CN113346902A - 基于tiadc复合输出的全数字校准结构及其校准方法 - Google Patents

基于tiadc复合输出的全数字校准结构及其校准方法 Download PDF

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    • Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks

Abstract

本发明公开了一种基于TIADC复合输出的全数字校准结构及其校准方法，该全数字校准结构包括：数据复合模块、误差补偿模块、误差估计模块；其中，数据复合模块对外部输入的模拟信号x进行数据转换处理，得到第n次采样的m个通道的输出信号；误差补偿模块对复合输出信号y(n)求导得到导数值y′(n)后，根据误差估计模块反馈的第n‑m次采样的失调误差估计值
Figure DDA0003117475820000011
增益误差估计值
Figure DDA0003117475820000012
和时间误差估计值
Figure DDA0003117475820000013
对复合输出信号y(n)进行误差补偿得到补偿输出信号
Figure DDA0003117475820000014
并传递给误差估计模块；同时作为TIADC在第n次采样的最终输出。本发明能以较低的硬件消耗完成能适用于任意通道的TIADC系统校准，从而能够校准任意Nyquist频带的信号，并能对失配误差进行高效的补偿。

Description

基于TIADC复合输出的全数字校准结构及其校准方法
技术领域
本发明涉及模拟数字转换领域，更具体地说是一种多通道时间交织模数转换器通道间失配误差的全数字校准结构及其校准方法。
背景技术
随着社会信息技术的快速发展，在通信、计算机、仪表控制等领域对模数转换器(Analog-to-digital)的性能要求越来越高，因此高性能的ADC具有非常广泛的应用，并且有着重要的战略意义。受目前ADC发展水平和工艺水平的限制，单个ADC的性能很难同时满足高速率和高精度的要求，因此时间交织模数转换器(TIADC)应运而生。
TIADC(Time-InterleavedAnalog-to-Digital Converter)即时间交织模数转换器是一种并行交替型ADC，采用并行的结构能够大大的提高系统的采样速率，但是由于各通道存在时间失配、增益失配和失调失配，三种失配严重影响了TIADC的性能。
目前国内外已有若干针对TIADC失配误差校准的研究出现，国内如尹勇生、张睿等人发明的基于两组互质劈分TIADC通道对同一采样点转换的差值进行误差提取的校准方法(尹勇生，张睿，梁上泉，邓红辉，宋宇鲲，高明伦.无冗余通道的时间交叉ADC劈分校准结构及其自适应校准方法.中国专利：201110102646.7，2011-12-21)；文献[带参考通道的时间交叉ADC数字后台校准方法]中提出一种利用参考通道提供参考点来提取通道失配误差值，通过LMS自适应算法完成通道失配误差的补偿。但这些方法要么对模数转换器结构有要求，要么就是需要增加冗余的模数转换器，增加了设计难度或者硬件成本。S.Jamal和D.Fu等人提出基于随机斩波对失调失配进行校准，基于斩波调制对增益失配和采样时间失配进行校准(Jamal Shafiq M,Fu Daihong,Hurst Paul J,Lewis Stephen H.A 10-b 120-Msample/stime-interleaved analog-to-digital converter with digital backgroundcalibration[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits,v 37,n 12,p 1618-1627,December 2002)，然而这种方案只适用于两通道的TIADC，无法向更多通道甚至任意通道扩展。Matsuno J,Yamaji T和Furuta M等人提出一种基于沃尔什函数调制变换构造与杂散信号相关的信号进行误差估计和补偿来校准增益和时间误差(Matsuno J,Yamaji T,FurutaM,et al.All-Digital Background Calibration Technique for Time-InterleavedADCUsing PseudoAliasing Signal[J].IEEE Transactions on Circuits&Systems IRegular Papers,2013,60(5):1113-1121.)，然而这种方案只适用于偶数通道数的TIADC，且失调误差要先独立校准，通道数目越多，需要采用的调制函数也越多，硬件消耗也会成倍的增加。
发明内容
本发明为了克服现有技术存在的不足之处，提供一种基于TIADC复合输出的全数字校准结构及其校准方法，以期能以较低的硬件消耗完成能适用于任意通道的TIADC系统校准，从而能够校准任意Nyquist频带的信号，并能对失配误差进行高效的补偿。
本发明为解决技术问题采用如下技术方案：
本发明一种基于TIADC复合输出的全数字校准结构的特点是包括：数据复合模块、误差补偿模块、误差估计模块；
所述数据复合模块对外部输入的模拟信号x进行数据转换处理，得到第n次采样的m个通道的输出信号{y1(n),y2(n),…,yi(n),…,ym(n)}，其中yi(n)表示第n次采样的第i个通道的输出信号，再将第n次采样的m个通道的输出信号{y1(n),y2(n),…,yi(n),…,ym(n)}进行复合处理得到第n次采样的复合输出信号y(n)并传递给所述误差补偿模块；i＝1,2,…,m；
所述误差补偿模块对所述第n次采样的复合输出信号y(n)求导得到复合输出信号y(n)的导数值y′(n)后，根据所述误差估计模块反馈的第n-m次采样的失调误差估计值
Figure BDA0003117475800000021
增益误差估计值
Figure BDA0003117475800000022
和时间误差估计值
Figure BDA0003117475800000023
对复合输出信号y(n)进行误差补偿得到第n次采样的补偿输出信号
Figure BDA0003117475800000024
并传递给所述误差估计模块；同时作为TIADC在第n次采样的最终输出；
所述误差估计模块分别求得第n次采样的补偿输出信号
Figure BDA0003117475800000025
的平方
Figure BDA0003117475800000026
以及补偿输出信号
Figure BDA0003117475800000027
与补偿输出信号
Figure BDA0003117475800000028
的导数值
Figure BDA0003117475800000029
的乘积Y(n)，再将所述补偿输出信号
Figure BDA00031174758000000210
同时输入指数平均器ave和m分时指数平均器ave_m中得到平均值
Figure BDA00031174758000000211
和m分时平均值
Figure BDA00031174758000000212
从而由所述m分时平均值
Figure BDA00031174758000000213
和平均值
Figure BDA00031174758000000214
的做差计算得到失调误差相关量εo(n)；
将所述补偿输出信号
Figure BDA00031174758000000215
的平方
Figure BDA00031174758000000216
同时输入所述指数平均器ave和m分时指数平均器ave_m中得到平方平均值
Figure BDA00031174758000000217
和m分时平方平均值
Figure BDA00031174758000000218
从而由所述m分时平均值
Figure BDA00031174758000000219
和平均值
Figure BDA00031174758000000220
的做差计算得到增益误差相关量εg(n)；
将所述乘积Y(n)同时输入所述指数平均器ave和m分时指数平均器ave_m中得到乘积平均值
Figure BDA00031174758000000221
和m分时乘积平均值
Figure BDA00031174758000000222
从而由所述m分时平均值
Figure BDA00031174758000000223
和平均值
Figure BDA00031174758000000224
的做差计算得到时间误差相关量εt(n)；
所述误差估计模块利用m分时LMS迭代器lms_m对所述失调误差相关量εo(n)、增益误差相关量εg(n)和时间误差相关量εt(n)进行迭代计算，得到第n次采样的失调误差估计值
Figure BDA0003117475800000031
增益误差估计值
Figure BDA0003117475800000032
和时间误差估计值
Figure BDA0003117475800000033
延时得到所述的失调误差估计值
Figure BDA0003117475800000034
增益误差估计值
Figure BDA0003117475800000035
和时间误差估计值
Figure BDA0003117475800000036
并反馈回误差补偿模块。
本发明一种基于TIADC复合输出的全数字校准方法的特点是按如下步骤进行：
步骤1、对外部输入的模拟信号x进行时间交替数据转换处理，得到m个通道的输出信号{y1(n),y2(n),…,yi(n),,ym(n)}，其中yi(n)表示第n次采样的第i个通道的输出信号；i＝1,2,…,m；
步骤2：将所述的第n次采样的m个通道的输出信号{y1(n),y2(n),…,yi(n),…,ym(n)}进行复合处理得到第n次采样的复合输出信号y(n)；i＝1,2,…,m；
步骤3、根据式(1)对所述的复合输出信号y(n)进行失调、增益和时间三种失配误差的补偿，从而得到误差补偿的补偿输出信号
Figure BDA0003117475800000037
Figure BDA0003117475800000038
式(1)中，y′(n)为复合输出信号y(n)经过带通导数滤波器求导得到的导数值；
Figure BDA0003117475800000039
Figure BDA00031174758000000310
分别为第n-m次采样的失调、增益和时间误差估计值；
步骤4、将所述补偿输出信号
Figure BDA00031174758000000311
分别经过指数平均器ave和m分时指数平均器ave_m求得平均值
Figure BDA00031174758000000312
和m分时平均值
Figure BDA00031174758000000313
然后将所述m分时平均值
Figure BDA00031174758000000314
和平均值
Figure BDA00031174758000000315
做差，得到失调误差相关量εo(n)；
步骤5、对所述补偿输出信号
Figure BDA00031174758000000316
求平方得到补偿输出平方信号
Figure BDA00031174758000000317
然后将所述补偿输出平方信号
Figure BDA00031174758000000318
分别经过指数平均器ave和m分时指数平均器ave_m求得平方平均值
Figure BDA00031174758000000319
和m分时平方平均值
Figure BDA00031174758000000320
然后将所述的m分时平方平均值
Figure BDA00031174758000000321
和平均值
Figure BDA00031174758000000322
做差，得到增益误差相关量εg(n)；
步骤6、将所述补偿输出信号
Figure BDA0003117475800000041
经过三点数值微分器求得补偿输出信号的导数值
Figure BDA0003117475800000042
再将所述的补偿输出信号
Figure BDA0003117475800000043
和补偿输出信号的导数值
Figure BDA0003117475800000044
时序匹配后相乘，得到补偿输出信号
Figure BDA0003117475800000045
与其导数
Figure BDA0003117475800000046
的乘积值，记为Y(n)；
步骤7、将所述乘积值Y(n)分别经过指数平均器ave和m分时指数平均器ave_m求得乘积平均值
Figure BDA0003117475800000047
和m分时乘积平均值
Figure BDA0003117475800000048
然后将所述m分时乘积平均值
Figure BDA0003117475800000049
和平均值
Figure BDA00031174758000000410
做差，得到时间误差相关量εt(n)；
步骤8、根据m分时LMS迭代器lms_m结构算法，按照式(2)将所述失调、增益和时间误差相关量εo(n)、εg(n)、εt(n)进行迭代计算，分别得到第n次采样的失调、增益和采样时间误差估计值
Figure BDA00031174758000000411
和
Figure BDA00031174758000000412
Figure BDA00031174758000000413
式(2)中，u为迭代步长；
步骤9、所述第n次采样的失调、增益和采样时间误差估计值
Figure BDA00031174758000000414
和
Figure BDA00031174758000000415
经延时模块存储m个采样周期后用于第n+m次采样的复合输出信号y(n+m)的补偿得到补偿输出信号
Figure BDA00031174758000000416
与已有技术相比，本发明有益效果体现在：
1、本发明直接对TIADC复合输出上进行校准操作，校准结构与模数转换器和数据复合模块相对独立，无需要求模数转换器模块设计成劈分结构或者增加一个冗余的参考通道；在校准算法上也不需要采用沃尔什调制函数，且能同时校准三种失配误差，结构更简单，硬件消耗更低；
2、本发明的校准结构的硬件消耗程度随通道数增加所带来增幅非常低，只需相应的修改分时指数平均器和分时LMS迭代器的延迟模块的延时级数就行；并且当通道数满足倍数关系时，通道数目大的结构可直接适用在小数目通道的结构上，无需做任何修改，算法的移植性性更强；
3、本发明在针对时间误差补偿的求导模块时，使用带通导数滤波器解决传统FIR微分器频带受限于第一Nyquist频带的问题，从而使得校准结构可适用于任意Nyquist频带内信号的校准。
附图说明
图1是本发明在m通道时间交织ADC应用场合的校准原理框图；
图2是本发明带通导数滤波器模块原理框图；
图3是本发明三点数值微分模块原理框图；
图4是本发明指数平均器ave模块原理框图；
图5是本发明m分时指数平均器ave_m模块原理框图；
图6是本发明m分时LMS迭代器lms_m模块原理框图；
图7是本发明数据复合模块原理框图；
图8a是4通道时间交织ADC的输入信号为第一Nyquist频带内的多频信号时，时间交织ADC量化结果未经过校准的TIADC输出信号的频谱图；
图8b是4通道时间交织ADC的输入信号为第一Nyquist频带内的多频信号时，时间交织ADC量化结果经过校准后输出信号的频谱图。
图9a是4通道时间交织ADC的输入信号为第二Nyquist频带内的多频信号时，时间交织ADC量化结果未经过校准的TIADC输出信号的频谱图；
图9b是4通道时间交织ADC的输入信号为第二Nyquist频带内多频信号时，时间交织ADC量化结果经过校准后输出信号的频谱图。
具体实施方式
本实施例中，如图1所示，一种基于TIADC复合输出的全数字校准结构，是设置一种全数字的反馈校准结构，直接在m通道交织TIADC复合输出信号上实现对失调、增益和时间三种误差的同时校准，无需引入额外的参考通道或者调制信号；其中在误差估计上设置了一种基于指数平均器的误差估计结构，分别通过补偿后的信号、补偿后信号的平方和补偿后信号与补偿后信号的导数的乘积等三种信号经过指数平均器ave和m分时指数平均器ave_m的差值估计失调、增益和时间误差大小。根据估计的三种误差值大小，利用m分时LMS迭代器lms_m驱动对TIADC的复合输出信号进行三种失配误差的逐渐完全补偿。当通道间的失配误差得到完全的补偿之后，此时所述的m通道交织TIADC的复合输出信号的补偿输出信号作为所述m通道交织TIADC的最终输出。具体的说，包括：数据复合模块、误差补偿模块、误差估计模块；
数据复合模块对外部输入的模拟信号x进行数据转换处理，得到第n次采样的m个通道的输出信号{y1(n),y2(n),…,yi(n),…,ym(n)}，其中yi(n)表示第n次采样的第i个通道的输出信号，再将第n次采样的m个通道的输出信号{y1(n),y2(n),…,yi(n),…,ym(n)}进行复合处理得到第n次采样的复合输出信号y(n)并传递给误差补偿模块；i＝1,2,…,m；
误差补偿模块对第n次采样的复合输出信号y(n)求导得到复合输出信号y(n)的导数值y′(n)后，根据误差估计模块反馈的第n-m次采样的失调误差估计值
Figure BDA0003117475800000061
增益误差估计值
Figure BDA0003117475800000062
和时间误差估计值
Figure BDA0003117475800000063
对复合输出信号y(n)进行误差补偿得到第n次采样的补偿输出信号
Figure BDA0003117475800000064
并传递给误差估计模块；同时作为TIADC在第n次采样的最终输出；
误差估计模块分别求得第n次采样的补偿输出信号
Figure BDA0003117475800000065
的平方
Figure BDA0003117475800000066
以及补偿输出信号
Figure BDA0003117475800000067
与补偿输出信号
Figure BDA0003117475800000068
的导数值
Figure BDA0003117475800000069
的乘积Y(n)，再将补偿输出信号
Figure BDA00031174758000000610
同时输入指数平均器ave和m分时指数平均器ave_m中得到平均值
Figure BDA00031174758000000611
和m分时平均值
Figure BDA00031174758000000612
从而由m分时平均值
Figure BDA00031174758000000613
和平均值
Figure BDA00031174758000000614
的做差计算得到失调误差相关量εo(n)；
将补偿输出信号
Figure BDA00031174758000000615
的平方
Figure BDA00031174758000000616
同时输入指数平均器ave和m分时指数平均器ave_m中得到平方平均值
Figure BDA00031174758000000617
和m分时平方平均值
Figure BDA00031174758000000618
从而由m分时平均值
Figure BDA00031174758000000619
和平均值
Figure BDA00031174758000000620
的做差计算得到增益误差相关量εg(n)；
将乘积Y(n)同时输入指数平均器ave和m分时指数平均器ave_m中得到乘积平均值
Figure BDA00031174758000000621
和m分时乘积平均值
Figure BDA00031174758000000622
从而由m分时平均值
Figure BDA00031174758000000623
和平均值
Figure BDA00031174758000000624
的做差计算得到时间误差相关量εt(n)；
误差估计模块利用m分时LMS迭代器lms_m对失调误差相关量εo(n)、增益误差相关量εg(n)和时间误差相关量εt(n)进行迭代计算，得到第n次采样的失调误差估计值
Figure BDA00031174758000000625
增益误差估计值
Figure BDA00031174758000000626
和时间误差估计值
Figure BDA00031174758000000627
延时得到第n-m次采样的失调误差估计值
Figure BDA00031174758000000628
增益误差估计值
Figure BDA00031174758000000629
和时间误差估计值
Figure BDA00031174758000000630
并反馈回误差补偿模块。
具体实施中，如图2所示，带通导数滤波器对复合输出信号y(n)进行求导，是将复合输出信号y(n)送入Hibert滤波器得到的结果与
Figure BDA00031174758000000631
相乘，然后将相乘的结果与复合输出信号y(n)经FIR微分器输出结果进行求和，得到复合输出信号的导数值y′(n)。其中k为Nyquist频带因子，
Figure BDA0003117475800000071
表示不大于
Figure BDA0003117475800000072
的最大整数；
如图3所示，三点数值微分器对补偿输出信号
Figure BDA0003117475800000073
进行求导，是将补偿输出信号
Figure BDA0003117475800000074
与补偿输出信号
Figure BDA0003117475800000075
延迟两个采样周期后的信号
Figure BDA0003117475800000076
求差，然后将求差的结果送入到乘法器与
Figure BDA0003117475800000077
相乘得到补偿输出信号的导数值
Figure BDA0003117475800000078
其中k为Nyquist频带因子；
如图4所示，指数平均器ave对输入信号进行求平均，将输入信号送入到第一个乘法器中与u1(0＜u1＜1)相乘，之后再送入第一个加法器中与反馈的数据相加。加法器的输出结果一是作为指数平均器ave的输出结果，二是经延迟一个采样周期后送入到第二个乘法器中与1-u1相乘，然后反馈给第一个加法器。指数平均器ave的输出结果近似为输入信号的平均值；
如图5所示，m分时指数平均器ave_m对输入信号进行m分时求平均，将输入信号送入到第一个乘法器中与u1(0＜u1＜1)相乘，之后再送入第一个加法器中与反馈的数据相加。加法器的输出结果一是作为m分时指数平均器指数平均器ave的输出结果，二是经延迟m个采样周期TS后送入到第二个乘法器中与1-u1相乘，然后反馈给第一个加法器。m分时指数平均器的输出结果近似为输入信号的m分时平均值；其中m为TIADC的子ADC通道数；
如图6所示，m分时LMS迭代器lms_m对输入信号进行m分时迭代运算，将输入信号送入到乘法器中与u(0＜u＜1)相乘，之后再送入第一个加法器中与反馈的数据相加。加法器的输出结果经延迟m个采样周期后，一是反馈给第一个加法器，二是作为m分时LMS迭代器lms_m的输出；其中m为TIADC的子ADC通道数；
如图7所示，数据复合单元将多路(m路)ADC的结果复合为一路信号，并保留所有通道ADC的信息并进行时序排列，counter控制使能端s，依次输出数字{1,2,…,m}控制多路选择器的开关断开，当数字为1时，选择第1路开启，其他路关闭，当数字为2时，选择第2路开启，其他路关闭······开关依次导通，将多路(m路)ADC的结果复合为一路信号；
将本发明应用在4通道，14bits分辨率，采样速率1G的TIADC为例，构成4通道的TIADC中的全数字校准方法是按如下步骤进行：
步骤1、对外部输入的模拟信号x进行时间交替数据转换处理，得到4个通道的输出信号{y1(n),y2(n),y3(n),y4(n)}，其中yi(n)表示第n次采样的第i个通道的输出信号；i＝1,2,3,4
步骤2：将第n次采样的4个通道的输出信号{y1(n),y2(n),y3(n),y4(n)}进行复合处理得到第n次采样的复合输出信号y(n)；i＝1,2,3,4；
步骤3、根据式(1)对复合输出信号y(n)进行失调、增益和时间三种失配误差的补偿，从而得到误差补偿的补偿输出信号
Figure BDA0003117475800000081
Figure BDA0003117475800000082
式(1)中，y′(n)为复合输出信号y(n)经过带通导数滤波器求导得到的导数值；
Figure BDA0003117475800000083
Figure BDA0003117475800000084
分别为第n-4次采样的失调、增益和时间误差估计值；
步骤4、将补偿输出信号
Figure BDA0003117475800000085
分别经过指数平均器ave和4分时指数平均器ave_m求得平均值
Figure BDA0003117475800000086
和4分时平均值
Figure BDA0003117475800000087
然后将4分时平均值
Figure BDA0003117475800000088
和平均值
Figure BDA0003117475800000089
做差，得到失调误差相关量εo(n)；
步骤5、对补偿输出信号
Figure BDA00031174758000000826
求平方得到补偿输出平方信号
Figure BDA00031174758000000810
然后将补偿输出平方信号
Figure BDA00031174758000000811
分别经过指数平均器ave和4分时指数平均器ave_m求得平方平均值
Figure BDA00031174758000000812
和4分时平方平均值
Figure BDA00031174758000000813
然后将4分时平方平均值
Figure BDA00031174758000000814
和平均值
Figure BDA00031174758000000815
做差，得到增益误差相关量εg(n)；
步骤6、将补偿输出信号
Figure BDA00031174758000000816
经过三点数值微分器求得补偿输出信号的导数值
Figure BDA00031174758000000817
再将补偿输出信号
Figure BDA00031174758000000818
和补偿输出信号的导数值
Figure BDA00031174758000000819
时序匹配后相乘，得到补偿输出信号
Figure BDA00031174758000000820
与其导数
Figure BDA00031174758000000821
的乘积值，记为Y(n)；
步骤7、将乘积值Y(n)分别经过指数平均器ave和4分时指数平均器ave_m求得乘积平均值
Figure BDA00031174758000000822
和4分时乘积平均值
Figure BDA00031174758000000823
然后将4分时乘积平均值
Figure BDA00031174758000000824
和平均值
Figure BDA00031174758000000825
做差，得到时间误差相关量εt(n)；
步骤8、根据4分时LMS迭代器lms_m结构算法，按照式(2)将失调、增益和时间误差相关量εo(n)、εg(n)、εt(n)进行迭代计算，分别得到第n次采样的失调、增益和采样时间误差估计值
Figure BDA0003117475800000091
和
Figure BDA0003117475800000092
Figure BDA0003117475800000093
式(2)中，u为迭代步长；
Figure BDA0003117475800000094
分别由失调、增益和时间误差估计值
Figure BDA0003117475800000095
和
Figure BDA0003117475800000096
延时得到，并用于步骤3的式(1)中计算；
步骤9、失调、增益和采样时间误差估计值
Figure BDA0003117475800000097
和
Figure BDA0003117475800000098
经延时模块存储4个采样周期TS后用于第n+4次采样的复合输出信号y(n+4)的补偿得到补偿输出信号
Figure BDA0003117475800000099
步骤10、当TIADC的失配误差在一段时间内得到完全校准之后，得到的第n次采样的补偿输出信号
Figure BDA00031174758000000910
作为TIADC最终的第n次采样输出。
图8a是4通道时间交织ADC的输入信号为第一Nyquist内的多频信号时，时间交织ADC量化结果未经过校准的TIADC输出信号的频谱图，可以看出，有失配误差造成的杂散频谱存在。
图8b是4通道时间交织ADC的输入信号为第一Nyquist内的多频信号时，时间交织ADC量化结果经过校准后输出信号的频谱图,可以看出，失配误差造成的杂散频谱明显变短，系统性能得到很大的提高。
图9a是4通道时间交织ADC的输入信号为第二Nyquist内的多频信号时，时间交织ADC量化结果未经过校准的TIADC输出信号的频谱图，可以看出，有失配误差造成的杂散频谱存在。
图9b是4通道时间交织ADC的输入信号为第二Nyquist内的多频信号时，时间交织ADC量化结果经过校准后输出信号的频谱图,可以看出，失配误差造成的杂散频谱明显变短，系统性能得到很大的提高。
综上所述，本发明能直接对TIADC复合输出进行校准操作，不需要参考通道或者调制信号，计算复杂度低、易于硬件实现；校准过程在纯数字域进行，适用于任意通道的TIADC系统校准，并能够校准任意Nyquist频带内的信号，以及对通道失配误差进行高效的补偿，从而快速准确地实现通道间失配误差的校准。

Claims (2)

1.一种基于TIADC复合输出的全数字校准结构，其特征是包括：数据复合模块、误差补偿模块、误差估计模块；
所述数据复合模块对外部输入的模拟信号x进行数据转换处理，得到第n次采样的m个通道的输出信号{y1(n),y2(n),…,yi(n),…,ym(n)}，其中yi(n)表示第n次采样的第i个通道的输出信号，再将第n次采样的m个通道的输出信号{y1(n),y2(n),…,yi(n),…,ym(n)}进行复合处理得到第n次采样的复合输出信号y(n)并传递给所述误差补偿模块；i＝1,2,…,m；
所述误差补偿模块对所述第n次采样的复合输出信号y(n)求导得到复合输出信号y(n)的导数值y′(n)后，根据所述误差估计模块反馈的第n-m次采样的失调误差估计值
Figure FDA0003117475790000011
增益误差估计值
Figure FDA0003117475790000012
和时间误差估计值
Figure FDA0003117475790000013
对复合输出信号y(n)进行误差补偿得到第n次采样的补偿输出信号
Figure FDA0003117475790000014
并传递给所述误差估计模块；同时作为TIADC在第n次采样的最终输出；
所述误差估计模块分别求得第n次采样的补偿输出信号
Figure FDA0003117475790000015
的平方
Figure FDA0003117475790000016
以及补偿输出信号
Figure FDA0003117475790000017
与补偿输出信号
Figure FDA0003117475790000018
的导数值
Figure FDA0003117475790000019
的乘积Y(n)，再将所述补偿输出信号
Figure FDA00031174757900000110
同时输入指数平均器ave和m分时指数平均器ave_m中得到平均值
Figure FDA00031174757900000111
和m分时平均值
Figure FDA00031174757900000112
从而由所述m分时平均值
Figure FDA00031174757900000113
和平均值
Figure FDA00031174757900000114
的做差计算得到失调误差相关量εo(n)；
将所述补偿输出信号
Figure FDA00031174757900000115
的平方
Figure FDA00031174757900000116
同时输入所述指数平均器ave和m分时指数平均器ave_m中得到平方平均值
Figure FDA00031174757900000117
和m分时平方平均值
Figure FDA00031174757900000118
从而由所述m分时平均值
Figure FDA00031174757900000119
和平均值
Figure FDA00031174757900000120
的做差计算得到增益误差相关量εg(n)；
将所述乘积Y(n)同时输入所述指数平均器ave和m分时指数平均器ave_m中得到乘积平均值
Figure FDA00031174757900000121
和m分时乘积平均值
Figure FDA00031174757900000122
从而由所述m分时平均值
Figure FDA00031174757900000123
和平均值
Figure FDA00031174757900000124
的做差计算得到时间误差相关量εt(n)；
所述误差估计模块利用m分时LMS迭代器lms_m对所述失调误差相关量εo(n)、增益误差相关量εg(n)和时间误差相关量εt(n)进行迭代计算，得到第n次采样的失调误差估计值
Figure FDA00031174757900000125
增益误差估计值
Figure FDA00031174757900000126
和时间误差估计值
Figure FDA00031174757900000127
延时得到所述的失调误差估计值
Figure FDA0003117475790000021
增益误差估计值
Figure FDA0003117475790000022
和时间误差估计值
Figure FDA0003117475790000023
并反馈回误差补偿模块。
2.一种基于TIADC复合输出的全数字校准方法，其特征是按如下步骤进行：
步骤1、对外部输入的模拟信号x进行时间交替数据转换处理，得到m个通道的输出信号{y1(n),y2(n),…,yi(n),…,ym(n)}，其中yi(n)表示第n次采样的第i个通道的输出信号；i＝1,2,…,m；
步骤2：将所述的第n次采样的m个通道的输出信号{y1(n),y2(n),…,yi(n),…,ym(n)}进行复合处理得到第n次采样的复合输出信号y(n)；i＝1,2,…,m；
步骤3、根据式(1)对所述的复合输出信号y(n)进行失调、增益和时间三种失配误差的补偿，从而得到误差补偿的补偿输出信号
Figure FDA0003117475790000024
Figure FDA0003117475790000025
式(1)中，y′(n)为复合输出信号y(n)经过带通导数滤波器求导得到的导数值；
Figure FDA0003117475790000026
Figure FDA0003117475790000027
分别为第n-m次采样的失调、增益和时间误差估计值；
步骤4、将所述补偿输出信号
Figure FDA0003117475790000028
分别经过指数平均器ave和m分时指数平均器ave_m求得平均值
Figure FDA0003117475790000029
和m分时平均值
Figure FDA00031174757900000210
然后将所述m分时平均值
Figure FDA00031174757900000211
和平均值
Figure FDA00031174757900000212
做差，得到失调误差相关量εo(n)；
步骤5、对所述补偿输出信号
Figure FDA00031174757900000213
求平方得到补偿输出平方信号
Figure FDA00031174757900000214
然后将所述补偿输出平方信号
Figure FDA00031174757900000215
分别经过指数平均器ave和m分时指数平均器ave_m求得平方平均值
Figure FDA00031174757900000216
和m分时平方平均值
Figure FDA00031174757900000217
然后将所述的m分时平方平均值
Figure FDA00031174757900000218
和平均值
Figure FDA00031174757900000219
做差，得到增益误差相关量εg(n)；
步骤6、将所述补偿输出信号
Figure FDA00031174757900000220
经过三点数值微分器求得补偿输出信号的导数值
Figure FDA00031174757900000221
再将所述的补偿输出信号
Figure FDA00031174757900000222
和补偿输出信号的导数值
Figure FDA00031174757900000223
时序匹配后相乘，得到补偿输出信号
Figure FDA00031174757900000224
与其导数
Figure FDA00031174757900000225
的乘积值，记为Y(n)；
步骤7、将所述乘积值Y(n)分别经过指数平均器ave和m分时指数平均器ave_m求得乘积平均值
Figure FDA0003117475790000031
和m分时乘积平均值
Figure FDA0003117475790000032
然后将所述m分时乘积平均值
Figure FDA0003117475790000033
和平均值
Figure FDA0003117475790000034
做差，得到时间误差相关量εt(n)；
步骤8、根据m分时LMS迭代器lms_m结构算法，按照式(2)将所述失调、增益和时间误差相关量εo(n)、εg(n)、εt(n)进行迭代计算，分别得到第n次采样的失调、增益和采样时间误差估计值
Figure FDA0003117475790000035
和
Figure FDA0003117475790000036
Figure FDA0003117475790000037
式(2)中，u为迭代步长；
步骤9、所述第n次采样的失调、增益和采样时间误差估计值
Figure FDA0003117475790000038
和
Figure FDA0003117475790000039
经延时模块存储m个采样周期后用于第n+m次采样的复合输出信号y(n+m)的补偿得到补偿输出信号
Figure FDA00031174757900000310
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