CN110504875A - 一种基于非对称脉宽调制的方波电压注入方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于非对称脉宽调制的方波电压注入方法，针对低开关频率下传统正弦电压注入法存在的高频响应电流畸变、载波次谐波倍频和边带谐波低次化等问题，提出一种基于非对称空间矢量脉宽调制来实现方波电压注入的无位置传感器控制方法：选择方波电压作为注入谐波，免除位置估计环节大量滤波器的使用，简化高频信号处理过程；采用非对称空间矢量脉宽调制(ASVM)方法，消除低阶边带谐波和基带谐波，减少高频响应电流信号重叠。实验结果表明，基于ASVM的方波电压注入法在低开关频率下有效降低了高频响应电流中的无效谐波成分干扰，提高了转子位置估计性能。

Description

一种基于非对称脉宽调制的方波电压注入方法

技术领域

本发明属于永磁同步电机无位置传感器控制方法，涉及一种基于非对称脉宽调制的方波电压注入方法，是一种在低开关频率下基于非对称空间矢量脉宽调制来实现方波电压注入的转子位置估计方法，属于交流电机传动技术领域。

背景技术

永磁同步电机因效率高、功率密度大及宽调速范围等优点，近年来受到轨道交通行业的密切关注。由于与牵引电机为一体，恶劣的环境导致位置传感器的故障率一直较高，造成机破、降速行驶等安全问题。无位置传感器控制是解决这一问题的关键技术。然而，与其他工业应用相比，高速列车逆变器的开关器件受开关损耗和散热的限制，最高开关频率一般不超过1kHz。为使电流具有更好的谐波性能和对称特征，目前牵引逆变器在低开关频率下普遍采用混合脉宽调制：低速段采用异步调制方法，高速段采用特定谐波消去法(SHEPWM)，额定速段以上采用方波调制方法。其中，异步调制区的开关频率通常不超过500Hz，在这种情况下，采用传统空间矢量调制(SVM)方法会出现载波次谐波倍频和边带谐波低次化的问题。与此同时，在高频信号处理中低次谐波不能被带通滤波器(BPF)完全滤除，导致滤波信号重叠，影响位置估计精度。由于上述原因，基于高频信号注入的无传感器控制方案在轨道交通领域的广泛应用受到限制。另一方面，传统的正弦电压注入法在高频信号解调和位置估计时需要使用较多滤波器，会极大限制电流环和速度环的带宽，且开关频率较低时由于采样点数较少，正弦电压信号会发生严重失真，导致响应电流出现畸变。而方波电压信号的形式决定了其更加适用于低开关频率下的谐波注入。

目前，国内外关于永磁同步电机无位置传感器控制的研究主要集中在开关频率较高的情况下，而在低开关频率下仍应用传统SVM异步调制方法，并没有分析和解决传统SVM方法带来的低次谐波加剧的问题。

低开关频率下传统的无位置传感器控制方法会存在以下两个特殊问题：1)正弦信号在低采样频率下由于采样点过少会出现严重失真，导致高频响应信号出现严重畸变。2)采用传统空间矢量调制(SVM)方法会出现载波次谐波倍频和边带谐波低次化的问题。

发明内容

要解决的技术问题

为了避免现有技术的不足之处，本发明提出一种基于非对称脉宽调制的方波电压注入方法，一方面选择方波电压作为注入谐波，简化了高频信号处理过程。另一方面采用非对称空间矢量脉宽调制(ASVM)方法，消除低阶边带谐波和基带谐波，减少高频电流信号重叠。

技术方案

一种基于非对称脉宽调制的方波电压注入方法，其特征在于步骤如下：

步骤1：在电机静止时向估计d轴注入方波电压信号，通过PI电流调节器输出交直轴电压U_d和U_q；

所述方波电压信号为：

式中，符号“∧”代表对应量的估计值，U_h为注入方波电压的幅值，注入频率ω_h设置为开关频率的一半；

步骤2：电机起动后，通过BPF滤波来获取α、β轴高频响应电流：

式中，i_α、i_β为实际的α、β轴电流，为滤波后的α、β轴高频响应电流；

步骤3：计算α、β轴高频响应电流的包络线I_cos、I_sin：

式中，θ_r为真实转子位置，为位置观测单元估计出的转子位置，Δi_αh和Δi_βh为相邻两个采样点的高频响应电流差值；L_dh和L_qh为高频下电机d、q轴电感；

步骤4：获取估计位置和估计转速：

转子位置估算值

转速估算值

式中，作为位置观测单元的输入，K_p、K_i和K_d分别为位置观测单元的设计参数；

所述其中：

所述其中：a＜0，J为电机转动惯量；

步骤5：估算的转子位置参与坐标变换，获取α、β轴电压：

式中，以u_α、u_β作为脉冲生成环节的输入，通过空间矢量脉宽调制方式获取三相调制波信号u_A,u_B,u_C：

其中：

步骤6：在一个载波周期T_s的1/4和3/4处对叠加方波信号后的三相调制波u_A,u_B,u_C分别进行两次采样，记前、后半周期的采样值分别为u_A1,u_B1,u_C1,u_A2,u_B2,u_C2；

步骤7：计算等效调制信号u_AM,u_BM,u_CM：

在前半周期为：

在后半周期为：

步骤8：计算IGBT各桥臂开关状态：

u_AM>u_c,S_A＝0

u_AM≤u_c,S_A＝1

u_BM>u_c,S_B＝0

u_BM≤u_c,S_B＝1

u_BM>u_c,S_B＝0

u_BM≤u_c,S_B＝1

式中，S_A,S_B,S_C为各相桥臂的开关动作，其为1时表示相应桥臂上桥臂IGBT开通，下桥臂IGBT关断，0表示其关断，相应下桥臂开通，u_c为载波。

有益效果

本发明提出的一种基于非对称脉宽调制的方波电压注入方法，在电机静止时向估计d轴注入方波电压信号，通过PI电流调节器输出交直轴电压U_d和U_q。并在完成初始定位后使N极收敛到真实d轴。电机起动后，通过BPF滤波来获取αβ轴高频响应电流，通过位置观测单元估算转子位置使用估算的转子位置参与坐标变换，在脉冲生成环节通过非对称的空间矢量调制方式输出电压脉冲。

通过方波电压注入实现永磁同步电机位置估计的无位置传感器控制策略，考虑到低开关频率带来的低次谐波加剧造成的转子位置估计误差，通过分析低开关频率下采用不同脉冲调制方法时提取出的高频电流信号的谐波组成及对转子位置估计精度的影响，提出一种非对称矢量脉宽调制方法，旨在实现减小高频电流信号重叠，消除低阶边带谐波和基带谐波，提高位置估计精度。

本发明针对低开关频率下传统正弦电压注入法存在的高频响应电流畸变、载波次谐波倍频和边带谐波低次化等问题，提出一种基于非对称空间矢量脉宽调制来实现方波电压注入的无位置传感器控制方法：选择方波电压作为注入谐波，免除位置估计环节大量滤波器的使用，简化高频信号处理过程；采用非对称空间矢量脉宽调制(ASVM)方法，消除低阶边带谐波和基带谐波，减少高频响应电流信号重叠。实验结果表明，基于ASVM的方波电压注入法在低开关频率下有效降低了高频响应电流中的无效谐波成分干扰，提高了转子位置估计性能。

本发明所述的永磁同步电机无位置传感器控制具有以下优点：1)选用方波电压作为注入谐波，免除了位置估计环节大量滤波器的使用，提高了控制系统带宽；2)采用ASVM进行脉冲调制，显著降低了高频信号的边带谐波和基带谐波，减小了高频信号重叠，显著改善了位置估计效果；3)考虑负载电流分量对位置估计精度的影响，在高频信号提取环节通过BPF滤除负载高频分量，进一步改善了位置估计效果。

附图说明

图1：本发明方法原理框图

图2：不同采样方式对比图

图3：传统SVM调制原理图

图4：ASVM调制原理图

图5：不同调制方式下高频电流谐波分量组成图

图6：注入方波电压及其感生高频电流图

图7：高频电流包络线提取原理框图

图8：归一化处理与位置观测器

图9：系统硬件电路结构框图

图10：异步调制区输出电流谐波分量组成图

图11：半载条件下转速在200r/min时基于传统SVM调制的无位置控制性能

图12：半载条件下转速在200r/min时基于ASVM调制的无位置控制性能

具体实施方式

现结合实施例、附图对本发明作进一步描述：

本发明方法的控制原理框图如图1所示。其中，高频电流信号i_αβ通过带通滤波器提取，滤波得到的高频电流信号通过信号解调及位置观测器完成转速和位置的估计，给定交直轴电流与反馈电流i_dq之差通过PI电流调节器进行输出电压U_dq的计算，并通过非对称空间矢量调制(Asymmetric Space Vector Modulation,ASVM)方法控制三相全桥逆变器的输出，驱动永磁同步电机，实现PMSM在低开关频率下的无位置起动。

包括以下几方面：

1、ASVM改变了调制波在一个载波周期内的采样方式。不同采样方式下单相PWM波形如图2所示，其中，ASVM在一个载波周期内的1/4和3/4处取两个采样点，再这用两个采样值来分别计算前半周期和后半周期的脉冲，完成两次脉冲更新，其采样频率是开关频率的两倍。在开关频率较低时，ASVM的前、后半周期采样点相差较大，更接近于自然采样且避免了复杂的运算。图3、图4所示为七段式SVM和ASVM在一个载波周期内的调制原理图，图中，ASVM开关管的开通时间在前、后半周期不对称。

2、通过快速傅里叶分析法(FFT)来分析低开关频率下不同脉冲调制方式对系统电流谐波分量产生的影响。定义载波u_C和调制波u_M的时域表达式为：

其中，ω_c为载波角频率，ω₀为基波角频率，θ_c为载波相角，θ₀为基波相角。定义载波频率为f_c，基波频率为f₀。基于二重傅里叶分析，用x(t)和y(t)将输出电压f(x,y)表示为各谐波分量的组成：

f(x,y)＝H₁(y)+H₂(x)+H₃(x,y)+H₄(x,y)

其中，H₁表示直流分量，H₂表示基波分量和基带谐波，其频率分别为f₀和nf₀(n≠1)，H₃表示载波谐波，其频率为mfc，H₄表示边带谐波，其频率为mfc±nf₀，m、n分别为载波和基波频率的整数倍(m＝1,2,3…,n＝1,2,3…)。各谐波分量分别表示为

以A相电压为例，不同采样方式下输出电压谐波组成情况如表1所示。表中√表示该项存在，其数量表示相应分量的强度，×表示不存在。FFT结果显示采用非对称采样方式使输出信号的基带谐波和边带谐波分量显著降低，图5所示为不同调制方式下的高频响应电流i_αh的谐波分量组成。

表1

3、通过方波注入实现转子位置估计，主要包括：

a)向估计d轴注入方波电压信号后，通过对αβ轴电流进行信号处理来估计转子位置。注入的电压形式为：

其中，符号“∧”代表对应量的估计值，U_h为注入方波电压的幅值，注入频率ω_h设置为开关频率的一半。注入的方波电压及其感生的高频电流响应信号与载波的对应关系如图6所示。实验条件下注入的方波电压信号参数设定依赖于电机和逆变器参数，此时开关频率为500Hz，方波电压频率250Hz，注入电压幅值10V。

b)对高频电流响应信号解调，对经过BPF的高频响应电流进行包络线提取：

其中，I_cos、I_sin为高频响应电流的包络线，θ_r为真实转子位置，为估计转子位置，Δi_αh和Δi_βh为相邻两个采样点的高频响应电流差值。解调过程如图7所示，I_cos、I_sin经归一化处理后，解调出转子位置误差信息

c)转子位置误差作为如图8所示的位置观测单元的输入进行转子位置和速度的估计，计算过程为

其中，为转速估算值，K_p、K_i和K_d分别为位置观测单元的设计参数。

具体实施例：

本发明实施例的系统硬件结构如图9所示，包括：整流电路、滤波电路、三相全桥逆变器、电流和电压检测电路、中央控制器。本系统采用旋转变压器来进行真实位置信号的采集，并与估计位置作对比，构成永磁同步电机无位置传感器控制系统。为验证本发明方法，采用RTLAB作为主控制器，利用一台3.7KW的永磁同步电机搭建了验证平台。

实施例包含的具体步骤如下：

1.基于RTLAB控制器搭建方波注入的基础模型；

2.通过αβ轴高频响应电流解算位置信号，包括以下步骤：

(2.1).通过电流传感器以及相应的信号处理电路从交流供电的逆变器电路中测得PMSM三相电流i_A、i_B、i_C，其中i_ABC＝i_ABCf+i_ABCh；

(2.2).由下式计算永磁同步电机定子电流在静止两相坐标系αβ轴下的分量：

(2.3).由下式提取αβ轴高频响应电流：

(2.4).从下式解算αβ轴高频响应电流包络线

(2.5).通过位置观测单元获取估计位置和估计转速

3.通过以下步骤分析低开关频率下采用不同调制方式时高频电流i_αh的谐波组成：

(3.1).载波u_C和调制波u_M的时域组成分量可表示为

(3.2).基于二重傅里叶分析，用x(t)和y(t)将输出电压f(x,y)表示为各谐波分量的组成：

f(x,y)＝H₁(y)+H₂(x)+H₃(x,y)+H₄(x,y)

图10为在0-23Hz基频范围内每个谐波分量的频率变化，BPF可以有效滤除基波及载波谐波。图5为使用ASVM调制和传统SVM调制时经BPF提取出高频电流i_αh的谐波组成，ASVM可以抵消n为偶数次的基带谐波和m±n为偶数次的边带谐波，削弱n为奇数次的基带谐波，ASVM改善了高频信号的谐波特性。

4.采用ASVM方法调制PWM波，包括以下步骤：

(4.1).在一个载波周期T_s的1/4和3/4处对三相调制波u_A,u_B,u_C分别进行两次采样，

记前、后半周期的采样值分别为u_A1,u_B1,u_C1,u_A2,u_B2,u_C2。

(4.2).计算等效调制信号u_AM,u_BM,u_CM，在前半周期为

u_AM＝u_A1

u_BM＝u_B1

u_CM＝u_C1

在后半周期为

u_AM＝u_A2

u_BM＝u_B2

u_CM＝u_C2

(4.3).S_A,S_B,S_C为ASVM时各相桥臂的开关动作，记1表示相应桥臂上桥臂IGBT开通，0表示其关断，载波为u_c，则有

u_AM>u_c,S_A＝0

u_AM≤u_c,S_A＝1

u_BM>u_c,S_B＝0

u_BM≤u_c,S_B＝1

u_BM>u_c,S_B＝0

u_BM≤u_c,S_B＝1

所述的ASVM调制原理如图4所示，图4以第一个扇区为例，由于扇区的对称性，其分析可以推广到其他各个扇区。

所述的PMSM无位置传感器控制实施例中，图9所示的硬件系统中三相全桥逆变器输出端接入PMSM定子三相绕组，在估计出转子初始位置后，控制PMSM实现启动并工作在低速状态。图11至图12即为电机在图9所示硬件系统的控制下，使用ASVM调制策略时的电机转速波形、位置估计波形、位置估计误差、q轴给定电流与采用传统SVM调制策略时的对比。

Claims (1)

1.一种基于非对称脉宽调制的方波电压注入方法，其特征在于步骤如下：

步骤1：在电机静止时向估计d轴注入方波电压信号，通过PI电流调节器输出交直轴电压U_d和U_q；

所述方波电压信号为：

式中，符号“∧”代表对应量的估计值，U_h为注入方波电压的幅值，注入频率ω_h设置为开关频率的一半；

步骤2：电机起动后，通过BPF滤波来获取α、β轴高频响应电流：

式中，i_α、i_β为实际的α、β轴电流，为滤波后的α、β轴高频响应电流；

步骤3：计算α、β轴高频响应电流的包络线I_cos、I_sin：

式中，θ_r为真实转子位置，为位置观测单元估计出的转子位置，Δi_αh和Δi_βh为相邻两个采样点的高频响应电流差值；L_dh和L_qh为高频下电机d、q轴电感；

步骤4：获取估计位置和估计转速：

转子位置估算值

转速估算值

式中，作为位置观测单元的输入，K_p、K_i和K_d分别为位置观测单元的设计参数；

所述其中：

所述其中：a＜0，J为电机转动惯量；

步骤5：估算的转子位置参与坐标变换，获取α、β轴电压：

式中，以u_α、u_β作为脉冲生成环节的输入，通过空间矢量脉宽调制方式获取三相调制波信号u_A,u_B,u_C：

其中：

步骤6：在一个载波周期T_s的1/4和3/4处对叠加方波信号后的三相调制波u_A,u_B,u_C分别进行两次采样，记前、后半周期的采样值分别为u_A1,u_B1,u_C1,u_A2,u_B2,u_C2；

步骤7：计算等效调制信号u_AM,u_BM,u_CM：

在前半周期为：

在后半周期为：

步骤8：计算IGBT各桥臂开关状态：

u_AM>u_c,S_A＝0

u_AM≤u_c,S_A＝1

u_BM>u_c,S_B＝0

u_BM≤u_c,S_B＝1

u_BM>u_c,S_B＝0

u_BM≤u_c,S_B＝1

式中，S_A,S_B,S_C为各相桥臂的开关动作，其为1时表示相应桥臂上桥臂IGBT开通，下桥臂IGBT关断，0表示其关断，相应下桥臂开通，u_c为载波。