CN113259295A - 一种用于水声fbmc系统的信号检测方法 - Google Patents

一种用于水声fbmc系统的信号检测方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种用于水声FBMC通信系统的信号检测方法。该方法是一种基于滤波器组的多载波(FBMC)水声通信技术。本方法提出的水声FBMC通信信号检测方法，是针对水声时延‑多普勒双扩展信道模型的方法，其步骤包含：利用一组正负调频HFM信号实现信号同步和多普勒估计；利用已知的导频符号，实现载波频偏(CFO)估计；利用补偿过CFO的导频符号实现信道估计；根据估计得到的信道构造联合传输矩阵；分割联合传输矩阵为多个子矩阵，并依次对每个子矩阵进行信道均衡，得到待检测符号。本发明的优势在于：对HFM和preamble的复用降低了系统开销；构建的联合传输矩阵包含了每个接收符号受到的所有非加性干扰，提高了均衡性能；滑动窗的均衡方法有效降低了系统计算复杂度。

Description

一种用于水声FBMC系统的信号检测方法
技术领域
本发明属于多载波通信领域，涉及一种水声多载波信号检测方法，特别涉及一种用于水声FBMC系统的信号检测方法。
背景技术
在现有的多载波水声通信技术中，多使用正交频分复用(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，OFDM)技术，相对于单载波水声通信技术，OFDM可以以较低的接收机复杂度应对多径信道情况。但是，在OFDM系统中，由于需要各个子载波之间是正交的，因此对载波间干扰很敏感。载波间干扰通常来自于多普勒频移和载波频偏(CFO)。多普勒频移是由收发端之间的相对运动引起的，CFO主要是由收发端的晶振频率不一致造成的。因此在信号检测中需要准确进行信号同步、多普勒估计及CFO估计，并补偿。在无线电通信系统中，由于收发端的相对速度远远低于电磁波的传播速度，多普勒因子通常＜10-6，几乎可以忽略，但是在水中，声速较慢(约为1400～1600米/秒)，这就导致多普勒因子通常在10-3级别，不可忽略。虽已有技术着力于解决OFDM中的载波间干扰问题，但是在复杂多变的水声信道环境中，依然难以做到较好性能的多普勒补偿。此外，每个OFDM符号前都需要循环前缀或保护间隔，以避免符号间干扰，降低了频谱效率。
为了应对OFDM的这些缺点，基于滤波器组的多载波(Filter Bank Multi-carrier，FBMC)技术得到关注与研究。在对抗载波间干扰方面，FBMC技术应用非正交子载波的思想，降低了FBMC系统对子载波间干扰的敏感度。在频谱效率方面，不同于OFDM，FBMC无需每个多载波符号前都添加循环前缀或保护间隔，而且本发明所采用的方法，针对频谱资源稀缺的水下环境，只需要每帧前插入一个preamble进行信道估计和频偏估计即可，而每帧可包含多个FBMC符号，提高频谱效率。然而，FBMC系统所应用的非正交思想也引入了一定的固有干扰，因此本发明针对FBMC信号检测技术中的问题，在检测复杂度和检测性能上，提出了一种折中的选择，并进一步提高了信号利用率，即，提供了一种用于水声信道环境的FBMC信号检测方法。该方法的优势包括：1)复用同步头脉冲，实现信号同步和多普勒估计，且所使用的正负HFM信号具有多普勒不变性，可有效降低同步误差；2)复用preamble信号，实现CFO估计和信道估计；3)构造联合传输矩阵，该矩阵能全面考虑载波间干扰、符号间干扰和固有干扰；4)采用滑动窗均衡方法，可以降低计算复杂度。
发明内容
本发明旨在于针对现有水声多载波通信技术的不足，提供了一种用于水声环境的FBMC系统信号检测方法。降低系统受多普勒和CFO的影响，并提高系统的频谱效率。
为实现上述目的，本发明提供的一种用于水声环境的FBMC系统信号检测方法，所述水声FBMC系统中的FBMC数据帧由一对双曲调频(HFM)同步信号、若干保护间隔和若干数据块组成，且该方法包括以下步骤：
(1)信号同步：信号同步的目的是找到信号何时到达接收端。采用互相关的方法，对数据帧帧头部分的一对正负调频的双曲调频HFM信号进行匹配滤波，得到一对相关峰，这两个相关峰最大值的中间位置即可作为该数据帧信号的到达时刻，并以这个时刻，作为该帧信号后续检测操作的起始时刻，实现了信号的同步；
(2)多普勒估计与补偿：根据步骤(1)的匹配滤波结果，判断HFM信号的平移时长，估计多普勒因子，并采用重采样的方法对整帧信号进行多普勒补偿；
(3)载波频偏估计与补偿：在整帧信号经过步骤(2)的多普勒补偿后，结合数据块的preamble中的导频符号，采用时间-频偏二维搜索方法进行载波频偏(CFO)估计，并对该数据块做CFO补偿；
(4)信道估计：建立信道脉冲响应和导频符号之间的线性模型，结合步骤(3)中补偿过CFO的导频符号，采用加权最小二乘方法，实现信道脉冲响应的估计；
(5)构造联合传输矩阵：根据FBMC系统中的原型滤波器函数以及步骤(4)中估计得到的信道脉冲响应，构造联合传输矩阵；
(6)信道均衡：沿步骤(5)中得到的联合传输矩阵的主对角线方向，分割子矩阵，并采用最小均方误差均衡器依次对每个子矩阵进行均衡，得到全部待检测符号。
进一步地，步骤(1)中的信号同步方法分为以下三步：
(1.1)同步信号由一对正负调频的HFM信号构成，用本地的一组正负调频的HFM分别与接收信号做互相关运算，得到两个相关峰的到达时刻为tup和tdown；
(1.2)计算两个相关峰到达时刻的中间值ta＝(tup+tdown)/2；
(1.3)计算FBMC符号信号的到达时刻tFBMC＝ta+0.5tHFM+tgap，其中，tHFM为HFM的脉冲周期，tgap为HFM与信号之间保护间隔时长。
进一步地，步骤(2)中的多普勒估计与补偿方法分为以下三步：
(2.1)计算正负调频的HFM相关峰平移时长：Δt＝(tdown-tup)-tHFM；
(2.2)根据
Figure BDA0003055977980000021
计算得到多普勒因子的估计值
Figure BDA0003055977980000022
其中a和f0分别表示HFM的调制系数和中心频率；
(2.3)根据估计得到的
Figure BDA0003055977980000031
采用重采样的方法对接收信号做多普勒补偿。
进一步地，步骤(4)中的信道估计方法具体如下：
(4.1)建立接收导频符号向量z0与信道脉冲响应h之间模型，满足：z0＝Λh+η0，其中，η0为噪声项，Λ是Mp×Nk维度的变换矩阵，Mp和Nk分别表示导频符号数量和信道抽头数，
Figure BDA0003055977980000032
其中行向量λm定义为
Figure BDA0003055977980000033
其中
Figure BDA0003055977980000034
sm,0表示preamble中第m个子载波上的pilot符号，L表示原型滤波器的基带符号长度，g是原型滤波器函数，l表示长度为L的原型滤波器中的第l个点的下标，k表示信道的第k个抽头下标，m和p分别为第m和第p个子载波，M是总子载波数；
(4.2)采用加权最小二乘方法估计得到信道时域脉冲响应
Figure BDA0003055977980000035
其中
Figure BDA0003055977980000036
为噪声η0的协方差矩阵，ΛH表示Λ的共轭转置。
进一步地，步骤(5)中的联合传输矩阵的构建方法具体如下：
定义MN×MN维的联合传输矩阵T满足z＝Ts+η，其中z和s分别表示发送的数据符号和接收的数据符号，η为噪声，均为MN×1的列向量，T中的每个元素定义为
Figure BDA0003055977980000037
其中m和p为一个FBMC多载波符号中的第m和第p个子载波，q和n是数据块中，时间维度上的第q和第n个FBMC多载波符号，m和p的取值范围是[-M/2,M/2-1]，q和n的取值范围是[0,N-1]，N表示FBMC多载波符号的总数量，hk表示信道脉冲响应的第k个抽头的值。
进一步地，步骤(6)中的信道均衡采用滑动窗均衡方法，具体如下：
(6.1)滑动窗的作用是对矩阵T进行截取，初始化滑动窗的角标变量pw＝1，设定滑动窗口大小为3N×3N；
(6.2)设定滑动窗起点为T((pw-1)N+1,(pw-1)N+1)，并按此起点截取子矩阵
Figure BDA0003055977980000038
并截取接收符号向量z的片段
Figure BDA0003055977980000039
(6.3)执行最小均方误差(MMSE)均衡得到
Figure BDA00030559779800000310
的估计值：
Figure BDA00030559779800000311
其中σ2表示噪声方差，I表示单位矩阵；
(6.4)如果pw＝1，则待估计符号
Figure BDA00030559779800000312
接着执行步骤(6.6)；如果pw＞1，则执行步骤(6.5)；
(6.5)如果pw＜M-2，则待估计符号
Figure BDA0003055977980000041
接着执行步骤(6.6)；如果pw＝M-2，则转执行步骤(6.7)；
(6.6)pw＝pw+1，跳转回步骤(6.2)；
(6.7)待估计符号
Figure BDA0003055977980000042
完成全部数据检测并结束。
本发明的有益效果：
1.本发明中同步头信号使用的是一对正负调频的HFM脉冲信号，相比于传统的单个线性调频(LFM)脉冲信号，具有更好的多普勒稳定性，提高同步精度。
2.本发明复用同步头信号实现多普勒估计，降低系统开销；且在数据信号到达前即可得到多普勒的估计值，实时性更好，降低系统存储资源消耗。
3.本发明中二维搜索方法可同时实现CFO估计和时间精同步，实时性更好。
4.本发明中复用了导频符号，降低系统开销；构造了传递矩阵，建立了信道向量与接收符号之间的线性关系，降低了信道估计复杂度。
5.本发明中构造的联合传输矩阵全面考虑了原型滤波器、信道、不同子载波间的固有干扰和符号间的干扰，适用于不同系统参数的均衡，且可方便调整参数的取值范围，使用不同的复杂度需求。
6.本发明中使用滑动窗均衡方法，MMSE均衡的复杂度与矩阵纬度的三次方成正比，通过滑动窗的方法降低了单次MMSE估计的矩阵纬度，大大降低了均衡的计算复杂度。
附图说明
图1是本发明所述的水声FBMC系统的信号检测方法中滑动窗均衡流程图；
图2是同步帧结构与的匹配滤波结果示意图；
图3是存在多普勒频移情况时LFM与HFM自相关特性比较；图中，(a)表示有无多普勒时的LFM相关特性对比，(b)表示有无多普勒时的HFM相关特性；
图4是FBMC的block结构；
图5是联合传输矩阵和滑动窗的结构示意图。
图6是本发明所述的水声FBMC系统的信号检测方法流程图。
具体实施方式
为了使本发明的技术方案及优点更加清楚明白，下面结合附图与具体实施方式对本方面作进一步描述。应当理解，此处所描述的具体实施方法仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明，尤其是参数的选取，仅用于举例。
参考图1和图6，描述了本发明所提供的一种用于水声FBMC系统的信号检测方法，水声FBMC系统中的FBMC数据帧由一对双曲调频(HFM)同步信号、若干保护间隔和若干数据块组成，且该方法包括以下步骤：
(1)信号同步方法。采用互相关方法，对一组正负调频的HFM信号进行匹配滤波：
具体地，设计所调制HFM信号的相位和瞬时频率分别满足：
Figure BDA0003055977980000051
其中，第一个HFM信号中另a为正，即正调频，第二个HFM信号中a为负，即负调频，a的具体数值由调制信号带宽所决定，t表示时间，f0表示HFM的初始频率。
用本地的一组，具有相同调制方式的正负调频的HFM信号，分别与接收信号做互相关，得到两个相关峰，相关峰时刻为tup和tdown，如图2。
计算两个相关峰到达时刻的中间值ta＝(tup+tdown)/2。
计算FBMC符号信号的到达时刻tFBMC＝ta+0.5tHFM+tgap，其中，tHFM为HFM的脉冲周期，tgap为HFM与信号之间保护间隔时长。
如果收发端无相对距离的变化，则两个相关峰的位置如图2中虚线所示，如果收发端反向运动，相关峰的相对位置会发生偏移，如图2中实线所示。反之，如果收发端相向运动，相关峰相对位置依然会偏移，但会靠近，但偏移时间长度Δt相同，因此取中间值结课得到准确信号到达时刻，并以这个时刻，作为该帧信号后续检测操作的起始时刻，实现信号的同步。
另外由于HFM在有多普勒情况下，自相关特性优于传统的LFM波形，如图3所示，LFM信号在存在多普勒时，相关峰更模糊，因此HFM信号具有更好的同步准确性。
(2)根据(1)的匹配滤波结果，判断HFM信号的平移时长，估计多普勒因子，并对接收信号做重采样，对整帧信号进行多普勒补偿：
具体地，计算正负调频的HFM相关峰平移时长：Δt＝(tdown-tup)-tHFM。
根据
Figure BDA0003055977980000052
计算得到多普勒因子的估计值
Figure BDA0003055977980000053
其中a和f0分别表示HFM的调制系数和中心频率。
根据估计得到的
Figure BDA0003055977980000054
采用重采样的方法对接收信号做多普勒补偿，即根据接收信号y(t)得到
Figure BDA0003055977980000055
(3)载波频偏估计与补偿：在整帧信号经过步骤(2)的多普勒补偿后，采用时间-频偏二维搜索的方法，结合preamble中的已知导频符号实现CFO估计，并用估计得到的频偏值对接收信号进行CFO补偿；
具体地，定义发送已知的preamble为xpre(t)，定义接收信号为y(t)，计算模糊度函数
Figure BDA0003055977980000056
其中τ,ε分别表示频偏和时间的搜索范围，*表示共轭转置。当R(τ,ε)取最大值时，
Figure BDA0003055977980000061
的取值即估计得到的时延和频移值，即
Figure BDA0003055977980000062
接着，对接收信号做CFO补偿：
Figure BDA0003055977980000063
(4)信道估计：建立信道脉冲响应和接收符号之间的线性模型，结合步骤(3)中补偿过CFO的导频符号，采用最小二乘方法，实现信道脉冲响应的估计；
具体地，设计发送信号的帧结构如图4所示，在preamble和数据符号之间保留不小于3个符号长度的保护间隔，使得数据符号对preamble的干扰可以忽略。
建立接收导频符号向量z0与信道脉冲响应h之间模型，满足：z0＝Λh+η0，其中，η0为噪声项，Λ是Mp×Nk维度的变换矩阵，Mp和Nk分别表示导频符号数量和信道抽头数，
Figure BDA0003055977980000064
其中行向量λm定义为
Figure BDA0003055977980000065
其中
Figure BDA0003055977980000066
sm,0表示preamble中第m个子载波上的pilot符号，L表示原型滤波器的基带符号长度，g是原型滤波器函数，l表示长度为L的原型滤波器中的第l个点的下标，k表示信道的第k个抽头下标，m和p分别为第m和第p个子载波，M是总子载波数。采用加权最小二乘方法：
Figure BDA0003055977980000067
估计得到信道时域脉冲响应
Figure BDA0003055977980000068
其中Cη0为噪声η0的协方差矩阵，ΛH表示Λ的共轭转置。
(5)构造联合传输矩阵：根据FBMC系统中的原型滤波器函数以及步骤(4)中估计得到的信道脉冲响应，构造联合传输矩阵；
具体地，定义MN×MN维的联合传输矩阵T满足z＝Ts+η，其中z和s分别表示发送的数据符号和接收的数据符号，η为噪声，均为MN×1的列向量，如图5所示，T的形式如下：
Figure BDA0003055977980000069
T中的每个元素定义为
Figure BDA00030559779800000610
其中m和p为一个FBMC多载波符号中的第m和第p个子载波，q和n是数据块中，时间维度上的第q和第n个FBMC多载波符号，m和p的取值范围是[-M/2,M/2-1]，q和n的取值范围是[0,N-1]，N表示FBMC多载波符号的总数量，hk表示信道脉冲响应的第k个抽头的值。
(6)沿步骤(5)中得到的联合传输矩阵的主对角线方向，分割子矩阵，并采用最小均方误差均衡器依次对每个子矩阵进行均衡，得到全部待检测符号。信道均衡采用滑动窗均衡方法具体如下：
(6.1)滑动窗的作用是对矩阵T进行截取，初始化滑动窗的角标变量pw＝1，设定滑动窗口大小为3N×3N；
(6.2)设定滑动窗起点为T((pw-1)N+1,(pw-1)N+1)，并按此起点截取子矩阵
Figure BDA0003055977980000071
如图5所示的，实线框中所框出的区域，即“sliding window”。当pw＝2时，滑动窗如图5中虚线框所框出的区域。截取接收符号向量z的片段
Figure BDA0003055977980000072
(6.3)执行最小均方误差(MMSE)均衡得到
Figure BDA0003055977980000073
的估计值：
Figure BDA0003055977980000074
其中σ2表示噪声方差，I表示单位矩阵；
(6.4)如果pw＝1，则待估计符号
Figure BDA0003055977980000075
接着执行步骤(6.6)；如果pw＞1，则执行步骤(6.5)；
(6.5)如果pw＜M-2，则待估计符号
Figure BDA0003055977980000076
接着执行步骤(6.6)；如果pw＝M-2，则转执行步骤(6.7)；
(6.6)pw＝pw+1，跳转回步骤(6.2)；
(6.7)待估计符号
Figure BDA0003055977980000077
完成全部数据检测并结束。
上述实施例用来解释说明本发明，而不是对本发明进行限制，在本发明的精神和权利要求的保护范围内，对本发明作出的任何修改和改变，都落入本发明的保护范围。

Claims (6)

1.一种用于水声FBMC系统的信号检测方法，其特征在于，所述水声FBMC系统中的FBMC数据帧由一对双曲调频(HFM)同步信号、若干保护间隔和若干数据块组成，且该方法包括以下步骤：
(1)信号同步：信号同步的目的是找到信号何时到达接收端。采用互相关的方法，对数据帧帧头部分的一对正负调频的双曲调频HFM信号进行匹配滤波，得到一对相关峰，这两个相关峰最大值的中间位置即可作为该数据帧信号的到达时刻，并以这个时刻，作为该帧信号后续检测操作的起始时刻，实现信号的同步；
(2)多普勒估计与补偿：根据步骤(1)的匹配滤波结果，判断HFM信号的平移时长，估计多普勒因子，并采用重采样的方法对整帧信号进行多普勒补偿；
(3)载波频偏估计与补偿：在整帧信号经过步骤(2)的多普勒补偿后，结合数据块的preamble中的导频符号，采用时间-频偏二维搜索方法进行载波频偏(CFO)估计，并对该数据块做CFO补偿；
(4)信道估计：建立信道脉冲响应和导频符号之间的线性模型，结合步骤(3)中补偿过CFO的导频符号，采用加权最小二乘方法，实现信道脉冲响应的估计；
(5)构造联合传输矩阵：根据FBMC系统中的原型滤波器函数以及步骤(4)中估计得到的信道脉冲响应，构造联合传输矩阵；
(6)信道均衡：沿步骤(5)中得到的联合传输矩阵的主对角线方向，分割子矩阵，并采用最小均方误差均衡器依次对每个子矩阵进行均衡，得到全部待检测符号。
2.根据权利要求1所述的一种用于水声FBMC系统的信号检测方法，其特征在于，所述步骤(1)中的信号同步方法具体如下：
(1.1)同步信号由一对正负调频的HFM信号构成，用本地的一组正负调频的HFM分别与接收信号做互相关运算，得到两个相关峰的到达时刻为tup和tdown；
(1.2)计算两个相关峰到达时刻的中间值ta＝(tup+tdown)/2；
(1.3)计算FBMC符号信号的到达时刻tFBMC＝ta+0.5tHFM+tgap，其中，tHFM为HFM的脉冲周期，tgap为HFM与信号之间保护间隔时长。
3.根据权利要求1所述的一种用于水声FBMC系统的信号检测方法，其特征在于，所述步骤(2)中的多普勒估计与补偿方法具体如下：
(2.1)计算正负调频的HFM相关峰平移时长：Δt＝(tdown-tup)-tHFM；
(2.2)根据
Figure FDA0003055977970000011
计算得到多普勒因子的估计值
Figure FDA0003055977970000012
其中a和f0分别表示HFM的调制系数和中心频率；
(2.3)根据估计得到的
Figure FDA0003055977970000021
采用重采样的方法对接收信号做多普勒补偿。
4.根据权利要求1所述的一种用于水声FBMC系统的信号检测方法，其特征在于，所述步骤(4)中的信道估计方法具体如下：
(4.1)建立接收导频符号向量z0与信道脉冲响应h之间模型，满足：z0＝Λh+η0，其中，η0为噪声项，Λ是Mp×Nk维度的变换矩阵，Mp和Nk分别表示导频符号数量和信道抽头数，
Figure FDA0003055977970000022
其中行向量λm定义为
Figure FDA0003055977970000023
其中
Figure FDA0003055977970000024
sm,0表示preamble中第m个子载波上的pilot符号，L表示原型滤波器的基带符号长度，g是原型滤波器函数，l表示长度为L的原型滤波器中的第l个点的下标，k表示信道的第k个抽头下标，m和p分别为第m和第p个子载波，M是总子载波数；
(4.2)采用加权最小二乘方法估计得到信道时域脉冲响应
Figure FDA0003055977970000025
其中
Figure FDA0003055977970000026
为噪声η0的协方差矩阵，ΛH表示Λ的共轭转置。
5.根据权利要求1所述的一种用于水声FBMC系统的信号检测方法，其特征在于，所述步骤(5)中的联合传输矩阵的构建方法具体如下：
定义MN×MN维的联合传输矩阵T满足z＝Ts+η，其中z和s分别表示发送的数据符号和接收的数据符号，η为噪声，均为MN×1的列向量，T中的每个元素定义为
Figure FDA0003055977970000027
其中m和p为一个FBMC多载波符号中的第m和第p个子载波，q和n是数据块中，时间维度上的第q和第n个FBMC多载波符号，m和p的取值范围是[-M/2,M/2-1]，q和n的取值范围是[0,N-1]，N表示FBMC多载波符号的总数量，hk表示信道脉冲响应的第k个抽头的值。
6.根据权利要求1所述的一种用于水声FBMC系统的信号检测方法，其特征在于，所述步骤(6)中的信道均衡采用滑动窗均衡方法，具体如下：
(6.1)滑动窗的作用是对矩阵T进行截取，初始化滑动窗的角标变量pw＝1，设定滑动窗口大小为3N×3N；
(6.2)设定滑动窗起点为T((pw-1)N+1,(pw-1)N+1)，并按此起点截取子矩阵
Figure FDA0003055977970000028
并截取接收符号向量z的片段
Figure FDA0003055977970000029
(6.3)执行最小均方误差(MMSE)均衡得到
Figure FDA0003055977970000031
的估计值：
Figure FDA0003055977970000032
其中σ2表示噪声方差，I表示单位矩阵；
(6.4)如果pw＝1，则待估计符号
Figure FDA0003055977970000033
接着执行步骤(6.6)；如果pw＞1，则执行步骤(6.5)；
(6.5)如果pw＜M-2，则待估计符号
Figure FDA0003055977970000034
接着执行步骤(6.6)；如果pw＝M-2，则转执行步骤(6.7)；
(6.6)pw＝pw+1，跳转回步骤(6.2)；
(6.7)待估计符号
Figure FDA0003055977970000035
完成全部数据检测并结束。
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