CN103259476B - 具有电压谐波抑制功能的变频交流发电系统控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了具有电压谐波抑制功能的变频交流发电系统控制方法，该发电系统的发电机为定子双绕组异步发电机，它有两套定子绕组，一套为控制绕组，接有功率变换器，一套为功率绕组，输出三相变频交流电；根据负载有功信息和功率变换器直流母线电压的误差控制功率变换器输出电压的频率，根据输出电压基波分量的误差和谐波分量的误差来控制功率变换器输出电压的幅值，以改变发电机的转差频率和调节气隙磁场的幅值及谐波含量，从而保证该发电系统输出的变频交流电压稳定且正弦；该控制方法结构简单，动静态性能良好，负载适应能力较强，对线性负载和非线性负载均能适应，适合用于飞机、舰船等对独立电源系统的供电品质有较高要求的场合。

Description

具有电压谐波抑制功能的变频交流发电系统控制方法

技术领域

本发明涉及一种变频交流发电系统控制方法，尤其涉及具有电压谐波抑制功能的变频交流发电系统控制方法。

背景技术

飞机电源系统作为最典型的独立电源系统之一，它的发展经历了低压直流、恒速恒频交流、变速恒频交流、高压直流和变频交流等几个阶段。从国内外飞机电源的发展与研究来看，高压直流和变频交流是飞机电源系统的发展趋势。由于飞机的功能和用途不同，所需的电源容量也不等，这使得它们的电源系统朝着不同的方向发展。在军用战机中，电源容量通常在几十千瓦到几百千瓦，不算太大，它通常采用“高压直流”技术，即先将发电机发出的变频交流电整流成高压直流电，再逆变成400Hz恒频交流电供机载设备使用。可是，在大型运输机和民用客机中，随着用电量的不断扩大，电源容量已从原来的几十千瓦发展到现在的几百千瓦、上兆瓦等级，如果上兆瓦等级的变频交流电都需要整流逆变成400Hz恒频交流电，那整流和逆变装置自然会很庞大，这对于对机载设备的体积和重量有严格限制的飞机来说是无法接受的。幸好，加热、除冰、照明等这类对电源频率不敏感的负载用电量往往要占飞机电源总容量的一半以上，这些负载可以不使用400Hz恒频交流电，而直接使用发电机发出的变频交流电，如此一来，需要经整流逆变来获得的400Hz恒频交流电仅是飞机电源总容量的一小部分，不仅大大简化了电源系统的结构，还提高了它的整体效率，这就是当前正在发展的“变频交流”技术。无疑，对于大型飞机来说，用变频交流电源系统代替恒频交流电源系统是较经济和有优势的。目前，变频交流电源系统已成为大型飞机电源的主流技术，如最新的大型客机A380和B787。

目前国内外主要采用同步电机作为变频交流电源系统主发电机，对其他类型发电机则研究较少。尽管同步电机在变频交流电源系统中已得到了实际应用，且技术成熟，但该发电系统也存在一些不足，例如，为实现无刷化，采用了“永磁机—励磁机—主发电机”这种复杂的三级式结构；转子上装有旋转整流器，使转子结构复杂，影响可靠性。

众所周知，笼型异步电机具有无刷结构、简单坚固、易维护、成本低等优点，广泛用于电力拖动和调速等场合。根据电机可逆运行原理，笼型异步电机当然也能发电运行。特别是近年来，随着电力电子技术的快速发展和电机控制理论的日益成熟，基于电力电子变换器控制的笼型异步电机发电系统的性能和发电品质得到了大幅提升，完全可以输出高品质的电能，越来越成为飞机、舰船、车辆等独立电源系统等领域的重要选择。

定子双绕组异步电机（DWIG）是二十一世纪初由美国田纳西理工大学的Ojo教授提出一种新型笼型异步电机。该电机的转子仍为笼型结构，继承了传统笼型异步电机无刷结构、简单坚固等优点，其定子上有两套绕组，一套为控制绕组，接有功率变换器；另一套为功率绕组，向负载供电，两套定子绕组在电气上没有直接连接，仅通过磁耦合，功能分开，易实现高性能控制。

由于DWIG的独特结构和优点，吸引了国内外研究人员的广泛关注。Ojo教授在DWIG恒频交流发电系统的拓扑及控制等方面作了许多开创性研究。国内海军工程大学的马伟明教授以舰船高压直流电源系统为应用背景，提出了多相整流/三相励磁的DWIG发电系统拓扑，并对谐波振荡、电压调节、系统稳定性等问题进行了深入研究。不过他们的研究工作都是以转速基本恒定为前提开展的，对变速运行中可能出现的问题没有考虑和分析。为拓展DWIG发电系统的应用场合，南京航空航天大学的研究人员从2004年开始研究宽变速运行状态下的DWIG发电系统，并针对航空电源和风力发电这两种场合中的高压直流发电系统的发电机设计、系统优化、控制策略等进行了重点研究。此外，发明人还针对DWIG应用于变频交流电源系统的可行性进行了探索，并提出了一种基于功率平衡思想的转差频率控制策略，如图1和图2所示。在研究应用于飞机的DWIG变频交流电源系统的过程中，发明人发现，在将仅占电源总容量一小部分的变频交流电进行整流逆变成400Hz恒频交流电时，由于整流器是非线性元件，当DWIG的功率绕组接整流性负载时会在功率绕组电流中引入了大量谐波，造成输出的三相变频交流电压发生畸变，进而危及飞机内各种重要仪表的正常运行，甚至影响飞机飞行安全，因此，必须采取措施来抑制三相变频交流电压中的谐波。

发明内容

本发明的目的是：提出具有电压谐波抑制功能的变频交流发电系统控制方法，使DWIG变频交流发电系统带整流器等非线性负载时仍然可以输出稳定且正弦的三相变频交流电压。

本发明为实现上述发明目的采用如下技术方案：

具有电压谐波抑制功能的变频交流发电系统控制方法,所述变频交流发电系统包括定子双绕组异步电机、功率变换器、直流电压传感器、交流电压传感器、电流传感器、控制器、驱动电路，所述的定子双绕组异步电机包括两套绕组，一套为与负载连接的功率绕组，另一套为与功率变换器连接的控制绕组；所述直流电压传感器和交流电压传感器测取功率变换器直流母线电压和功率绕组变频交流电压，交流电流传感器测取负载电流，控制器接收直流电压传感器、交流电压传感器和交流电流传感器传来的信号，通过运算获得功率变换器输出电压的频率给定值和幅值给定值；根据所述功率变换器输出电压的频率给定值和幅值给定值通过正弦波脉宽调制信号或空间电压矢量脉宽调制信号，经驱动电路来驱动功率变换器的开关管，以改变发电机的转差频率和调节气隙磁场的幅值及谐波含量，从而保证该发电系统输出的变频交流电压稳定且正弦；所述功率变换器输出电压的频率给定值，通过所述负载的有功功率信息和功率变换器直流母线电压的误差得到；所述功率变换器输出电压的幅值给定值，通过三相变频交流输出电压的基波分量幅值的误差和谐波分量幅值的误差得到。

所述功率变换器输出电压的频率给定值和幅值给定值通过如下步骤获得：

步骤1，根据功率绕组侧交流电压、电流传感器的测量值，按下式算得负载的瞬时有功功率：

P_p=u_pAi_lA+u_pBi_lB+u_pCi_lC

其中，P_p为负载的瞬时有功功率，u_pA，u_pB，u_pC分别为三相变频交流输出电压的瞬时值，i_lA，i_lB，i_lC分别为三相负载电流的瞬时值；

步骤2，根据控制绕组侧直流电压传感器的测量值和功率变换器直流母线电压给定值，按下式计算出功率变换器输出电压的频率给定值：

$f_c^{*}=f_r{-K}_{p1}{P}_p-K_{p2}\left(u_{\mathrm{cdc}}^{*}{-u}_{\mathrm{cdc}}\right)-K_{i1}\∫\left(u_{\mathrm{cdc}}^{*}{-u}_{\mathrm{cdc}}\right)\mathrm{dt}$

其中，为功率变换器输出的电压频率给定值，f_r为转子机械转速，K_p1和K_p2分别为第一、第二比例系数，K_i1为第一积分系数，和u_cdc分别为功率变换器直流母线电压的给定值和控制绕组侧直流电压传感器的测量值；

步骤3，根据三相变频交流输出电压的瞬时值，按下式算得三相变频交流输出电压在的dq旋转坐标系下的d轴分量和q分量：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{pd}}\\ u_{\mathrm{pq}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\θ}& \cos (\mathrm{\θ}-2\mathrm{\π}/3)& \cos (\mathrm{\θ}+2\mathrm{\π}/3)\\ -\sin \mathrm{\θ}& -\sin (\mathrm{\θ}-2\mathrm{\π}/3)& -\sin (\mathrm{\θ}+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{pA}}\\ u_{\mathrm{pB}}\\ u_{\mathrm{pC}}\end{array}\right]$

其中，u_pd和u_pq分别为三相变频交流输出电压在的dq旋转坐标系下的d轴分量和q分量，θ为dq旋转坐标系的d轴与abc静止坐标系a轴的夹角，它的取值为θ=2πf_rt；

步骤4，对步骤3求得的u_pd和u_pq进行低通滤波，得到它们的直流分量，再按下式得到它们的交流分量：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{pd}}^{~}=u_{\mathrm{pd}}-u_{\mathrm{pd}}^{-}\\ u_{\mathrm{pq}}^{~}-u_{\mathrm{pq}}-u_{\mathrm{pq}}^{-}\end{array}\right.$

其中和分别为u_d和u_q的交流分量，和分别为u_d和u_q的直流分量；

步骤5，根据步骤4求得的u_d和u_q的直流分量和交流分量，按下式算得三相变频交流输出电压在αβ静止坐标下的基波分量和谐波分量：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{p\α}1}\\ u_{\mathrm{p\β}1}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{pd}}^{-}\\ u_{\mathrm{pq}}^{-}\end{array}\right]$

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{p\αh}}\\ u_{\mathrm{p\βh}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{pd}}^{~}\\ u_{\mathrm{pq}}^{~}\end{array}\right]$

其中，u_pα1和u_pβ1分别表示三相变频交流输出电压在αβ静止坐标下的α轴基波分量和β轴基波分量，u_pαh和u_pβh分别表示三相变频交流输出电压在αβ静止坐标下的α轴谐波分量和β轴谐波分量；

步骤6，根据定子双绕组异步电机的控制侧绕组和功率侧绕组的匝数比，三相变频交流输出电压的幅值给定值、基波分量幅值的实际值、谐波分量幅值的实际值，按下式计算出功率变换器输出电压的幅值给定值：

$V_c^{*}={\mathrm{NV}}_{\mathrm{pm}}^{*}+K_{p3}\left(V_{\mathrm{pm}}^{*}{-V}_{\mathrm{pm}1}\right)+K_{i2}\text{\∫}(V_{\mathrm{pm}}^{*}-V_{\mathrm{pm}1})\mathrm{dt}$

${+K}_{p4}[0-V_{\mathrm{pmh}}]{+K}_{i3}\∫(0-V_{\mathrm{pmh}})\mathrm{dt}$

其中，为功率变换器输出电压的幅值给定值，N为定子双绕组异步电机中控制绕组与功率绕组的匝数比，K_p3和K_p4分别为第三、第四比例系数，K_i2和K_i3分别为第二、第三积分系数，为三相变频交流输出电压的幅值给定值，V_pm1和V_pmh分别为三相变频交流输出电压的基波分量幅值的实际值和谐波分量幅值的实际值，根据步骤5算出，即 $V_{\mathrm{pm}1}=\sqrt{{u_{\mathrm{p\α}1}}^2+{u_{\mathrm{p\β}1}}^2},$ $V_{\mathrm{pmh}}=\sqrt{{u_{\mathrm{p\αh}}}^2+{u_{\mathrm{p\βh}}}^2}.$

本发明提出的控制方法与现有技术相比，具有如下优点：

现有技术在控制变频交流输出电压的幅值时以输出电压正弦为前提，不考虑其谐波分量，因而这种控制方法只适应线性负载。而本发明不以输出电压正弦为前提，考虑其谐波分量，将输出电压分解成基波分量和谐波分量，并加入了电压谐波抑制环节，对基波分量和谐波分量分别进行控制，不仅能保持变频交流输出电压稳定，而且还能抑制它的谐波，保证其正弦，因此该控制方法对线性负载和非线性负载都能适应，适合用于飞机、舰船等对电源系统的供电品质有较高要求的场合，从而拓宽了DWIG变频交流发电系统的适用范围。

附图说明

图1为定子双绕组异步电机变频交流发电系统示意图；

图2为定子双绕组异步电机变频交流发电系统的现有的转差频率控制策略示意图；

图3为本发明定子双绕组异步电机变频交流发电系统的具有电压谐波抑制功能的控制方法示意图；

图4为输出电压基波幅值和谐波幅值计算单元示意图；

图1中标号说明：1、定子双绕组异步电机；2、滤波电感；3、功率变换器；4、励磁电容；5、蓄电池；6、二极管；7、滤波电容；8、直流电压传感器、9、交流电压传感器；10、交流电流传感器；11、控制器；12、驱动电路；13、负载。

具体实施方式

根据附图叙述本发明的具体实施方式：

如图1所示，具有电压谐波抑制功能的变频交流发电系统控制方法，所述变频交流发电系统包括定子双绕组异步电机1、功率变换器3、直流电压传感器8、交流电压传感器9、电流传感器10、控制器11、驱动电路12，另外，本发明具有电压谐波抑制功能的变频交流发电系统控制方法，还包括滤波电感2，励磁电容4，蓄电池5，二极管6，滤波电容7，负载13。定子双绕组异步电机1、滤波电感2、功率变换器3、励磁电容4、滤波电容7、负载13组成主回路。蓄电池5和二极管6组成低压小功率辅助电源。直流、交流电压传感器8、9和交流电流传感器10组成检测回路。控制器11和驱动电路12组成控制回路。所述的定子双绕组异步电机包括两套绕组，一套为与负载连接的功率绕组，另一套为与功率变换器连接的控制绕组；所述直流电压传感器8和交流电压传感器9测取功率变换器直流母线电压和功率绕组变频交流电压，交流电流传感器10测取负载电流，控制器接收直流电压传感器8、交流电压传感器9和交流电流传感器10传来的信号，通过运算方法获得功率变换器输出电压的频率给定值和幅值给定值；然后，采用正弦波脉宽调制信号或空间电压矢量脉宽调制信号，通过驱动电路驱动功率变换器的开关管，从而调节施加在定子双绕组异步电机控制绕组上的电压的频率和幅值，保证三相变频交流输出电压稳定且正弦；所述功率变换器输出电压的频率给定值，通过所述负载的有功功率信息和功率变换器直流母线电压的误差得到，所述功率变换器输出电压的幅值给定值，通过三相变频交流输出电压的基波分量幅值的误差和谐波分量幅值的误差得到。

蓄电池可采用铅酸蓄电池或锂电池，功率变换器的开关管可采用IGBT或者智能功率模块(IPM)，控制器可采用数字信号处理器来实现，电压和电流传感器均为霍尔传感器。直流电压传感器8和交流电压传感器9分别用来测量功率变换器直流母线电压和功率绕组变频交流电压，交流电流传感器10用来测量负载电流，这些电压和电流传感器将主回路上的强电信号转换为弱电信号，供控制回路使用。控制器根据传感器测得的信号，利用本发明提出的控制方法，如图3所示，得到功率变换器的驱动信号，再经过驱动电路得到6路脉冲信号去控制主回路中功率变换器的开关管。

针对上述图1所示定子双绕组异步电机变频交流发电系统，本发明提出了如图3所示的具有电压谐波抑制功能的定子双绕组异步电机变频交流发电系统的控制方法，其工作原理描述如下：

对于发电系统而言，发电机发出的电磁功率与负载实际需求的电功率不平衡是输出电压变化的根本原因。一般来说，若发电机发出的电磁功率大于所需的电功率，输出电压会上升，反之则会下降。因此，当转速或负载发生变化时，若能快速实现输入输出功率平衡，即可保证输出电压稳定，并从本质上提升发电系统的动静态性能。要实现这一目标，根据机电能量转换的基本原理，发电机的电磁转矩变化应快速跟上负载或转速的变化。在异步电机中，电磁转矩与转差频率和气隙磁场幅值息息相关。在发电机稳定运行范围内，可通过快速调节发电机的转差频率来迅速改变其电磁转矩。此外，在发电机中，气隙磁场是机电能量转换的关键物理量，而且发电机的端电压受气隙磁场直接影响，当负载或转速变化时，还应合理地调节气隙磁场，以保证机电能量转换得以顺利进行。

当DWIG变频交流发电系统带整流器等非线性负载时，功率绕组中会流过非线性电流，这会造成气隙磁场含有谐波，进而导致功率绕组输出的三相变频交流电压也含有谐波，影响发电系统的供电品质。因此，必须对DWIG气隙磁场的谐波进行控制，以抑制输出电压的谐波，从而提高DWIG变频交流发电系统的负载适应能力。

定子双绕组异步电机的定子有两套绕组，一套为功率绕组，用来向负载供电，另一套为控制绕组，接有功率变换器，用来对发电系统进行控制。这两套绕组具有相同的极对数，且共享同一气隙磁场，因而改变控制绕组磁场即可实现对气隙磁场的调节，包括气隙磁场的旋转速度、幅值、谐波含量等，进而提高输出电压动静态性能。而控制绕组磁场的改变又可以利用控制绕组侧功率变换器调节施加在控制绕组上的电压的频率和幅值来实现。

图2给出了DWIG变频交流发电系统现有的转差频率控制策略示意图，它基于输入输出功率平衡的思想，综合考虑了输出电压和电流的变化信息，通过改变功率变换器输出电压的频率和幅值来调节施加在控制绕组上的电压频率和幅值，实现了对发电机转差频率的快速调节和气隙磁通的合理控制，保证了输出电压稳定。由于该控制方法以输出电压为正弦为前提，只考虑输出电压的幅值，不考虑输出电压的谐波，因而它仅需对控制绕组磁场的旋转速度和幅值进行调节就可实现输出电压的稳定。正因为此，该控制方法只适用于线性负载场合，不能用于整流器等非线性负载场合。

本发明技术方案的最大特点是：

为提高发电系统的负载适应能力，尤其是整流器等非线性负载的适应能力，本发明利用DWIG两套定子绕组共享同一气隙磁场和改变控制绕组磁场即可实现对气隙磁场的调节的重要特性，在图2所示的现有控制方法中，加入输出电压谐波抑制环节，将输出电压分解成基波分量和谐波分量，根据输出电压谐波含量的大小，对功率变换器输出的电压的幅值进行合理校正，使得在调节控制绕组无功电流性质（感性或容性）和大小同时，还向控制绕组电流注入一定的谐波，如此一来，不仅能调节气隙磁场的旋转速度和幅值，还可调节其谐波含量，从而减少功率绕组输出电压的谐波，实现输出电压的稳定且正弦。

图3为本发明提出的DWIG变频交流发电系统的具有电压谐波抑制功能的控制方法示意图，它包括如下步骤：

步骤1，根据功率绕组侧交流电压、电流传感器的测量值，按下式算得负载的瞬时有功功率：

P_p=u_pAi_lA+u_pBi_lB+u_pCi_lC

其中，P_p为负载的瞬时有功功率，u_pA，u_pB，u_pC分别为三相变频交流输出电压的瞬时值，i_lA，i_lB，i_lC分别为三相负载电流的瞬时值；

步骤2，根据控制绕组侧直流压传感器的测量值和功率变换器直流母线电压给定值，按下式计算出功率变换器输出电压的频率给定值：

$f_c^{*}=f_r-K_{p1}{P_p-K}_{p2}\left(u_{\mathrm{cdc}}^{*}{-u}_{\mathrm{cdc}}\right)-K_{i1}\∫\left(u_{\mathrm{cdc}}^{*}{-u}_{\mathrm{cdc}}\right)\mathrm{dt}$

其中，为功率变换器输出的电压频率给定值，f_r为转子机械转速，K_p1和K_p2分别为第一、第二比例系数，K_i1为第一积分系数，和u_cdc分别为功率变换器直流母线电压的给定值和测量值；

步骤3，根据三相变频交流输出电压的瞬时值，按下式算得三相变频交流输出电压在的dq旋转坐标系下的d轴分量和q分量：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{pd}}\\ u_{\mathrm{pq}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\θ}& \cos (\mathrm{\θ}-2\mathrm{\π}/2)& \cos (\mathrm{\θ}+2\mathrm{\π}/3)\\ -\sin \mathrm{\θ}& -\sin (\mathrm{\θ}-2\mathrm{\π}/3)& -\sin (\mathrm{\θ}+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{pA}}\\ u_{\mathrm{pB}}\\ u_{\mathrm{pC}}\end{array}\right]$

其中，u_pd和u_pq分别为三相变频交流输出电压在的dq旋转坐标系下的d轴分量和q分量，θ为dq旋转坐标系的d轴与abc静止坐标系a轴的夹角，它的取值为θ=2πf_rt；

步骤4，对步骤3求得的u_pd和u_pq进行低通滤波，得到它们的直流分量，再按如下公式得到它们的交流分量：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{pd}}^{~}=u_{\mathrm{pd}}-u_{\mathrm{pd}}^{-}\\ u_{\mathrm{pq}}^{~}-u_{\mathrm{pq}}-u_{\mathrm{pq}}^{-}\end{array}\right.$

其中，和分别为u_d和u_q的交流分量，和分别为u_d和u_q的直流分量；上述低通滤波则通过软件方法来实现。

步骤5，根据步骤4求得的u_d和u_q的直流分量和交流分量，按下式算得三相变频交流输出电压在αβ静止坐标下的基波分量和谐波分量：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{p\α}1}\\ u_{\mathrm{p\β}1}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{pd}}^{-}\\ u_{\mathrm{pq}}^{-}\end{array}\right]$

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{p\α}1}\\ u_{\mathrm{p\β}1}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{pd}}^{~}\\ u_{\mathrm{pq}}^{~}\end{array}\right]$

其中，u_pα1和u_pβ1分别表示三相变频交流输出电压在αβ静止坐标下的α轴基波分量和β轴基波分量，u_pαh和u_pβh分别表示三相变频交流输出电压在αβ静止坐标下的α轴谐波分量和β轴谐波分量；

步骤6，根据定子双绕组异步电机的控制绕组和功率绕组的匝数比，三相变频交流输出电压的幅值给定值、基波分量幅值的实际值、谐波分量幅值的实际值，按下式计算出功率变换器输出电压的幅值给定值：

$V_c^{*}={\mathrm{NV}}_{\mathrm{pm}}^{*}+K_{p3}\left(V_{\mathrm{pm}}^{*}{-V}_{\mathrm{pm}1}\right)+K_{i2}\text{\∫}(V_{\mathrm{pm}}^{*}-V_{\mathrm{pm}1})\mathrm{dt}$

${+K}_{p4}[0-V_{\mathrm{pmh}}]{+K}_{i3}\∫(0-V_{\mathrm{pmh}})\mathrm{dt}$

其中，为功率变换器输出电压的幅值给定值，N为定子双绕组异步电机中控制绕组与功率绕组的匝数比，K_p3和K_p4分别为第三、第四比例系数，K_i2和K_i3分别为第二、第三积分系数，为三相变频交流输出电压的幅值给定值，V_pm1和V_pmh分别为三相变频交流输出电压的基波分量幅值的实际值和谐波分量幅值的实际值，它们可根据步骤5算出，即 $V_{\mathrm{pm}1}=\sqrt{{u_{\mathrm{p\α}1}}^2+{u_{\mathrm{p\β}1}}^2},$ $V_{\mathrm{pmh}}=\sqrt{{u_{\mathrm{p\αh}}}^2+{u_{\mathrm{p\βh}}}^2};$ 而对于如图2所示的现有技术的功率变换器输出的电压的幅值给定值则为：

$V_c^{*}={\mathrm{NV}}_{\mathrm{pm}}^{*}+K_p\left(V_{\mathrm{pm}}^{*}{-V}_{\mathrm{pm}}\right)+K_i\text{\∫}(V_{\mathrm{pm}}^{*}-V_{\mathrm{pm}})\mathrm{dt}$

其中，V_pm为三相变频交流输出电压的幅值的实际值，K_p和K_i分别为比例系数和积分系数，其它变量含义同上。

步骤7，根据步骤2和6求出的功率变换器输出电压的频率给定值和幅值给定值，采用正弦波脉宽调制信号或空间电压矢量脉宽调制信号，通过驱动电路驱动功率变换器的开关管，从而调节施加在定子双绕组异步电机控制绕组上的电压的频率和幅值。

Claims (1)

1.具有电压谐波抑制功能的变频交流发电系统控制方法,所述变频交流发电系统包括定子双绕组异步发电机(1)、功率变换器(3)、控制绕组侧直流电压传感器(8)、功率绕组侧交流电压传感器(9)、功率绕组侧交流电流传感器(10)、控制器(11)、驱动电路(12)，所述的定子双绕组异步发电机包括两套绕组，一套为与负载连接的功率绕组，另一套为与功率变换器连接的控制绕组；所述直流电压传感器(8)和交流电压传感器(9)测取功率变换器直流母线电压和功率绕组变频交流电压，交流电流传感器(10)测取负载电流，控制器接收直流电压传感器(8)、交流电压传感器(9)和交流电流传感器(10)传来的信号，通过运算获得功率变换器输出电压的频率给定值和幅值给定值；根据所述功率变换器输出电压的频率给定值和幅值给定值通过正弦波脉宽调制信号或空间电压矢量脉宽调制信号，经驱动电路来驱动功率变换器的开关管，以改变发电机的转差频率和调节气隙磁场的幅值及谐波含量，从而保证该发电系统输出的变频交流电压稳定且正弦；其特征在于：

所述功率变换器输出电压的频率给定值，通过所述负载的有功功率信息和功率变换器直流母线电压的误差得到；所述功率变换器输出电压的幅值给定值，通过三相变频交流输出电压的基波分量幅值的误差和谐波分量幅值的误差得到；

所述功率变换器输出电压的频率给定值和幅值给定值通过如下步骤获得：

步骤1，根据功率绕组侧交流电压传感器、交流电流传感器的测量值，按下式算得负载的瞬时有功功率：

P_p＝u_pAi_lA+u_pBi_lB+u_pCi_lC

其中，P_p为负载的瞬时有功功率，u_pA，u_pB，u_pC分别为三相变频交流输出电压的瞬时值，i_lA，i_lB，i_lC分别为三相负载电流的瞬时值；

步骤2，根据控制绕组侧直流电压传感器的测量值和功率变换器直流母线电压给定值，按下式计算出功率变换器输出电压的频率给定值：

$f_c^{*}=f_r-K_{p1}{P}_p-K_{p2}(u_{\mathrm{cdc}}^{*}-u_{\mathrm{cdc}})-K_{i1}\∫(u_{\mathrm{cdc}}^{*}-u_{\mathrm{cdc}})\mathrm{dt}$

其中，为功率变换器输出的电压频率给定值，f_r为转子机械转速，K_p1和K_p2分别为第一、第二比例系数，K_i1为第一积分系数，和u_cdc分别为功率变换器直流母线电压的给定值和控制绕组侧直流电压传感器的测量值；

步骤3，根据三相变频交流输出电压的瞬时值，按下式算得三相变频交流输出电压在dq旋转坐标系下的d轴分量和q分量：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{pd}}\\ u_{\mathrm{pq}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\θ}& \cos (\mathrm{\θ}-2\mathrm{\π}/3)& \cos (\mathrm{\θ}+2\mathrm{\π}/3)\\ -\sin \mathrm{\θ}& -\sin (\mathrm{\θ}-2\mathrm{\π}/3)& -\sin (\mathrm{\θ}+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{pA}}\\ u_{\mathrm{pB}}\\ u_{\mathrm{pC}}\end{array}\right]$

其中，u_pd和u_pq分别为三相变频交流输出电压在dq旋转坐标系下的d轴分量和q分量，θ为dq旋转坐标系的d轴与abc静止坐标系a轴的夹角，它的取值为θ＝2πf_rt；

步骤4，对步骤3求得的u_pd和u_pq进行低通滤波，得到它们的直流分量，再按下式得到它们的交流分量：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{pd}}^{~}=u_{\mathrm{pd}}-u_{\mathrm{pd}}^{-}\\ u_{\mathrm{pq}}^{~}=u_{\mathrm{pq}}-u_{\mathrm{pq}}^{-}\end{array}\right.$

其中，和分别为u_pd和u_pq的交流分量，和分别为u_pd和u_pq的直流分量；

步骤5，根据步骤4求得的u_pd和u_pq的直流分量和交流分量，按下式算得三相变频交流输出电压在αβ静止坐标下的基波分量和谐波分量：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{p\α}1}\\ u_{\mathrm{p\β}1}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{pd}}^{-}\\ u_{\mathrm{pq}}^{-}\end{array}\right]$

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{p\αh}}\\ u_{\mathrm{p\βh}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{pd}}^{~}\\ u_{\mathrm{pq}}^{~}\end{array}\right]$

其中，u_pα1和u_pβ1分别表示三相变频交流输出电压在αβ静止坐标下的α轴基波分量和β轴基波分量，u_pαh和u_pβh分别表示三相变频交流输出电压在αβ静止坐标下的α轴谐波分量和β轴谐波分量；

步骤6，根据定子双绕组异步发电机的控制绕组和功率绕组的匝数比，三相变频交流输出电压的幅值给定值、基波分量幅值的实际值、谐波分量幅值的实际值，按下式计算出功率变换器输出电压的幅值给定值：

$\begin{array}{c}{V_c}^{*}={\mathrm{NV}}_{\mathrm{pm}}^{*}+K_{p3}(V_{\mathrm{pm}}^{*}-V_{\mathrm{pm}1})+K_{i2}\∫(V_{\mathrm{pm}}^{*}-V_{\mathrm{pm}1})\mathrm{dt}\\ +K_{p4}[0-V_{\mathrm{pmh}}]+K_{i3}\∫(0-V_{\mathrm{pmh}})\mathrm{dt}\end{array}$

其中，V_c ^*为功率变换器输出电压的幅值给定值，N为定子双绕组异步发电机中控制绕组与功率绕组的匝数比，K_p3和K_p4分别为第三、第四比例系数，K_i2和K_i3分别为第二、第三积分系数，为三相变频交流输出电压的幅值给定值，V_pm1和V_pmh分别为三相变频交流输出电压的基波分量幅值的实际值和谐波分量幅值的实际值，根据步骤5算出，即 $V_{\mathrm{pm}1}=\sqrt{{u_{\mathrm{p\α}1}}^2+{u_{\mathrm{p\β}1}}^2},V_{\mathrm{pmh}}=\sqrt{{u_{\mathrm{p\αh}}}^2+{u_{\mathrm{p\βh}}}^2}.$