CN112636773B - 基于数字频域补偿的宽带时域波束成形方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于通信技术领域，具体涉及一种基于数字频域补偿的低复杂度宽带时域波束成形方法。本发明提出了一种低复杂度的基于数字频域补偿的宽带时域波束成形结构，可应用于实际毫米波远距离高容量通信系统接收机。该结构包含数字移相模块、整数倍采样间隔时延对齐补偿模块和基带数字频域补偿模块。数字移相模块补偿阵列时延引起的载波部分的空间相位差。整数倍采样间隔时延对齐补偿模块对各阵列通道基带信号时延进行初步对齐。基带数字频域补偿模块对阵列合并信号中残留分数倍采样间隔时延进行进一步补偿。

Description

基于数字频域补偿的宽带时域波束成形方法

技术领域

本发明属于通信技术领域，具体涉及一种基于数字频域补偿的低复杂度宽带时域波束成形方法。

背景技术

阵列信号处理在无线通信和雷达领域有重要的应用。随着这些应用需求的发展，阵列中天线规模数和信号带宽不断增加。尤其对于未来B5G以及6G移动通信系统中的远距离大容量通信应用，将使用30-300GHz毫米波频段提供的巨大带宽进行高速率通信。而毫米波频段空间衰减严重，必然会使用大规模阵列天线来克服空间路径损耗，增加传输距离。天线规模数将达到成百上千。与此同时，毫米波波长较短，为部署大规模阵列天线提供了可能。在雷达领域，宽带信号能够提高雷达的距离分辨率、测距精度和对目标的识别能力。宽带雷达成为当前雷达领域的发展趋势。

然而，在阵列中天线数量和信号带宽较大时，各阵元需要补偿的相位差与频率相关。传统基于窄带假设的波束成形算法不再完全适用，必须将信号看作宽带进行处理。宽带波束成形是阵列信号处理领域一个重要的研究课题。在相控阵中，若采用与频率无关的移相器进行模拟波束成形。当信号带宽较大时，则会出现“波束倾斜”现象，即在信号具有一定带宽时，若仍使用固定的相位差进行补偿，则不同频率点产生的波束方向图会发生偏移的现象。针对该问题，研究者提出使用实时延迟线TTD(True Time Delay)取代移相器。TTD可以由波导、同轴电缆或光纤组成，但存在体积大、功耗大、成本高和受温度等环境影响等缺点。在数字阵列中，宽带波束成形主要分为频域处理和时域处理两类。频域处理方法将阵列接收信号变换到频域，然后将宽带信号分为多个子窄带分别进行窄带处理。如果使用高采样率和高量化位数模数转换器(ADC)，频域处理方法能够得到极好的性能。但在大规模天线系统中，每个阵元接收信号都进行FFT变换，并且使用高性能的ADC，必然会带来系统的功耗、成本和计算复杂度的急剧增加。时域处理方法直接在时域上进行宽带波束成形，不需要进行FFT变换。基于时域处理的宽带波束成形通常使用抽头延迟线滤波器结构实现。但当信号的带宽相对较大时，需要更多的滤波器阶数。另外，为了实现各阵元间的信号传输时间延迟的精确补偿，需要每个阵元通道设计相应的分数时延滤波器。并且若要获得较好的时延特性同样需要较高的滤波器阶数。随着天线规模数和信号带宽的增加，系统计算复杂度增加。基于大规模阵列宽带系统可实现角度，需设计低复杂度的宽带波束成形方法。

发明内容

本发明目的在于设计一种低复杂度的宽带波束成形方法以应用到实际的毫米波远距离高容量通信系统接收机中。本发明提出了一种低复杂度基于数字频域补偿的宽带时域波束成形结构。考虑到传统基于分数时延滤波器的宽带时域波束成形结构中每个阵元通道接收信号经过整数倍采样间隔时延补偿后，其残余的分数倍采样间隔时延对系统性能影响并不严重的特点。本发明提出的基于数字补偿的宽带时域波束成形结构将每个阵元通道的分数级时延滤波器部分省略，以降低复杂度。同时，将阵列合并后的信号进行频域数字补偿以保证系统性能。

为了方便理解，首先对本发明使用的宽带阵列信号处理模型进行简要介绍：

本发明考虑一个接收机使用由M天线阵元组成的均匀线性阵列，且阵元间距为d。假设一远场宽带信号从方位角度θ入射到该阵列，在不考虑信号衰减，并假定所有阵元为理想全向天线的情况下，阵列接收机接收的频域信号矢量r(f)可以表示为

r(f)＝a(θ，f)s(f)+n(f)

其中，s(f)为频域等效基带远场信号，f∈[-B/2，B/2]。B表示基带信号带宽。矢量n(f)为接收机的高斯白噪声。矢量a(θ，f)为宽带频域阵列导向矢量，由信号频率和方向共同决定。参数τ＝d sinθ/c表示相邻阵元间时延差，c为光速。

本发明所提的低复杂度基于数字频域补偿的宽带时域波束成形结构内容如下：

S1、在毫米波远距离高容量通信系统接收机中，阵列接收信号首先经过T/R组件下变频到基带，然后每个阵元通道使用ADC进行采样。

S2、对基带采样信号，使用基于数字补偿的宽带时域波束成形结构进行波束成形，该结构主要包含3个模块，分别为数字移相模块、整数倍采样间隔时延对齐补偿模块和基带数字频域补偿模块，具体方法是：

S21、在数字移相模块中，对基带采样信号进行数字移相以补偿阵列时延引起的载波部分的空间相位差。假设接收机已知信号入射角度θ₀＝θ，则数字移相模块加权矢量为

经过数字移相模块后，各个阵元通道还存在等效基带信号部分的延时需要对齐与补偿。

S22、在整数倍采样间隔时延补偿模块中将补偿阵列接收基带信号的整数倍采样间隔时延。设系统接收机中ADC的采样速率为f_s＝1/T_s，T_s为采样周期。则第m个阵元通道接收信号需要补偿的基带信号时延可以表示为

其中，round(·)函数为四舍五入函数；L_m表示整数倍采样间隔时延；Δ_m∈[-0.5，0.5]表示为分数倍采样间隔时延。该模块的目的就在于消除各阵元通道信号上的整数倍采样间隔时延L_m，m＝1，…，M。但仍存在残余的分数倍采样间隔时延。

S23、基带数字频域补偿模块的功能为对整数倍采样间隔时延补偿模块处理后残余的分数倍采样间隔时延进行进一步补偿。经过整数倍采样间隔时延补偿模块的初次补偿后，对各阵元通道处理后的信号进行合并，合并信号中仅残留分数倍采样间隔时延Δ₁T_s，Δ₂T_s，…，Δ_MT_s。合并信号可以表示为

其中，z(t)为合并信号中的噪声，其功率为Mσ²。

将合并信号变换到频域，并将残留的分数倍采样间隔时延看作等效信道。

y(f)＝H_eq(f)s(f)+z(f)

等效信道H_eq(f)随频率变化，并且表现为频率不平坦性。从而导致了接收机误码性能降低。基于宽带接收机中的频域均衡思想，在数字频域补偿模块对该等效信道进行频域补偿。一种基于迫零算法的频域补偿系数可以选择为

除了上述的基于迫零算法计算频域补偿系数，还可以采用最小均方误差算法计算频域补偿系数。

经过补偿后的最终输出频域信号为

y_out(f)＝W(f)y(f)

最终，频域输出信号经过傅里叶逆变换，变换到时域用于符号解调。

本发明主要应用于远距离高容量通信系统接收机，其优势在于：

1)与传统频域宽带波束成形方法相比，所提出的基于数字频域补偿的宽带时域波束成形结构不需要每个阵元通道进行FFT操作。其数字基带实现复杂度大大降低。

2)与传统的基于分数时延滤波器的宽带时域波束成形结构相比，降低了各阵元通道的信号处理复杂度。在所提结构中，各个阵元不再使用分数时延滤波器，而是直接对阵列合并信号进行处理。

3)本发明基于大规模天线阵列宽带情况下阵元时延差对通信接收信号的影响分析结果设计宽带波束成形结构。以低复杂度可实现为目标，采用分模块方式设计低复杂度宽带波束成形方法。同时，结合通信宽带接收机均衡思想，来设计数字频域补偿模块。

附图说明

图1为本发明所提出的基于数字频域补偿的宽带时域波束成形结构；

图2为本发明方法(所提结构)与传统相控阵模拟波束成形(仅移相)和理想时延对齐和补偿(理想时延补偿)在宽带情况下的宽带时域能量波束方向图对比；

图3为本发明中涉及到的阵列合并信号模型中分数级时延等效信道(数字移相+整数时延)与传统相控阵模拟波束成形(仅移相)产生的等效信道频域响应对比；

图4为本发明中所提结构(数字移相+整数时延+数字补偿)与传统相控阵模拟波束成形(仅移相)、无数字频域补偿结构(数字移相+整数时延)和理想时延对齐和补偿(理想时延)在QPSK系统下误比特率结果对比；

具体实施方式

下面讲述基于所提数字频域补偿的宽带时域波束成形结构的数字实现步骤：

1、数字移相：

各阵元通过经过采样得到一系列采样序列

r_m[n]＝r_m(nT_s)，n＝0，1，…，N-1；m＝1，2，…，M；

其中，N为一次处理使用的采样数目，即快拍数。将所有阵元通道采样序列写为r[n]＝{r₁[n]，r₂[n]，…，r_M[n]}^T，n＝0，1，…，N-1；

根据信号入射角度θ＝θ₀计算数字移相加权矢量，

对阵列采样序列r[n]进行数字移相，

r_phase[n]＝w_phase⊙r[n]，n＝0，1，…，N-1；，

其中，⊙为Hadamard积。

2、整数倍采样间隔时延补偿：

计算各个阵元通道整数倍采样间隔时延值，

对数字移相后序列r_phase[n]，n＝0，1，…，N-1进行整数倍采样间隔时延对齐与补偿。

3、数字频域补偿：

将整数倍采样间隔时延对齐后的阵列通道数据直接进行合并，合并后的时域序列为y[n]，n＝0，1，…，N-1

对该时域序列进行N点FFT变换，得到其对应的频域序列Y[n]，n＝0，2，…，N-1，其中第n个离散点代表的频率为

基于信号入射角度θ＝θ₀与系统采样速率f_s估计各阵元通道信号残留的分数倍采样间隔时延，

计算带宽内频域加权系数，

使用计算得到的带宽内频域加权系数，在带宽内对频域序列Y[n]进行加权，带宽外不进行处理。最终频域输出信号为

将频域输出信号进行N点IFFT变换，得到时域输出信号y_out[n]，n＝0，2，…，N-1用于接收机解调。

综上所述，本发明提出了一种低复杂度的基于数字频域补偿的宽带时域波束成形结构，可应用于实际毫米波远距离高容量通信系统接收机。该结构包含数字移相模块、整数倍采样间隔时延对齐补偿模块和基带数字频域补偿模块。数字移相模块补偿阵列时延引起的载波部分的空间相位差。整数倍采样间隔时延对齐补偿模块对各阵列通道基带信号时延进行初步对齐。基带数字频域补偿模块对阵列合并信号中残留分数倍采样间隔时延进行进一步补偿。

Claims (1)

1.基于数字频域补偿的宽带时域波束成形方法，其特征在于，包括以下步骤：

S1、在毫米波远距离高容量通信系统接收机中，阵列接收信号首先经过T/R组件下变频到基带，然后每个阵元通道使用ADC进行采样；

S2、对基带采样信号，使用基于数字补偿的宽带时域波束成形结构进行波束成形，该结构主要包含3个模块，分别为数字移相模块、整数倍采样间隔时延对齐补偿模块和基带数字频域补偿模块，具体方法是：

S21、在数字移相模块中，对基带采样信号进行数字移相以补偿阵列时延引起的载波部分的空间相位差；假设接收机已知信号入射角度θ₀＝θ，则数字移相模块加权矢量为：

其中d表示阵元间距，f_c表示载波，M为天线个数；

S22、在整数倍采样间隔时延对齐补偿模块中补偿阵列接收基带信号的整数倍采样间隔时延；设系统接收机中ADC的采样速率为f_s＝1/T_s，T_s为采样周期，则第m个阵元通道接收信号需要补偿的基带信号时延表示为

其中，τ_m为天线时延，τ＝dsinθ/c表示相邻阵元间时延差，round(·)函数为四舍五入函数；L_m表示整数倍采样间隔时延；Δ_m∈[-0.5，0.5]表示为分数倍采样间隔时延；

S23、基带数字频域补偿模块用于对整数倍采样间隔时延对齐补偿模块处理后残余的分数倍采样间隔时延进行进一步补偿，经过整数倍采样间隔时延对齐补偿模块的初次补偿后，对各阵元通道处理后的信号进行合并，合并信号中仅残留分数倍采样间隔时延Δ₁T_s，Δ₂T_s，…，Δ_MT_s；合并信号表示为

其中，Δ_m为分数级系数，z(t)为合并信号中的噪声，其功率为Mσ²；

将合并信号变换到频域，并将残留的分数倍采样间隔时延看作等效信道：

y(f)＝H_eq(f)s(f)+z(f)

其中，s(f)为频域信号，等效信道H_eq(f)随频率变化，并且表现为频率不平坦性，从而导致了接收机误码性能降低；在数字频域补偿模块对该等效信道进行频域补偿，采用基于迫零算法的频域补偿系数选择为：

经过补偿后的最终输出频域信号为

y_out(f)＝W(f)y(f)

最终，频域输出信号经过傅里叶逆变换，变换到时域用于符号解调。

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