CN101702614B - 混合式步进电机转子旋转振荡抑制装置和抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种混合式步进电机转子旋转振荡抑制装置和抑制方法，适用于混合式步进电动机转速/位置开环驱动系统中抑制转子旋转振荡。该装置及方法采用定子磁链闭环结构或电流闭环控制系统，利用带通滤波器提取出电磁转矩中脉动分量，并对其积分获得转子位置角脉动分量。用该转子位置角脉动分量对定子磁链相位进行实时调制以抑制转子振荡。本发明成本低廉，转子旋转无位置角累积误差，电动机运行速度范围宽广，中高速时电动机带载能力强。

Description

混合式步进电机转子旋转振荡抑制装置和抑制方法

技术领域

本发明涉及混合式步进电机，特别是涉及一种混合式步进电机转子旋转振荡抑制装置和抑制方法。

背景技术

在众多的步进电动机中，混合式步进电机不仅具有磁阻式步进电动机步距小、运行频率高的特点，还具有永磁步进电动机消耗功率小的优点，而且具有输出转矩大等优点，因而获得广泛应用。

但由于混合式步进电动机设计结构上的特点，导致该种电动机采用简单的开环控制时阻尼系数很小，转子旋转振荡厉害。尤其中频振荡限制了电动机调速范围和动态响应速度。这样一来，在要求宽调速范围、快速响应的场合，简单的开环控制混合式步进电动机驱动系统的应用受到了限制。而对于那些要求控制策略简洁、成本要求低下的系统而言，采用开环控制的混合式步进电动机又是有利的。

改善开环控制混合式步进电动机的欠阻尼特性可利用机械阻尼和新增无功器件的方案。但这些方案不仅使系统设计复杂，而且降低了效率和增加了系统成本。另外，机械阻尼也会因负载大小变化而变化。

美国专利4455520公开了一种稳定步进电动机的方法。该专利检测流入电动机的瞬时功率，并据此实时调节电动机电流波形的相位，从而实现步进电动机中频区稳速运行。美国专利4675590公开了一种具有中频稳定控制的步进电动机驱动。该专利利用带通滤波器从电流中提取误差信号，反馈系统基于该误差信号实现输入脉冲的延时，从而抑制开环控制步进电动机中频区运行时的不稳定性。美国专利4683409公开了一种步进电动机运行稳定性控制方法。该专利利用一个脉宽调制器控制步进电动机的脉冲发生器实现步进电动机的稳定运行，脉宽调制器的输入之一是周期性脉冲信号，另一个输入端是误差校正信号。误差校正信号与电流和的平均值成正比，利用误差校正信号对前述周期性脉冲的占空比进行调制，从而产生一些列占空比变化的脉冲序列，实现步进电动机稳定运行。

实际上从步进电动机的运动方程式可以清楚地看出影响转速控制性能的关键因数是转矩，只有从转矩控制入手，才能彻底消除转子振荡，但上述这些专利均没有做到这一点。美国专利5847535公开了一种主动的混合式步进电动机电子阻尼方法。该专利利用两个电路分别检测步进电动机定子绕组端电压和绕组中流过的电流，从而间接模拟出转矩信号，利用该转矩信号构成加速度闭环控制结构，实现转子旋转振荡的抑制。

上述四个专利均采用绕组电流闭环控制结构，控制定子电流幅值恒定的同时，控制定子绕组电流的周期即可控制转子转速，而这种电周期的控制与外部的脉冲保持同步。在电流幅值恒定的情况下，正确地对电流相位进行实时控制即可抑制转子振荡。上述四个专利均是在绕组电流幅值控制为恒定值的假设前提条件下，利用校正信号最终影响绕组电流相位，以达到抑制转子旋转振荡之目的。

但实践证明，包括上述四个专利在内的现有技术存在如下两个缺点：

缺点一是现有技术在抑制转子旋转振荡时所采用的控制变量(如US4455520中的瞬时功率、US4675590中的电流误差信号、US4683409中的电流和的平均值、US5847535中的模拟转矩信号)的获得方式或者是比较复杂、成本较高，或者是不能适于高速区，因而需要进一步改进。

缺点二是采用绕组电流闭环控制结构对步进电动机中低速运行区效果虽然较好，但对高速区域内转子振荡的抑制作用较小。实际上混合式步进电动机转子上具有永磁体，转子旋转过程中在定子绕组中会产生反电动势，这种反电动势的幅值与转速成正比。而控制定子绕组电流的功率电路一般采用全桥直-交逆变器拓扑，外界的直流母线电压是恒定的。这样电动机处于中低速运行时，实际定子绕组电流可以实时跟踪给定电流，但当电动机处于高速运行时，由于较大的反电动势作用，致使实际绕组电流无法跟踪恒定幅值的电流给定。这样高速区域内电流的幅值与相位完全取决于电动机的负载情况，电动机始终处于最大绕组电压下运行，逆变器对定子绕组电流的控制作用消失。而且当电动机运行于高速区时，定子绕组电流含有很多谐波成分，这些谐波直接影响电动机的稳定运行，所以在高速区电流闭环控制不能达到很好的效果。

发明内容

本发明的目的之一是弥补上述现有技术的缺点一，以较低成本抑制开环控制混合式步进电机转子的旋转振荡。

本发明的次一目是弥补上述现有技术的缺点二，提出一种混合式步进电机转子控制系统和方法，在中高速区仍能对转子的进行有效控制。

为此，本发明提出一种混合式步进电机转子旋转振荡抑制装置，包括绕组PI控制器及PWM算法装置、逆变器、被控量给定环节；其特征在于：还包括被控量给定及移相装置，相位角调制量的获取装置输出的是绕组磁链相位角调制量；将来自被控量给定环节的绕组被控量给定和绕组磁链相位角调制量作为被控量给定及移相装置的输入，被控量给定及移相装置的输出是经过相位角调制后的绕组被控量给定，该经过相位角调制后的绕组被控量给定与被控量的实测反馈值构成闭环；被控量给定及移相装置的输出控制PWM的占空比，借助逆变功率电路，使得实际绕组被控量跟踪经过相位角调制后的绕组被控量给定，从而控制转子的转速并抑制转子的旋转振荡；所述相位角调制量的获取装置的输入为绕组转矩。

优选地：

所述被控量为绕组磁链，构成磁链闭环控制；所述混合式步进电机转子旋转振荡抑制装置还包括转矩观测装置、绕组磁链观测装置、电流检测装置、绕组端电压的观测装置，所述电流检测装置和绕组端电压的观测装置分别对绕组电流和绕组端电压进行检测，并进而将检测结果输入到绕组磁链观测装置以检测出绕组磁链，所述绕组电流和绕组磁链再作为转矩观测装置的输入量，计算出转矩，并将转矩作为相位角调制量的获取装置的输入量。

相位角调制量的获取装置包括带通滤波器和积分器，所述转矩观测装置的输出信号经带通滤波器和积分器后，得到绕组磁链相位角调制量。

还包括计算给定转速的装置，其输入外部信号旋转方向、微步细分数，外部脉冲的频率，并计算出给定转子转速，输出到被控量给定环节。

所述混合式步进电机为两相或多相混合式步进电机。

本发明还提出一种利用上述的混合式步进电机转子旋转振荡抑制装置的混合式步进电机转子旋转振荡抑制方法，其特征在于包括如下步骤：

A、将来自被控量给定环节的绕组被控量给定和绕组被控量相位角调制量作为被控量给定及移相装置的输入，并输出经过相位角调制后的绕组被控量给定，该经过相位角调制后的绕组被控量给定与绕组磁链观测装置输出的绕组被控量反馈值构成磁链闭环；

B、用被控量给定及移相装置的输出控制PWM的占空比，借助逆变功率电路，使得实际绕组被控量跟踪经过相位角调制后的绕组被控量给定，从而控制转子的转速并抑制转子的旋转振荡；

其中，所述相位角调制量的获取装置是通过绕组转矩来获得相位角调制量的。

优选地：

所述被控量为绕组磁链，构成磁链闭环控制；所述方法还包括如下步骤：分别对绕组电流和绕组端电压进行检测，并进而将检测结果输入到绕组磁链观测装置以检测出绕组磁链，所述绕组电流和绕组磁链再作为转矩观测装置的输入量，计算出转矩，并将转矩作为相位角调制量的获取装置的输入量。

步骤A中绕组被控量相位角调制量按如下方式获得：所述转矩观测装置的输出信号经带通滤波器和积分器后，得到绕组磁链相位角调制量。

输入外部信号旋转方向、微步细分数、外部脉冲的频率到计算给定转速的装置，并计算出给定转子转速，输出到被控量给定环节。

本发明的有益效果是：基于观测的电磁转矩计算获得控制变量的相位角调制值，以达到抑制混合式步进电动机开环驱动时转子振荡之目的。该转子振荡抑制功能实现成本低廉，转子旋转无位置角累积误差，电动机运行速度范围宽广，中高速时电动机带载能力强。

进一步的，本发明优选方案采用定子磁链闭环控制，使得步进电动机处于中高速区运行时电流正弦度较好，电动机运行噪音进一步降低，转子旋转更加稳定。

附图说明

图1是混合式步进电动机中矢量关系示意图；

图2是本发明实施例定子磁链闭环混合式步进电动机开环驱动系统小信号模型；

图3是本发明实施例具有脉动量反馈的开环驱动系统框图；

图4是本发明实施例具有脉动量

反馈的系统框图；

图5是本发明实施例相位角调制量θ_Δ的获取示意图；

图6是本发明实施例定子磁链幅值控制曲线；

图7A是本发明实施例开环驱动系统结构框图；

图7B是本发明实施例相位角调制量检测示意图；

图7C是本发明实施例积分器电路原理示意图；

图7D是本发明实施例使用数字方式的磁链给定及称相模块示意图；

图7E是本发明实施例效果示意图；

图8是本发明另一实施例开环驱动系统结构框图。

具体实施方式

下面将结合具体实施方式并对照附图对本发明作进一步说明。

本发明实施例的第一个方面的特征是，利用带通滤波器提取出电磁转矩中脉动分量，并将该脉动值进行积分，利用积分结果对控制变量(磁链或电流)的相位进行实时调制，从而人为增强转子旋转时的阻尼系数，抑制转子振荡。无论是磁链闭环控制，还是电流闭环控制，这种通过控制变量相位角调制抑制转子振荡的方法均适用。

本发明实施的第二个方面的特征是，以定子磁链闭环控制替代绕组电流闭环控制，利用外部的脉冲控制定子磁链矢量的旋转，实现电机低速、中速、高速范围内正弦波电流运行，减轻转子旋转的振荡。

下面以开环驱动两相混合式步进电动机采用磁链闭环控制为例讲解抑制转子振荡方法。先给出其理论分析及小信号模型(图1至图6)，然后给出两个具体的实施电路(图7A至图8)。

混合式步进电动机中各矢量的关系可表示为如下图1所示，其中ψ_s、u_s、i_s分别为定子磁链矢量、定子电压矢量、定子电流矢量，ψ_fs为转子永磁体磁链，θ_ψ、θ_r分别定子磁链相位角、转子永磁体旋转角，αβ、dq分别为定子静止坐标系、转子旋转坐标系。

在dq旋转坐标系中，定子绕组磁链和电磁转矩方程式如下：

ψ_sd＝L_si_sd+ψ_fs

ψ_sq＝L_si_sq               (公式1)

T_e＝p(ψ_sdi_sq-ψ_sqi_sd)    (公式2)

其中，p为转子齿数，L_s为定子绕组电感，ψ_sd、ψ_sq为定子磁链ψ_s矢量在dq轴上投影值，i_sd、i_sq为定子电流i_s矢量在dq轴上投影值，T_e为电磁转矩。

由图1进一步可得如下的定子绕组磁链关系表达式：

ψ_sd＝|ψ_s|cos(θ_ψ-θ_r)

ψ_sq＝|ψ_s|sin(θ_ψ-θ_r)  (公式3)

这样由式(1)(3)可得dq坐标系中定子绕组电流分量如下：

$i_{\mathrm{sd}}=\frac{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{sd}}-{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{fs}}}{L_s}=\frac{\left|{\mathrm{\ψ}}_s\right|\cos ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\ψ}}-{\mathrm{\θ}}_r)-{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{fs}}}{L_s}$

$i_{\mathrm{sq}}=\frac{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{sq}}}{L_s}=\frac{\left|{\mathrm{\ψ}}_s\right|\sin ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\ψ}}-{\mathrm{\θ}}_r)}{L_s}$ (公式4)

将式(3)(4)代入转矩公式(2)中得：

T_e＝K_ψsin(θ_ψ-θ_r)      (公式5)

其中， $K_{\mathrm{\ψ}}=\frac{p\left|{\mathrm{\ψ}}_s\right|}{L_s}{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{fs}}.$

可见在定子磁链幅值控制为定值情况下，控制定子磁链相位角θ_ψ即可以控制电磁转矩T_e，从而改善步进电动机运行特性。高速区定子绕组电流失去控制，步进电动机在全电压下运行，若采用定子磁链闭环控制更加有利于转子平稳旋转。

步进电动机的运动方程式如下：

$T_e-T_L=\frac{J}{P}\frac{{\mathrm{d\ω}}_r}{\mathrm{dt}}+k_{\mathrm{\ω}}{\mathrm{\ω}}_r$ (公式6)

其中：J为转动惯量，k_ω是黏滞阻尼系数，T_L为负载转矩，ω_r为转子旋转电角速度。

为了便于分析电动机的阻尼特性，需要建立电动机的小信号模型。暂且忽略负载转矩的波动，假设T_e、θ_ψ、θ_r、ω_r围绕稳态工作点处的脉动量分别为

则由式(5)(6)可推导出如下脉动量关系式：

${\tilde{T}}_e=k_T\·({\widetilde{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{\ψ}}-{\widetilde{\mathrm{\θ}}}_r)$ (公式7)

${\tilde{T}}_e=\frac{J}{p}\frac{d{\widetilde{\mathrm{\ω}}}_r}{\mathrm{dt}}+k_{\mathrm{\ω}}{\widetilde{\mathrm{\ω}}}_r$ (公式8)

其中，k_T＝K_ψcosΔθ，Δθ为稳态时θ_ψ-θ_r值。

而和

满足如下积分关系：

${\widetilde{\mathrm{\θ}}}_r={\∫\widetilde{\mathrm{\ω}}}_r\mathrm{dt}$ (公式9)

这样结合式(7)～(9)可建立基于定子磁链闭环混合式步进电动机开环驱动系统小信号模型如图2所示。(区别于电流闭环控制)

由图2可得转子位置角传递函数如下：

$\frac{{\widetilde{\mathrm{\θ}}}_r\left(s\right)}{{\widetilde{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{\ψ}}\left(s\right)}=\frac{{\mathrm{\ω}}_n^2}{s^2+2\mathrm{\ξ}{\mathrm{\ω}}_{n}s+{\mathrm{\ω}}_n^2}$ (公式10)

其中，

为系统的阻尼系数；

为系统的固有频率。

在不附加额外的机械阻尼于转轴上，仅凭电动机及与转轴相连接机械负载带来的粘滞阻尼作用时，图2系统的阻尼系数ξ很小。使得混合式步进电动机开环驱动时很容易产生转子振荡。尤其中频区时，转子振荡使得电动机无法稳定运行，限制了电动机速度运行范围及速度响应。

为了抑制转子振荡，需要人为增大开环驱动系统的阻尼系数。为此，本发明试图将转速的脉动量

反馈到输入端，在忽略系统黏滞阻尼的情况下，给出图3带有转速脉动量

反馈的开环驱动系统结构框图，在系统输入端多出一个反馈量θ_Δ，本发明中将其定义为相位角调制量。正是该反馈量抑制了转子旋转时的振荡。

图3对应的传递函数推导结果形式与公式10完全相同，但

由阻尼系数ξ公式可见，图3新系统的阻尼系数可以通过脉动量

反馈通道中比例系数k_P进行人为调节。这一点，与图2系统完全不同，图2中阻尼系数基本上由很小的黏滞阻尼系数k_ω决定。所以将速度脉动量

通过比例环节反馈到系统输入端即可人为增大系统的阻尼系数，抑制转子振荡。

采用

反馈的方法可以实现转子振荡抑制功能，但如何获得

信号？方法之一采用速度传感器，但会增加开环驱动系统成本，不可取。方法之二采用

观测器模型，但会带来

信号相位误差，达不到预定的转子振荡抑制效果。既然

信号无法实时获得，要想实现上述分析的转子振荡抑制功能，只能寻求替代的变量进行反馈控制，具体分析如下。

图3可以进一步等效变换为图4，其中反馈量由图3中

变为

从图4中可见，

经过一个积分环节反馈到系统输入端，积分系数为pk_P/J，该值是前面分析的k_P的p/J倍。尽管是一种等效变换，但反馈量的获取难度却大大降低了——只需要一个带通滤波器即可，如图5。根据二阶最佳系统设计原则，取阻尼比为0.707。这样根据阻尼系数ξ公式即可确定出k_p值如下：

$k_p=2\mathrm{\ξ}\sqrt{\frac{J\·L_s}{p^2\·{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{fs}}\·\cos \mathrm{\Δ\θ}}}\·\frac{1}{\sqrt{\left|{\mathrm{\ψ}}_s\right|}}$ (公式11)

为了获得恒定的阻尼系数ξ，要求k_p随定子磁链|ψ_s|变化而变化。

在一定的负载转矩条件下，构建如图5的相位角调制量θ_Δ获取算法。图5中，利用带通滤波器从电磁转矩T_e中提取出转矩脉动量

为了避免纯积分器带来积分饱和现象，采用改进积分器对转矩脉动量

进行积分，积分系数Torki为pk_p/J(图7C示出了一个具体的积分器电路)。由于k_p随定子磁链|ψ_s|变化而变化，要求积分系数Torki也必须随定子磁链|ψ_s|变化而变化。假设负载变化角频率和系统开关角频率分别为

ω_K。则为了避免负载变化和系统开关动作耦合到系统输入端，干扰转子振荡抑制功能的正常发挥，设计带通滤波器时必须将这两种干扰滤波掉。为此，

ω_H≤0.1ω_K。

实际混合式步进电动机产生的电磁转矩T_e可以利用定子绕组电流与定子绕组磁链表述如下：

T_e＝p(ψ_A·i_B-ψ_B·i_A)    (公式12)

其中，ψ_A、ψ_B分别为定子绕组两相磁链。

而绕组磁链ψ_A、ψ_B可以借助于定子绕组电流和端电压观测出来，具体如下：

ψ_A＝∫(u_A-R·i_A)dt

ψ_B＝∫(u_B-R·i_B)dt       (公式13)

其中，u_A、u_B分别为绕组端电压，i_A、i_B分别为绕组电流，R为绕组电阻。

在磁链闭环控制过程中，假设按照无转子振荡抑制功能时计算出的定子磁链相位角给定为

根据图4中θ_Δ负反馈要求，要求新系统中定子磁链给定相位角为

这样新系统两相绕组磁链给定

分别如下：

${\mathrm{\ψ}}_A^{*}={\mathrm{\ψ}}_s^{*}\cos ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\ψ}}^{*}-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\Δ}})$

${\mathrm{\ψ}}_B^{*}={\mathrm{\ψ}}_s^{*}\sin ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\ψ}}^{*}-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\Δ}})$ (公式14)

其中，

为定子磁链控制幅值。

在控制过程中，中低速以下采用恒定磁链幅值控制方案；在高速区采用弱磁控制方案，即磁链幅值与转子转速成反比例变化。具体磁链幅值控制曲线如图6所示，其中n_r为转子转速(r/min)，n_e为额定转速。大于n_e的速度区为高速区。

实施例一

根据上述转子振荡抑制策略的分析，本例提出的新型混合式步进电动机开环驱动系统框图如图7A所示。

图7A中整流桥1将前端交流电压31整流成直流电压13。若驱动器外部有直流电源，则整流桥1可以省略。A相逆变器3和B相逆变器2结构完全相同，均为单相全桥拓扑，分别给A相绕组29、B相绕组28供电，在PWM信号27、26控制作用下产生需要的定子绕组电压。根据旋转方向14、微步细分数30，外部脉冲15的频率可以计算出给定转子转速16如下：

$n_r^{*}=60\·\frac{f_{\mathrm{pulse}}}{4p\·\mathrm{Mic}\_N}$ (公式15)

其中，f_pulse为外部脉冲频率，Mic_N为微步细分数。

将计算出的给定转子转速16送给磁链给定综合环节8，依据图6即可得到定子磁链幅值给定17。将PWM信号27、26及直流母线电压13送给绕组电压观测模块6计算出两相绕组端电压24、25如下：

u_A＝δ_A·U_dc·sign_A

u_B＝δ_B·U_dc·sign_B    (公式16)

其中，δ_A、δ_B分别为PWM信号27、26占空比，U_dc为直流母线电压，sign_A、sign_B分别逆变器3、2输出电压极性。

将计算得到的绕组电压24、25及检测得到的绕组电流22、23同时送给磁链观测器12，依据式(13)计算出两相绕组磁链21、20。再将计算出的两相绕组磁链21、20及两相绕组电流22、23同时送给转矩观测器11，依据式(12)计算出电磁转矩27；并将该转矩送给相位角调制量的获取模块10(如图7B)，依据图5计算出相位角调制量32。将旋转方向14、外部脉冲15、定子磁链幅值给定17、微步细分数30、位角调制量32同时送给磁链给定及移相环节9(如图7D)，依据式(14)计算出A、B两相绕组磁链给定18、19。式(14)中定子磁链给定相位角

计算如下：

${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\ψ}}^{*}=\frac{2\mathrm{\π}}{4p\·\mathrm{Mic}\_N}\·\mathrm{pulse}\_N\·\mathrm{Dir}$ (公式17)

其中，Pulse_N为外部脉冲计数值，Dir为旋转方向标志：正转为+1，反转为-1。

根据A、B相绕组磁链给定(18、19)及磁链反馈(21、20)分别计算出A、B相绕组磁链误差送给PI控制其及PWM算法模块5，产生用于控制逆变器3、2的PWM信号27、28。这样利用θ_Δ对磁链给定相位角进行调制即可实现转子振荡的抑制功能。

图7D中给出的磁链给定及移相电路为数字式实现方法，当然也可以采用模拟式，不再详述。

图7E给出了采用本实施与不采用本实施例时的效果对比：图7E的曲线1是无转子旋转振荡抑制功能时，混合式步进电机转矩与速度关系，低频段出现三个明显的振荡点，在这些振荡点处电机输出转矩明显减少；而在曲线1的中频及高频段也出现明显的振荡区，该区域内电机输出转矩明显减少，极大限制了电机带负载能力以及带负载后速度运行范围。图7E的曲线2是采用本发明的混合式步进电机转矩与速度关系，曲线100中存在的振荡区域在曲线200中完全不存在。充分说明采用本发明后，混合式步进电机转子旋转振荡得到了有效抑制，且扩大了电机带负载能力及速度运行范围。

实施例二

实际上，上述对控制变量相位角调制思想同样可以用于电流闭环微步控制系统中。分析中不计铁心饱和的影响，并忽略主磁导中高次谐波的影响。两相混合式步进电动机A、B两相绕组产生的电磁转矩分别为：

T_A＝-Ki_Asinθ_r

$T_B=-{\mathrm{Ki}}_B\sin ({\mathrm{\θ}}_r-\frac{\mathrm{\π}}{2})$ (公式18)

其中，K为转矩系数。

若两相绕组分别通入如下正交电流：

i_A＝I_pcos(θ_i)

i_B＝I_psin(θ_i)            (公式19)

其中，I_p为电流峰值，θ_i为电流相位角。

忽略磁路饱和效应时，应用叠加原理，合成电磁转矩如下：

T_e＝T_A+T_B＝KI_psin(θ_i-θ_r)(公式20)

可见在定子电流幅值控制为定值情况下，控制电流相位角即可控制电磁转矩，改善电动机运行特性。运行于中低速区时反电动势较小，定子电流可以完全跟踪其给定，但电动机运行于高速区域时，定子电流幅值不受控于其给定值，仅取决于电动机转速。而且式(20)与(5)形式完全一样，这样证明了上述对控制变量相位角调制思想同样可以用于电流闭环开环驱动系统中转子振荡抑制。具有转子振荡抑制功能的电流闭环开环驱动系统如下图8所示。与图7A相比较，将图7A中磁链闭环控制换成了绕组电流闭环控制，将磁链给定综合环节8换成了电流幅值给定环节，将磁链给定及移相环节9换成了电流给定及移相环节。A、B相电流给定如下：

$i_A^{*}=I_p^{*}\cos ({\mathrm{\θ}}_i^{*}-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\Δ}})$

$i_B^{*}=I_p^{*}\sin ({\mathrm{\θ}}_i^{*}-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\Δ}})$ (公式21)

其中，

为电流幅值给定；

为电流给定相位角，其计算公式与式(17)相同。

实施例三

上述转子振荡抑制功能同样可以应用于多相混合式步进电动机系统中，在具体应用中，需要将多相定子绕组变量静止变换到图1αβ两相静止坐标系中。然后在αβ坐标系中构建控制算法，αβ坐标系中控制算法与前面两相混合式步进电动机的控制算法完全一样。不再详述。

综上所述，上述实施一和二共同具有的优点是借助于定子绕组电流、定子绕组端电压，以软件编程形式观测定子绕组磁链、电磁转矩，并基于观测的电磁转矩计算获得控制变量的相位角调制值，以达到抑制混合式步进电动机开环驱动时转子振荡之目的。该转子振荡抑制功能实现成本低廉，转子旋转无位置角累积误差，电动机运行速度范围宽广，中高速时电动机带载能力强。

而实施例一还具有如下额外优点：采用定子磁链闭环控制，使得步进电动机处于中高速区运行时电流正弦度较好，电动机运行噪音进一步降低，转子旋转更加稳定。

实施例三采用坐标系静止变换方法，转子振荡抑制功能很容易移植到多相混合式步进电动机开环驱动系统中。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下做出若干等同替代或明显变型，而且性能或用途相同，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (9)

1.一种混合式步进电机转子旋转振荡抑制装置，包括绕组PI控制器及PWM算法装置(5)、逆变器(2、3)、被控量给定环节(8)；其特征在于：还包括被控量给定及移相装置(9)，相位角调制量的获取装置(10)输出的是被控量的相位角调制量；将来自被控量给定环节(8)的绕组被控量给定和绕组磁链相位角调制量作为被控量给定及移相装置(9)的输入，被控量给定及移相装置(9)的输出是经过相位角调制后的绕组被控量给定，该经过相位角调制后的绕组被控量给定与被控量的实测反馈值构成闭环；被控量给定及移相装置(9)的输出控制PWM的占空比，借助逆变功率电路，使得实际绕组被控量跟踪经过相位角调制后的绕组被控量给定，从而控制转子的转速并抑制转子的旋转振荡；所述相位角调制量的获取装置(10)的输入为绕组转矩，利用提取出的转矩脉动量来获取相位角调制量。

2.如权利要求1所述的混合式步进电机转子旋转振荡抑制装置，其特征在于：所述被控量为绕组磁链，构成磁链闭环控制；所述混合式步进电机转子旋转振荡抑制装置还包括转矩观测装置(11)、绕组磁链观测装置(12)、电流检测装置(22、23)、绕组端电压的观测装置(6)，所述电流检测装置(22、23)和绕组端电压的观测装置(6)分别对绕组电流和绕组端电压进行检测，并进而将检测结果输入到绕组磁链观测装置(12)以检测出绕组磁链，所述绕组电流和绕组磁链再作为转矩观测装置(11)的输入量，计算出转矩，并将转矩作为相位角调制量的获取装置(10)的输入量。

3.如权利要求2所述的混合式步进电机转子旋转振荡抑制装置，其特征在于：相位角调制量的获取装置(10)包括带通滤波器和积分器，所述转矩观测装置(11)的输出信号经带通滤波器和积分器后，得到绕组磁链相位角调制量。

4.如权利要求1或2所述的混合式步进电机转子旋转振荡抑制装置，其特征在于：还包括计算给定转速的装置(7)，其输入外部信号旋转方向、微步细分数，外部脉冲的频率，并计算出给定转子转速，输出到被控量给定环节(8)。

5.如权利要求1或2所述的混合式步进电机转子旋转振荡抑制装置，其特征在于：所述混合式步进电机为两相或多相混合式步进电机。

6.一种利用权利要求1至5中任一权利要求所述的混合式步进电机转子旋转振荡抑制装置的混合式步进电机转子旋转振荡抑制方法，其特征在于包括如下步骤：

A、将来自被控量给定环节(8)的绕组被控量给定和绕组被控量相位角调制量作为被控量给定及移相装置(9)的输入，并输出经过相位角调制后的绕组被控量给定，该经过相位角调制后的绕组被控量给定与绕组磁链观测装置(12)输出的绕组被控量反馈值构成磁链闭环；

B、用被控量给定及移相装置(9)的输出控制PWM的占空比，借助逆变功率电路，使得实际绕组被控量跟踪经过相位角调制后的绕组被控量给定，从而控制转子的转速并抑制转子的旋转振荡；

其中，所述相位角调制量的获取装置(10)是通过绕组转矩来获得相位角调制量的。

7.如权利要求6所述的混合式步进电机转子旋转振荡抑制方法，其特征在于：所述被控量为绕组磁链，构成磁链闭环控制；所述方法还包括如下步骤：分别对绕组电流和绕组端电压进行检测，并进而将检测结果输入到绕组磁链观测装置(12)以检测出绕组磁链，所述绕组电流和绕组磁链再作为转矩观测装置(11)的输入量，计算出转矩，并将转矩作为相位角调制量的获取装置(10)的输入量。

8.如权利要求7所述的混合式步进电机转子旋转振荡抑制方法，其特征在于：步骤A中绕组被控量相位角调制量按如下方式获得：所述转矩观测装置(11)的输出信号经带通滤波器和积分器后，得到绕组磁链相位角调制量。

9.如权利要求6或7所述的混合式步进电机转子旋转振荡抑制方法，其特征在于还包括如下步骤：输入外部信号旋转方向、微步细分数、外部脉冲的频率到计算给定转速的装置(7)，并计算出给定转子转速，输出到被控量给定环节(8)。

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