CN113285624A - 一种有源阻尼高频谐振抑制方法 - Google Patents

一种有源阻尼高频谐振抑制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种有源阻尼高频谐振抑制方法，包括：S1：通过并网逆变器的诺顿模型进行组串型光伏并网逆变器谐振机理分析；S2：在常规双闭环控制基础上，引入电容电流高频反馈环节；S3：在PCC并网点处加入电压高频前馈环节；S4：根据步骤S2和S3将并网集群系统中逆变器存在交互高频谐振等效转化和抵消，实现对有源阻尼的高频谐振抑制。本有源阻尼高频谐振抑制方法，将电容电流高频反馈和PCC电压高频前馈相结合，将并网集群系统中逆变器存在的交互高频谐振等效转化和抵消，有效抑制了组串型光伏并网逆变器自身谐振和并联谐振，实现了多逆变器并网系统多点高频谐振抑制，其可替代无源阻尼控制，有效降低硬件成本和功耗，显著提高并网系统的稳定性。

Description

一种有源阻尼高频谐振抑制方法
技术领域
本发明涉及组串型光伏并网集群高频谐振抑制技术领域，特别涉及一种有源阻尼高频谐振抑制方法。
背景技术
随着大规模、高效率的新能源发电的普及发展，大量高频电力电子元器件的加入导致多逆变器并网系统产生多点高频谐振。弱电网环境或装机容量增加时，并网集群系统中逆变器存在交互高频谐振的影响。随着并网逆变器台数和电网阻抗的增加，并网系统相位逐渐趋于恒定，相位裕度的降低会引发高频谐振。同时系统阻尼减小也会导致高频谐振。针对弱电网下组串型光伏并网系统谐振导致的不利情况，很多学者作了相关研究。2020年第41期的《太阳能学报》中《光伏并网逆变器受控源等效模型与谐振机理分析》通过建立逆变器受控源等效模型，依托控制参数和电网参数的变化来发现并网电流谐振变化规律，进而给出了逆变器并网谐振点变化范围，但只考虑了单台逆变器并网的谐振情况。2016年第40期的《电力系统自动化》中《组串式LC型光伏逆变器并网谐波环流及其抑制策略分析》提出一种组串式LC型多逆变器并网谐振抑制方法，建立了差模谐波环流模型来实现LC滤波器的谐振抑制。2020年第40期的《电源技术》中《LCL型光伏并网逆变器无源阻尼控制策略》提出一种基于无源阻尼的LCL并网谐振抑制方法，通过增加RC支路对光伏集群系统进行谐振抑制，但是无源阻尼需要额外加装硬件设备。在2018年第11期的《IET Power Electronics》中《Damping region extension for digitally controlled LCL-type grid-connectedinverterwith capacitor-current feedback》采用了基于电容电流反馈的有源阻尼谐振抑制方法，2020年第46期的《高电压技术》中《弱电网下电网电压前馈控制分布式逆变系统的谐振阻尼特性分析》采用一种数字延时控制的有源阻尼法，通过PCC电压前馈过采样的调制策略对系统谐振进行抑制，该文献研究的都是并网逆变器单点低频谐振抑制。2018年第42期的《电网技术》中《光伏集群逆变器的谐振机理及抑制技术研究》提出了一种有源阻尼控制和RC型全局谐振抑制相结合的控制策略，对光伏集群系统进行多点低频谐振抑制，RC无源电路的接入也增加电路成本和功耗。2017年第41期的《电力系统自动化》中《并网型中压变流器高频谐振抑制策略》提出一种采用网侧变流器电流作为状态变量的虚拟阻尼策略，实现系统单点高频谐振抑制。
因此，在现有的单台逆变器并网谐振抑制的基础上，如何提供一种有源阻尼高频谐振抑制方法，进而实现多点高频谐振抑制成为本领域技术人员亟需解决的问题。
发明内容
鉴于上述问题，本发明提出了一种至少解决上述部分技术问题的有源阻尼高频谐振抑制方法，该方法将电容电流高频反馈和PCC电压高频前馈相结合，可有效抑制组串型光伏并网逆变器自身谐振和并联谐振，实现多逆变器并网系统多点高频谐振抑制。
本发明实施例提供一种有源阻尼高频谐振抑制方法，包括如下步骤：
S1：通过并网逆变器的诺顿模型进行组串型光伏并网逆变器谐振机理分析；
S2：在常规双闭环控制基础上，引入电容电流高频反馈环节；
S3：在PCC并网点处加入电压高频前馈环节；
S4：根据所述步骤S2和S3，将并网集群系统中逆变器存在交互高频谐振等效转化和抵消，实现对有源阻尼的高频谐振抑制。
进一步地，所述步骤S1，包括：
S11、将并网集群系统简化为一个诺顿等效电路，并网逆变器视为一个受控电流源，所述并网逆变器等效输出导纳Y1(s)表达式为：
Figure BDA0003097740010000031
式中：i2为逆变器并网电流，uinv为逆变器侧输出电压，s为拉普拉斯变换复变量，L1为直流侧电感，L2为逆变器侧电感，L3为线路电感，Lg为并网电感，Rg为并网电阻，C1为滤波电容；
S12、根据所述并网逆变器等效输出导纳Y1(s)表达式，建立多台逆变器并网诺顿等效电路模型；
S13、根据所述多台逆变器并网诺顿等效电路模型，推导各逆变器侧输出电压uinv_n与各逆变器并网电流i2_n之间的传递函数为：
Figure BDA0003097740010000032
式中：i2_n为第n个逆变器并网电流，uinv_n为第n个逆变器侧输出电压；
S14、根据所述步骤S13的传递函数Y(s)进行分析，假设所述各逆变器侧输出电压uinv_1＝uinv_2＝…＝uinv_n，从而得到：
Figure BDA0003097740010000033
式中：Y1_1，Y1_2表达式为：
Figure BDA0003097740010000041
式中：i2_n为第n个逆变器并网电流，uinv_1为第n个逆变器侧输出电压，s为拉普拉斯变换复变量，L1为直流侧电感，L2为逆变器侧电感，L3为线路电感，Lg为并网电感，Rg为并网电阻，C1为滤波电容，n为逆变器并联台数；
S15、根据所述Y1_1，Y1_2表达式，获得多台逆变器并网谐振频率特性伯德图。
进一步地，所述步骤S1，还包括：
S16、根据所述多台逆变器并网谐振频率特性伯德图，获得多台并网逆变器产生的谐振频率为：
Figure BDA0003097740010000042
式中：ωo为基波角频率，n为逆变器并联台数，hn为第n台逆变器并网时系统谐振点处的谐波次数，L1为直流侧电感，L2为逆变器侧电感，L3为线路电感，Lg为并网电感，C1为滤波电容；
S17、根据所述多台并网逆变器产生的谐振频率，获得多台逆变器并网谐振频率的影响因素。
进一步地，所述步骤S2，包括：
S21、建立基于相位超前补偿的电容电流高频反馈控制模型，获得连续域下组串型光伏并网集群系统模型开环传递函数G1(s)表达式为：
Figure BDA0003097740010000051
式中：kpwm为逆变桥等效增益系数，kf为有源阻尼系数，GQPR(s)为准比例谐振电流控制器，GT(s)为PWM调制开关采样延时控制器，GH(s)为相位超前补偿控制环节，s为拉普拉斯变换复变量，L1为直流侧电感，Leq为并网等效电感，C1为滤波电容；
所述Leq表达式为：Leq＝L2+L3
式中：L2为逆变器侧电感，L3为线路电感；
所述GQPR(s)、GT(s)和GH(s)的传递函数表达式分别为：
Figure BDA0003097740010000052
式中：kp、kr、ωi、ωo分别为准比例谐振电流控制器的比例系数、谐振系数、截止角频率及基波角频率，Ts为采样周期，kn、α、β均为相位超前补偿参数，s为拉普拉斯变换复变量；
S22、根据所述步骤S21的GQPR(s)、GT(s)和GH(s)的传递函数表达式，调节所述相位超前补偿参数kn、α、β，使所述组串型光伏并网集群系统模型开环截止频率始终在相位峰值所对应的频率点处取得。
进一步地，所述步骤S3，包括：
S31、建立PCC电压高频前馈有源阻尼等效电路模型，在PCC处并联虚拟阻抗Zeqv，获得并网电流i2表达式为：
i2(s)＝P(s)uinv(s)+Q(s)ug(s)
式中：Q(s)和P(s)分别为PCC电压高频前馈时构成并网电流的逆变器和电网电压分量导纳，s为拉普拉斯变换复变量，uinv为逆变器输出电压，ug为并网电压；
所述Q(s)和P(s)表达式分别为：
Figure BDA0003097740010000061
式中：Rg为并网电阻，Lg为并网电感，s为拉普拉斯变换复变量，L1为直流侧电感，Leq为并网等效电感，C1为滤波电容；
S32、根据所述步骤S31中建立的PCC电压高频前馈有源阻尼等效电路模型，获得所述PCC处并联虚拟阻抗Zeqv的表达式为：
Figure BDA0003097740010000062
式中：Reqv为等效虚拟电阻，Xeqv为等效虚拟电抗，Ts为采样周期，ω为等效虚拟阻抗角频率，Xeqv0为不存在数字控制延迟时PCC电压前馈控制形成的等效虚拟电抗，所述Xeqv0表达式为：
Figure BDA0003097740010000063
式中：ω为等效虚拟阻抗角频率，L1为直流侧电感，L2为逆变器测电感，L3为线路电感，Lg为并网电感，kpwm为逆变桥等效增益系数，Gfu为PCC电压前馈支路的高通滤波器；
S33、根据所述步骤S32，获得电容电流高频反馈与输出滤波电容并联形成的等效虚拟阻抗Zeqi；
S34、根据所述步骤S32和S33，获得存在数字控制延迟时，PCC电压前馈电容电流反馈控制环形成的并联等效虚拟阻抗Zeq，表达式为：
Figure BDA0003097740010000071
式中：Zeqv为PCC处并联虚拟阻抗，Zeqi为电容电流高频反馈与输出滤波电容并联形成的等效虚拟阻抗，Req为PCC电压前馈作用下的并联等效虚拟电阻，Xeq为PCC电压前馈作用下的并联等效虚拟电抗。
进一步地，所述步骤S4包括：
S41、根据所述步骤S2和S3，获得等效虚拟电阻的频率特性图；
S42、根据所述等效虚拟电阻的频率特性图，获得光伏并网系统频率特性曲线；
S43、根据所述光伏并网系统频率特性曲线，得出所述步骤S2和S3实现了对有源阻尼的高频谐振抑制。
本发明实施例提供的上述技术方案的有益效果至少包括：
本发明实施例提供的一种有源阻尼高频谐振抑制方法，包括如下步骤：S1：通过并网逆变器的诺顿模型进行组串型光伏并网逆变器谐振机理分析；S2：在常规双闭环控制基础上，引入电容电流高频反馈环节；S3：在PCC并网点处加入电压高频前馈环节；S4：根据步骤S2和S3将并网集群系统中逆变器存在交互高频谐振等效转化和抵消，实现对有源阻尼的高频谐振抑制。本有源阻尼高频谐振抑制方法，将电容电流高频反馈和PCC电压高频前馈相结合，将并网集群系统中逆变器存在的交互高频谐振等效转化和抵消，有效抑制组串型光伏并网逆变器自身谐振和并联谐振，实现多逆变器并网系统多点高频谐振抑制，其可替代无源阻尼控制，有效降低硬件成本和功耗，显著提高并网系统的稳定性。
本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在所写的说明书、权利要求书、以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。
下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
附图说明
附图用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本发明的实施例一起用于解释本发明，并不构成对本发明的限制。在附图中：
图1为本发明实施例提供的组串型光伏并网集群系统模型；
图2为本发明实施例提供的单台逆变器并网电路模型；
图3为本发明实施例提供的多台逆变器并网诺顿等效电路模型；
图4为本发明实施例提供的多逆变器并网谐振频率特性伯德图；
图5为本发明实施例提供的有源阻尼高频谐振抑制框图；
图6为本发明实施例提供的基于相位超前补偿的电容电流高频反馈控制框图；
图7(a)为本发明实施例提供的未加相位超前补偿控制环节不同电网阻抗下并网系统相位曲线；
图7(b)为本发明实施例提供的加入相位超前补偿控制环节不同电网阻抗下并网系统相位曲线；
图8为本发明实施例提供的PCC电压高频前馈有源阻尼等效电路；
图9为本发明实施例提供的等效虚拟电阻的频率特性；
图10为本发明实施例提供的并网系统频率特性伯德图；
图11(a)为本发明实施例提供的单台逆变器并网电流波形；
图11(b)为本发明实施例提供的单台逆变器并网电流频谱；
图12(a)为本发明实施例提供的高频谐振抑制后单台逆变器并网电流波形；
图12(b)为本发明实施例提供的高频谐振抑制后单台逆变器并网电流频谱；
图13(a)为本发明实施例提供的两台逆变器并网电流波形；
图13(b)为本发明实施例提供的两台逆变器并网电流频谱；
图14(a)为本发明实施例提供的高频谐振抑制后两台逆变器并网电流波形；
图14(b)为本发明实施例提供的高频谐振抑制后两台逆变器并网电流频谱；
图15(a)为本发明实施例提供的三台逆变器并网电流波形；
图15(b)为本发明实施例提供的三台逆变器并网电流频谱；
图16(a)为本发明实施例提供的高频谐振抑制后三台逆变器并网电流波形；
图16(b)为本发明实施例提供的高频谐振抑制后三台逆变器并网电流频谱；
具体实施方式
下面将参照附图更详细地描述本公开的示例性实施例。虽然附图中显示了本公开的示例性实施例，然而应当理解，可以以各种形式实现本公开而不应被这里阐述的实施例所限制。相反，提供这些实施例是为了能够更透彻地理解本公开，并且能够将本公开的范围完整的传达给本领域的技术人员。
本发明实施例提供一种有源阻尼高频谐振抑制方法，将电容电流高频反馈和PCC电压高频前馈相结合，下面详细对技术方案做进一步解释说明。
参见图1所示，图1为组串型光伏并网集群系统模型。其中PV_k，(k＝1,2,…,n)为光伏电池组串阵列；MPPT为光伏电池最大功率点跟踪模块，可实现光伏电池的功率最大输出，提高光伏电站的发电效率；Boost_k为DC/DC升压斩波电路模块，可将光伏组串阵列输出的直流电压提升到400V以上，使得桥式电路具备逆变并网的基本条件；Inv_k为三相桥式逆变电路模块；Filter_k为LCL滤波电路模块，可将逆变电路模块输出电流中的谐波部分尽可能降低或滤除；Grid为弱电网侧。Ck_1，(k＝1,2,…,n)为光伏电池板对地寄生电容，Lk_1、Lk_2、Lk_3和Lk_4分别为直流、逆变器、网侧和线路电感，Ck_2和Ck_3分别为直流逆变器电容和滤波电容，Zg为电网阻抗。Uc、Ug、ucj，(j＝a,b,c)、uj，(j＝a,b,c)分别为前级直流侧电容电压、电网电压、滤波电容电压、并网点电压，ioj，(j＝a,b,c)和igj，(j＝a,b,c)分别为逆变器和并网侧输出电流，PCC为公共耦合点。
进一步地，参见图2所示，图2单台逆变器并网电路模型，从PCC点看入整个系统可简化为一个诺顿等效电路，并网逆变器可视为一个受控电流源，其逆变器等效输出导纳Y1(s)表达式为：
Figure BDA0003097740010000101
式中：i2为逆变器并网电流，uinv为逆变器侧输出电压，s为拉普拉斯变换复变量，L1为直流侧电感，L2为逆变器侧电感，L3为线路电感，Lg为并网电感，Rg为并网电阻，C1为滤波电容。
进一步地，根据上式建立多台逆变器并网诺顿等效电路模型，参见图3所示。根据图3可推导各逆变器侧输出电压uinv_n与各逆变器并网电流i2_n之间的传递函数为：
Figure BDA0003097740010000102
式中：i2_n为第n个逆变器并网电流，uinv_n为第n个逆变器侧输出电压；
式中：
Figure BDA0003097740010000103
矩阵内元素Yi_j表示为在第j台逆变器作用下，逆变器侧输出电压uinv_j与逆变器并网电流i2_i之间的传递函数，其中，i和j代表任意两台逆变器(j＝1,2...,n)。
比如：Y1_3(i＝1，j＝3)表示第1台逆变器和第3台逆变器相互作用。Y1_1(i＝1，j＝1)表示第1台逆变器自身的相互作用。i2_i表示在第j台逆变器作用下第i台逆变器输出的并网电流i2，比如：i2_1(i＝1，j＝3)就表示第3台逆变器作用下第1台逆变器输出的并网电流i2。i2_4(i＝4，j＝5)就表示第5台逆变器作用下第4台逆变器输出的并网电流i2。
通过分析，可假设各台逆变器侧输出电压uinv_1＝uinv_2＝…＝uinv_n，从而可知Y1_2＝Yi_j，Y1_1＝Y2_2＝…＝Yn_n，即
Figure BDA0003097740010000111
由上述分析可以推导出：
Figure BDA0003097740010000112
式中：i2_n为第n个逆变器并网电流，uinv_1为第n个逆变器侧输出电压，s为拉普拉斯变换复变量，L1为直流侧电感，L2为逆变器侧电感，L3为线路电感，Lg为并网电感，Rg为并网电阻，C1为滤波电容，n为逆变器并联台数。
进一步地，根据上式可得，多逆变器并网谐振频率特性伯德图如图4所示。
由图4可知，多逆变器并网系统有一个稳定不变的固有谐振峰和一个由逆变器与电网、线路阻抗形成的耦合谐振峰，其频率随着逆变器数量的增加而减小。
进一步地，分析组串型光伏并网集群谐振特性，可知n台并网逆变器产生的谐振频率为：
Figure BDA0003097740010000121
式中：ωo为基波角频率，n为逆变器并联台数，hn为第n台逆变器并网时系统谐振点处的谐波次数，L1为直流侧电感，L2为逆变器侧电感，L3为线路电感，Lg为并网电感，C1为滤波电容。
由此可见，并网系统谐振频率主要受逆变器并网台数，LCL滤波器、线路和电网阻抗参数的影响，且会随着逆变器并网台数的增加、线路和电网阻抗的增加而减小。
弱电网环境或装机容量增加时，并网集群系统中逆变器存在交互高频谐振的影响。随着并网逆变器台数和电网阻抗的增加，并网系统相位逐渐趋于恒定，相位裕度的降低会引发高频谐振。同时系统阻尼减小也会导致高频谐振。为此，提出一种电容电流高频反馈和PCC电压高频前馈相结合的有源阻尼高频谐振抑制方法，如图5所示。Gfi(s)和Gfu(s)分别表示电容电流反馈和PCC电压前馈支路的高通滤波器，用于提取支路电流、电压的高次谐波。
进一步地，基于相位超前补偿的电容电流高频反馈谐振抑制方法如图6所示。
由图6可知连续域下系统开环传递函数为：
Figure BDA0003097740010000122
式中：kpwm为逆变桥等效增益系数，kf为有源阻尼系数，GQPR(s)为准比例谐振电流控制器，GT(s)为PWM调制开关采样延时控制器，GH(s)为相位超前补偿控制环节，s为拉普拉斯变换复变量，L1为直流侧电感，Leq为并网等效电感，C1为滤波电容。
Leq表达式为：Leq＝L2+L3
式中：L2为逆变器侧电感，L3为线路电感。
GQPR(s)、GT(s)和GH(s)的传递函数分别为：
Figure BDA0003097740010000131
式中：kp、kr、ωi、ωo分别为准比例谐振电流控制器的比例系数、谐振系数、截止角频率及基波角频率，Ts为采样周期，kn、α、β均为相位超前补偿参数，s为拉普拉斯变换复变量。
进一步地，可得不同电网阻抗下并网系统相位曲线如图7(a)和图7(b)所示。
由图7(a)和图7(b)可知，随着电网阻抗的增加，并网系统相位逐渐趋于恒定，可通过调节相位超前补偿参数kn、α、β，使得开环截止频率始终在相位峰值所对应的频率点ωj处取得，系统将始终具有足够的相位裕度，不会由于相位裕度的降低而引发高频谐振。
进一步地，PCC电压高频前馈有源阻尼等效电路如图8所示。
在PCC处并联虚拟阻抗Zeqv，增加并网系统的阻尼，并网电流i2表达式为：
i2(s)＝P(s)uinv(s)+Q(s)ug(s)
式中：Q(s)和P(s)分别为PCC电压高频前馈时构成并网电流的逆变器和电网电压分量导纳，s为拉普拉斯变换复变量，uinv为逆变器输出电压，ug为并网电压。
其中，Q(s)和P(s)分别为：
Figure BDA0003097740010000141
式中：Rg为并网电阻，Lg为并网电感，s为拉普拉斯变换复变量，L1为直流侧电感，Leq为并网等效电感，C1为滤波电容。
进一步地，Zeqv可以表示为等效虚拟电阻Reqv和电抗Xeqv并联，其表达式为：
Figure BDA0003097740010000142
式中：Reqv为等效虚拟电阻，Xeqv为等效虚拟电抗，Ts为采样周期，ω为等效虚拟阻抗角频率，Xeqv0为不存在数字控制延迟时PCC电压前馈控制形成的等效虚拟电抗，其表达式为：
Figure BDA0003097740010000143
式中：ω为等效虚拟阻抗角频率，L1为直流侧电感，L2为逆变器测电感，L3为线路电感，Lg为并网电感，kpwm为逆变桥等效增益系数，Gfu为PCC电压前馈支路的高通滤波器。
同理可得，电容电流高频反馈与输出滤波电容并联形成的等效虚拟阻抗为Zeqi，存在数字控制延迟时，PCC电压前馈电容电流反馈控制环形成的并联等效虚拟阻抗为Zeq，其表达式为：
Figure BDA0003097740010000144
式中：Zeqv为PCC处并联虚拟阻抗，Zeqi为电容电流高频反馈与输出滤波电容并联形成的等效虚拟阻抗，Req为PCC电压前馈作用下的并联等效虚拟电阻，Xeq为PCC电压前馈作用下的并联等效虚拟电抗。
弱电网中的正阻性分量能够增加系统的阻尼，提高系统稳定性。
进一步地，获得等效虚拟电阻的频率特性如图9所示。
由图9可知，在PCC电压高频前馈的作用下，分界频率向高频偏移，等效虚拟电阻Reqv的正阻性范围变大，增加了系统阻尼，有效抑制了并网系统谐振。结合上述分析可得光伏并网系统频率特性曲线如图10所示。
由图10可知，未加有源阻尼高频谐振抑制前，光伏并网系统谐振峰值为67.7dB，加入有源阻尼高频谐振抑制后，系统谐振峰值下降到-39.3dB。由此可知，本文提出的有源阻尼高频谐振抑制策略能有效抑制系统谐振。
下面结合仿真来验证本发明实施例提供的控制方法的正确性：
为了验证所提控制方法的正确性，采用matalab进行仿真，在MATLAB/Simulink仿真软件搭建三台组串型光伏逆变器系统模型，仿真参数为直流母线电压600V，电网电压380V，电网电压频率50Hz，电网阻抗1mH，线路电感0.05mH，逆变器测电感0.95H，网侧电感0.25H，滤波电容6μF。
单台组串型光伏逆变器并网，不施加/施加有源阻尼高频谐振抑制方法的系统并网电流波形及频谱分析如图11(a)、图11(b)、图12(a)和图12(b)所示。
由图11(a)、图11(b)、图12(a)和图12(b)可知，施加有源阻尼高频谐振抑制方法后系统并网电流畸变率下降了83.2％，其中86次谐波为逆变器自身谐振，且谐波含量在0.5％以下，说明逆变器自身谐振得到有效抑制，并网电流波形得到显著改善。
两台组串型光伏逆变器并网，不施加/施加有源阻尼高频谐振抑制方法的系统并网电流波形及频谱分析如图13(a)、图13(b)、图14(a)和图14(b)所示。
根据多台并网逆变器产生的谐振频率：
Figure BDA0003097740010000161
式中：ωo为基波角频率，n为逆变器并联台数，hn为第n台逆变器并网时系统谐振点处的谐波次数，L1为直流侧电感，L2为逆变器侧电感，L3为线路电感，Lg为并网电感，C1为滤波电容。
可知，两台逆变器并联谐振出现在50次谐波左右，由图13(a)、图13(b)、图14(a)和图14(b)可知，施加有源阻尼高频谐振抑制方法后系统并网电流畸变率下降了78.7％，其中86次谐波为逆变器自身谐振，50次谐波为两台逆变器并联谐振，谐波含量均在0.5％以下，说明逆变器自身谐振和并联谐振得到有效抑制，并网电流波形得到极大改善。
三台组串型光伏逆变器并网，不施加/施加有源阻尼高频谐振抑制方法的系统并网电流波形及频谱分析如图15(a)、图15(b)、图16(a)和图16(b)所示。
根据多台并网逆变器产生的谐振频率计算公式，可知，三台逆变器并联谐振出现在48次谐波左右，由图15(a)、图15(b)、图16(a)和图16(b)可知，施加有源阻尼高频谐振抑制方法后系统并网电流畸变率下降78.5％，其中86次谐波为逆变器自身谐振，48次谐波为三台逆变器并联谐振，且谐波含量均在0.5％以下，说明逆变器自身谐振和并联谐振得到有效抑制，并网电流波形得到极大改善。
通过仿真分析可知，本发明实施例提出的有源阻尼高频谐振抑制方法对组串型光伏并网集群系统产生的高频次谐振有明显的抑制效果。
显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (6)

1.一种有源阻尼高频谐振抑制方法，其特征在于，包括如下步骤：
S1：通过并网逆变器的诺顿模型进行组串型光伏并网逆变器谐振机理分析；
S2：在常规双闭环控制基础上，引入电容电流高频反馈环节；
S3：在PCC并网点处加入电压高频前馈环节；
S4：根据所述步骤S2和S3，将并网集群系统中逆变器存在交互高频谐振等效转化和抵消，实现对有源阻尼的高频谐振抑制。
2.如权利要求1所述的一种有源阻尼高频谐振抑制方法，其特征在于，所述步骤S1，包括：
S11、将并网集群系统简化为一个诺顿等效电路，并网逆变器视为一个受控电流源，所述并网逆变器等效输出导纳Y1(s)表达式为：
Figure FDA0003097739000000011
式中：i2为逆变器并网电流，uinv为逆变器侧输出电压，s为拉普拉斯变换复变量，L1为直流侧电感，L2为逆变器侧电感，L3为线路电感，Lg为并网电感，Rg为并网电阻，C1为滤波电容；
S12、根据所述并网逆变器等效输出导纳Y1(s)表达式，建立多台逆变器并网诺顿等效电路模型；
S13、根据所述多台逆变器并网诺顿等效电路模型，推导各逆变器侧输出电压uinv_n与各逆变器并网电流i2_n之间的传递函数为：
Figure FDA0003097739000000012
式中：i2_n为第n个逆变器并网电流，uinv_n为第n个逆变器侧输出电压；
S14、根据所述步骤S13的传递函数Y(s)进行分析，假设所述各逆变器侧输出电压uinv_1＝uinv_2＝…＝uinv_n，从而得到：
Figure FDA0003097739000000021
式中：Y1_1，Y1_2表达式为：
Figure FDA0003097739000000022
式中：i2_n为第n个逆变器并网电流，uinv_1为第n个逆变器侧输出电压，s为拉普拉斯变换复变量，L1为直流侧电感，L2为逆变器侧电感，L3为线路电感，Lg为并网电感，Rg为并网电阻，C1为滤波电容，n为逆变器并联台数；
S15、根据所述Y1_1，Y1_2表达式，获得多台逆变器并网谐振频率特性伯德图。
3.如权利要求2所述的一种有源阻尼高频谐振抑制方法，其特征在于，所述步骤S1，还包括：
S16、根据所述多台逆变器并网谐振频率特性伯德图，获得多台并网逆变器产生的谐振频率为：
Figure FDA0003097739000000023
式中：ωo为基波角频率，n为逆变器并联台数，hn为第n台逆变器并网时系统谐振点处的谐波次数，L1为直流侧电感，L2为逆变器侧电感，L3为线路电感，Lg为并网电感，C1为滤波电容；
S17、根据所述多台并网逆变器产生的谐振频率，获得多台逆变器并网谐振频率的影响因素。
4.如权利要求1所述的一种有源阻尼高频谐振抑制方法，其特征在于，所述步骤S2，包括：
S21、建立基于相位超前补偿的电容电流高频反馈控制模型，获得连续域下组串型光伏并网集群系统模型开环传递函数G1(s)表达式为：
Figure FDA0003097739000000031
式中：kpwm为逆变桥等效增益系数，kf为有源阻尼系数，GQPR(s)为准比例谐振电流控制器，GT(s)为PWM调制开关采样延时控制器，GH(s)为相位超前补偿控制环节，s为拉普拉斯变换复变量，L1为直流侧电感，Leq为并网等效电感，C1为滤波电容；
所述Leq表达式为：Leq＝L2+L3
式中：L2为逆变器侧电感，L3为线路电感；
所述GQPR(s)、GT(s)和GH(s)的传递函数表达式分别为：
Figure FDA0003097739000000032
式中：kp、kr、ωi、ωo分别为准比例谐振电流控制器的比例系数、谐振系数、截止角频率及基波角频率，Ts为采样周期，kn、α、β均为相位超前补偿参数，s为拉普拉斯变换复变量；
S22、根据所述步骤S21的GQPR(s)、GT(s)和GH(s)的传递函数表达式，调节所述相位超前补偿参数kn、α、β，使所述组串型光伏并网集群系统模型开环截止频率始终在相位峰值所对应的频率点处取得。
5.如权利要求1所述的一种有源阻尼高频谐振抑制方法，其特征在于，所述步骤S3，包括：
S31、建立PCC电压高频前馈有源阻尼等效电路模型，在PCC处并联虚拟阻抗Zeqv，获得并网电流i2表达式为：
i2(s)＝P(s)uinv(s)+Q(s)ug(s)
式中：Q(s)和P(s)分别为PCC电压高频前馈时构成并网电流的逆变器和电网电压分量导纳，s为拉普拉斯变换复变量，uinv为逆变器输出电压，ug为并网电压；
所述Q(s)和P(s)表达式分别为：
Figure FDA0003097739000000041
式中：Rg为并网电阻，Lg为并网电感，s为拉普拉斯变换复变量，L1为直流侧电感，Leq为并网等效电感，C1为滤波电容；
S32、根据所述步骤S31中建立的PCC电压高频前馈有源阻尼等效电路模型，获得所述PCC处并联虚拟阻抗Zeqv的表达式为：
Figure FDA0003097739000000042
式中：Reqv为等效虚拟电阻，Xeqv为等效虚拟电抗，Ts为采样周期，ω为等效虚拟阻抗角频率，Xeqv0为不存在数字控制延迟时PCC电压前馈控制形成的等效虚拟电抗，所述Xeqv0表达式为：
Figure FDA0003097739000000051
式中：ω为等效虚拟阻抗角频率，L1为直流侧电感，L2为逆变器测电感，L3为线路电感，Lg为并网电感，kpwm为逆变桥等效增益系数，Gfu为PCC电压前馈支路的高通滤波器；
S33、根据所述步骤S32，获得电容电流高频反馈与输出滤波电容并联形成的等效虚拟阻抗Zeqi；
S34、根据所述步骤S32和S33，获得存在数字控制延迟时，PCC电压前馈电容电流反馈控制环形成的并联等效虚拟阻抗Zeq，表达式为：
Figure FDA0003097739000000052
式中：Zeqv为PCC处并联虚拟阻抗，Zeqi为电容电流高频反馈与输出滤波电容并联形成的等效虚拟阻抗，Req为PCC电压前馈作用下的并联等效虚拟电阻，Xeq为PCC电压前馈作用下的并联等效虚拟电抗。
6.如权利要求1所述的一种有源阻尼高频谐振抑制方法，其特征在于，所述步骤S4包括：
S41、根据所述步骤S2和S3，获得等效虚拟电阻的频率特性图；
S42、根据所述等效虚拟电阻的频率特性图，获得光伏并网系统频率特性曲线；
S43、根据所述光伏并网系统频率特性曲线，得出所述步骤S2和S3实现了对有源阻尼的高频谐振抑制。
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