2和iB2，第二套三相绕组中的属于三相静止ABC坐标系的A2和B2两相实际电流iA2和iB2经三相静止ABC坐标系到两相静止αβ坐标系的变换后得到两相静止αβ坐标系中的α轴和β轴实际电流iα2和iβ2。将两相静止αβ坐标系中的实际电流iα2和iβ2经旋转变换得到同步旋转dq坐标系中的交轴和直轴实际电流iq2和id2，交轴和直轴实际电流iq2和id2作为电流负反馈，参与第二套三相绕组的电流闭环控制。
图4是本发明中实现频率自适应比例谐振控制器算法的框图。图4中s为拉普拉斯变换算子，1/s代表积分运算，使用了两个积分环节来实现频率自适应比例谐振控制器算法，kp为频率自适应比例谐振控制器的比例系数，kr为频率自适应比例谐振控制器的谐振系数，ωc为频率自适应比例谐振控制器的截止角频率，(ω*-ω)和ωe是频率自适应比例谐振控制器AFPRR的二个输入信号，(ω*-ω)是频率自适应比例谐振控制器AFPRR的速度偏差信号，频率自适应比例谐振控制器AFPRR对(ω*-ω)进行比例谐振控制调节，ωe为永磁转子电角速度，2ωe为频率自适应比例谐振控制器AFPRR的自适应的谐振频率，ωe作为频率自适应比例谐振控制器AFPRR的输入仅是为了自适应地自动跟踪谐振频率。频率自适应比例谐振控制器AFPRR的输入(ω*-ω)与输出频率自适应比例谐振控制器AFPRR的输出交轴补偿给定电流
Figure BDA0001440422830000073
间的传递函数为GAFPRR(s)＝kp+2ωckrs/[s2+2ωcs+(2ωe)2]。增大kp可以提高系统增益，增大ωc来可以增大比例谐振控制器的带宽，当谐振点对应的谐振角频率在一定范围波动时，能够取得比较好的控制效果。当kr不变时，随着ωc的增大，频率自适应比例谐振控制器AFPRR在谐振角频率处的增益和相位保持不变，只是对自适应比例谐振控制器AFPRR的带宽起着作用。ωc越大，自适应比例谐振控制器AFPRR的带宽越大，但是自适应比例谐振控制器AFPRR的选频特性变差。当ωc保持不变，kr逐渐增大时，频率自适应比例谐振控制器AFPRR的带宽基本保持不变，但是在谐振点的增益逐渐增大。kr越大，对谐波抑制效果越好，但是kr取值需要考虑系统的稳定性。频率自适应比例谐振控制器AFPRR的输出是给定电流
Figure BDA0001440422830000071
Figure BDA0001440422830000072
相当于一个交轴补偿给定电流，依靠此交轴补偿给定电流各相绕组间无电磁耦合低热耦合的双余度永磁同步电动机单余度运行的那一套三相绕组产生的电磁转矩中将包含一个二倍于永磁转子旋转电频率的脉动电磁转矩分量而将线圈匝间短路电流产生的二倍于永磁转子旋转电频率的脉动电磁转矩大部分抵消，从而使得各相绕组间无电磁耦合低热耦合的双余度永磁同步电动机中线圈匝间短路电流产生的脉动电磁转矩得到抑制，电机运行变得平稳。
各相绕组间无电磁耦合低热耦合双余度永磁同步电动机采用速度电流双闭环控制，速度环和电流环都采用具有比例积分(PI)特性的调节器单余度运行时，由线圈短路电流与转子永磁磁场作用产生的二倍频脉动电磁转矩使得的转速也出现二倍频脉动，电机实际速度而PI控制只能对直流量做到无静态误差控制，无法对二倍频短路转矩脉动进行抑制。基于内模原理的比例谐振控制，对谐振频率点的增益为无限大。作为一种对交流量可以做到无静差控制的比例谐振控制，本发明采用频率自适应比例谐振控制器AFPRR能够显著地抑制无电磁耦合低热耦合双余度永磁同步电动机单余度运行时线圈匝间短路造成的转矩脉动。
尽管上面结合附图对本发明进行了描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨的情况下，还可以做出很多变形，这些均属于本发明的保护之内。

Claims (1)

1.一种双余度永磁同步电动机线圈匝间短路时抑制转矩脉动方法，其特征在于：
通过采用频率自适应比例谐振控制器来抑制各相绕组间无电磁耦合低热耦合的双余度永磁同步电动机单余度运行时线圈匝间短路产生的电磁转矩脉动，即：
正常情况下，各相绕组间无电磁耦合低热耦合的双余度永磁同步电动机定子上两套三相绕组同时工作，处于双余度运行状态；
当控制系统中的余度控制器检测到其中一套三相绕组中的线圈发生匝间短路故障后，余度控制器发出命令停止为线圈发生匝间短路故障的那套三相绕组供电的逆变器的工作，为正常的另一套三相绕组供电的逆变器继续工作，系统转入单余度运行状态；
与此同时，余度控制器还发出控制命令形成一新的速度调节器，所述新的速度调节器由频率自适应比例谐振控制器与原先具有比例积分特性的速度调节器并联而构成；
所述的频率自适应比例谐振控制器的传递函数为GAFPRR(s)＝kp+2ωckrs/[s2+2ωcs+(2ωe)2]，其中，s为拉普拉斯变换算子，kp为频率自适应比例谐振控制器的比例系数，kr为频率自适应比例谐振控制器的谐振系数，ωc为频率自适应比例谐振控制器的截止角频率，2ωe为频率自适应比例谐振控制器的自适应谐振频率，ωe为永磁转子电角速度；
所述新的速度调节器的输出就是仍工作的那台为另一套三相绕组供电的逆变器的电流调节器电流给定，加入频率自适应比例谐振控制器后，各相绕组间无电磁耦合低热耦合的双余度永磁同步电动机单余度运行的那一套三相绕组产生的电磁转矩中将包含一个二倍于永磁转子旋转电频率的脉动电磁转矩分量而将线圈匝间短路电流产生的二倍于永磁转子旋转电频率的脉动电磁转矩大部分抵消，从而使得各相绕组间无电磁耦合低热耦合的双余度永磁同步电动机中线圈匝间短路电流产生的脉动电磁转矩得到抑制，电机运行变得平稳。
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