CN112534278A - 在用于测量所递送的电力的管芯上直流-直流(dc-dc)转换器中的电流感测 - Google Patents

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Abstract

公开了在用于测量所递送的电力的管芯上直流‑直流(DC‑DC)转换器中的电流感测。DC‑DC转换器以被耦合至负载电路的输出电压将输入电压转换为输出电流。DC‑DC转换器包括用于在第一阶段中驱动输出电流的高侧驱动器(HSD)电路和用于在第二阶段中将电力输出耦合至负电源轨(GND)的低侧驱动器(LSD)电路，输出电流是周期性的。DC‑DC转换器包括用于均衡输出电压与镜像电压的放大器电路。基于镜像电压，电流感测电路生成对应于驱动器电流的镜像电流。可以测量镜像电流，作为对被递送给负载电路的输出电流的表示。多个DC‑DC转换器可以向负载电路提供多相电流，以便向负载电路提供电力。

Description

在用于测量所递送的电力的管芯上直流-直流(DC-DC)转换器 中的电流感测
背景技术
I.优先权要求
本专利申请要求于2018年8月8日提交的转让给其受让人的名称为“在用于测量所递送的电力的管芯上直流-直流(DC-DC)转换器中的电流感测(CURRENT SENSING IN ANON-DIE DIRECT CURRENT-DIRECT CURRENT(DC-DC)CONVERTER FOR MEASURING DELIVEREDPOWER)”的No.16/058,167的申请的优先权，该申请以引用的方式明确并入本文。
II.技术领域
本公开的技术大体上涉及在集成电路(IC)中的电力分配电路(诸如管芯上直流-直流(DC-DC)转换器)，并且更具体地涉及测量由(一个或多个)DC-DC转换器在电力分配电路中分配的电力。
III.背景技术
在芯片中的集成电路(IC)包括耦合至来自电源的操作电力的一组电子电路。直流(DC)电压供应(诸如电池)通常用作用于在IC中的操作电力的电源。例如，电池通常用作便携式设备(诸如移动电话)中的IC的电源。然而，可以将IC设计为使用以与由电源供应的DC电压电平不同的DC电压电平供应的电力来操作。例如，包含微处理器的IC需要比由电源供应的电压电平更高或更低的电压电平的电力。对减小电压以节省电力的需要也已随着对根据电池电力操作的便携式电子设备的需求的增加而增加。进一步地，由于在IC中所包括的晶体管的数目增加，因此存在降低操作电压以偏移从电源汲取的总电流的增加的趋势。此外，数目增加的晶体管的较高切换速度在电力分配电路中产生更快且更大的电流瞬变。另外，在IC中的电路数目的增加已经增加了在IC中生成的热量，这可以降低性能。因此，IC的操作电压也被设计成被降低以减少热量。
出于这些原因，在IC中的电力分配电路中采用一个或多个管芯上直流-直流(DC-DC)转换器以将来自电源的电力的电压电平转换为更高或更低的DC电压电平已变为常规的。例如，可以在IC中的电力分配电路中采用降压DC-DC转换器(或减压转换器)来降低电压。可以将多个DC-DC转换器包括在电力分配电路中，以将电力分配至IC的不同区域中的电路。出于各种原因，电力分配电路也可以需要能够调整在IC中的操作电压。例如，可以期望的是，在空闲操作模式期间按比例缩小或降低IC中的电力以节省电力，然后在活跃操作模式期间按比例放大电力。此外，可以期望的是，在超性能模式期间提高IC中的电力以提高性能。因此，包括切换式DC-DC转换器以控制电力电平也变为常见的。切换式DC-DC转换器(诸如降压DC-DC转换器)周期性地操作，其中每个周期具有充电阶段和放电阶段。片上脉宽调制(PWM)是用于控制充电阶段和放电阶段的占空比以提供DC-DC转换器的切换控制的技术。
IC设计可以需要准确地监测在电力分配电路中供应的电力，以测量在IC中分配的总电流。例如，可以基于IC内的电流测量来确定或估计IC的温度。通过测量在管芯上电源中的单独电流，可以确定由这种管芯上电源分配的总电流，从而能够管理在IC设计中的总电力需求。此外，可以将单独电流彼此进行比较或与用于DC-DC转换器的电流阈值进行比较，从而能够改善电力分配并且避免超过电力限制，诸如以便防止过热。
发明内容
详细描述中所公开的方面包括在用于测量所递送的电力的管芯上直流-直流(DC-DC)转换器中的电流感测。例如，可以将一个或多个DC-DC转换器包括在电力分配电路中，以便将以输入电压供应的输入电力转换为在期望的输出电压处的输出电力。可以向负载电路供应输出电力，以向负载电路供应电力。在一个示例中，多个DC-DC转换器可以被设置在电力分配电路中，以提供多相驱动器电流。在一个示例中，DC-DC转换器包括高侧驱动器(HSD)电路，被配置为响应于调制信号而在DC-DC转换器的操作的充电阶段对电感器进行充电，该电感器耦合于HSD电路的驱动器输出节点与负载电路节点之间。在该示例中，DC-DC转换器还包括低侧驱动器(LSD)电路，被配置为将驱动器输出节点耦合至负电源轨或接地(GND)，以在DC-DC转换器的操作的放电阶段对电感器进行放电。为了测量所递送的电力，DC-DC转换器还包括电流感测电路，以在感测HSD电路和电感器中的驱动器电流。电流感测电路在镜像输出节点处产生镜像电压，该镜像电压反映了在HSD电路的驱动器输出节点处的驱动器电压。基于镜像电压，在电流镜像电路中生成了与驱动器电流成比例的镜像电流。镜像电流在感测电阻器上生成感测电压，该感测电压与镜像电流成比例。以这种方式，对感测电压进行感测使得能够感测镜像电流，从而使得能够感测向HSD电路输入的电流以及递送给负载电路的驱动器电流。为了在镜像输出节点处产生反映驱动器电压的镜像电压，电流感测电路还包括用于放大在镜像电压与驱动器电压之间的差值的放大器电路和用于响应于来自放大器电路的电压均衡信号而调整镜像电压以反映驱动器电压的共源共栅电路。此外，通过将多个DC-DC转换器包括在电力分配电路中以向负载电路提供多相驱动器电流，可以在时钟周期内分配所递送的电力。
在本文中所公开的另一例示性方面中，在电流感测电路中的放大器电路包括差分放大器电路，用于检测在驱动器电压与镜像电压之间的小差值，以在电流感测电路中生成与在HSD电路中的驱动器电流成比例的镜像电流。在一个示例中，差分放大器电路被配置有用于偏移抵消的斩波电路。以这种方式，减小或抵消了在差分放大器电路中的偏移电压，使得镜像电流与递送给负载电路的驱动器电流成比例。
在本文中所公开的另一例示性方面中，电流感测电路还可以包括电压平均电路。电压平均电路包括电容器电路，耦合至感测电阻器以在充电阶段维持感测电压的平均值。电压平均电路还包括开关，用于在放电阶段将电容器电路从感测电阻器断开。以这种方式，可以通过采用电压平均电路来确定由电力分配电路中的DC-DC转换器递送给负载电路的驱动器电流的平均值。
在本文中所公开的又一例示性方面中，提供了多相DC-DC转换器，该多相DC-DC转换器包括至少一个DC-DC转换器，以在时钟周期的多个相位中的每个相位期间递送电力。在一个示例中，还可以提供总电压平均电路来测量供应给在电力分配电路中所包括的多相DC-DC转换器中的HSD电路的总电流。总电压平均电路被配置为感测由多相DC-DC转换器生成的总镜像电流，并且总镜像电流反映了供应给所有HSD电路的总电流。由外部电源供应给多相DC-DC转换器的总电力是供应电压与供应给所有HSD电路的总电流的乘积。
就此而言，在一方面中，提供了一种电流感测电路。该电流感测电路包括电流镜像电路、放大器电路以及共源共栅电路。电流镜像电路包括：电源节点，耦合至输入电源节点；以及控制节点，配置为耦合至DC-DC转换器的HSD电路，以接收HSD控制信号。放大器电路包括：第一输入端口，耦合至电流镜像电路；以及第二输入端口，被配置为耦合至HSD电路的输出节点。共源共栅电路被耦合至电流镜像电路和放大器电路，并且包括：输出端口，耦合至感测节点；以及共源共栅控制端口，耦合至放大器电路。
在另一方面中，提供了一种DC-DC转换器中的电流感测电路。该电流感测电路包括用于响应于HSD控制信号，基于HSD电路中的驱动器电流来生成镜像电流的装置。电流感测电路还包括用于放大在HSD电路的输出节点处的驱动器电压与在用于生成镜像电流的装置的输出节点处的镜像电压之间的差值的装置。电流感测电路还包括用于在用于放大的装置的输出端口上生成电压均衡信号的装置。电压均衡信号表示在镜像电压与驱动器电压之间的经放大的差值。电流感测电路还包括用于响应于电压均衡信号而调整在用于生成镜像电流的装置的输出节点上的镜像电压以对应于驱动器电压的装置。
在另一方面中，提供了一种感测在DC-DC转换器中的电流的方法。方法包括：响应于HSD控制信号，基于在HSD电路中的驱动器电流来生成镜像电流。方法还包括：放大在HSD电路的输出节点处的驱动器电压与在电流镜像电路的输出节点处的镜像电压之间的差值。方法还包括：在放大器电路的输出端口上生成电压均衡信号，电压均衡信号表示在镜像电压与驱动器电压之间的经放大的差值。方法还包括：响应于电压均衡信号而调整在电流镜像电路的输出节点处的对应于驱动器电压的镜像电压。
在另一方面中，提供了一种电力分配电路。电力分配电路包括DC-DC转换器，该DC-DC转换器包括耦合至电源电压轨和电感器的HSD电路。电力分配电路还包括电流感测电路。电流感测电路包括：电源节点，耦合至电源电压轨；以及控制节点，耦合至DC-DC转换器的HSD电路以接收HSD控制信号。电流感测电路还包括放大器电路和共源共栅电路。放大器电路包括：第一输入端口，耦合至电流镜像电路；以及第二输入端口，配置为耦合至HSD电路的输出节点。共源共栅电路耦合至电流镜像电路和放大器电路，并且包括：输出端口，耦合至感测节点；以及共源共栅控制端口，耦合至放大器电路。
在另一方面中，提供了一种电流感测电路。电流感测电路包括DC-DC转换器的多个降压转换器电路、放大器电路以及共源共栅电路。多个降压转换器电路之间的每个降压转换器电路包括HSD电路、电流镜像电路以及被配置为接收HSD控制信号的控制节点。每个HSD电路包括驱动器输出节点，并且每个电流镜像电路包括镜像输出节点。放大器电路包括：第一输入端口，耦合至多个降压转换器电路的每个电流镜像电路的镜像输出节点；第二输入端口，耦合至多个降压转换器电路的每个HSD电路的驱动器输出节点；以及放大器输出端口。共源共栅电路被配置为基于在放大器输出端口上生成的电压均衡信号，来将多个降压转换器电路耦合至感测节点。
附图说明
图1是例示性电力分配电路的电路图，该电力分配电路包括直流-直流(DC)转换器，用于将多相电力分配给负载电路；
图2是包括DC-DC转换器和电流感测电路的例示性电力分配电路的电路图，其中DC-DC转换器采用高侧驱动器(HSD)电路和低侧驱动器(LSD)电路，并且电流感测电路被配置为生成镜像电流以生成感测电压，可以感测该感测电压以感测供应给HSD电路的输入电流；
图3是图示了在图2中的电力分配电路中的电流感测电路，感测由图2中的DC-DC转换器递送给负载电路的电流的例示性过程的流程图；
图4A是图示了耦合至图2的HSD电路的在电感器中的例示性电流电平的时序图；
图4B是图示了在图2的电流感测电路中的镜像电流的例示性电流电平的时序图，其中镜像电流的电平乘以镜像因数(“M”)对应于HSD电路中的电流；
图5是图2的电力分配电路的电路图，其中电流感测电路还采用例示性电压平均电路来测量平均输出电压，该平均输出电压对应于耦合在HSD电路的驱动器输出节点与DC-DC转换器的负载电路节点之间的电感器中的电流；
图6是图示了在图5的电力分配电路中的电压平均电路的节点处的例示性电压电平的时序图；
图7是例示性过电流检测电路的电路图，该过电流检测电路被配置为接收由图5的电压平均电路生成的平均输出电压，以基于平均输出电压来生成过电流指示信号；
图8是作为图2的电力分配电路的电流感测电路中的放大器电路的示例而提供的例示性差分放大器电路的电路图，该差分放大器电路采用用于偏移电压抵消的斩波电路；
图9是图2的电力分配电路的电路图，该电力分配电路采用例示性电压平均电路来确定平均输出电压，该平均输出电压对应于图1的电力分配电路中的DC-DC转换器的HSD电路中的总驱动器电流；
图10是图9的电力分配电路的电路图，其中电流感测电路包括耦合至电压平均电路的第二共源共栅电路；
图11是可以用作图8的电流感测电路中的差分放大器电路的例示性放大器电路的电路图，其中放大器电路包括用于在时钟周期的放电阶段期间使在差分放大器电路中的电路断电的开关；
图12是采用在多相降压DC-DC转换器的相同相位中生成电流的DC-DC转换器的电力分配电路的电路图，其中每个DC-DC转换器被图示为具有HSD电路被耦合至电流镜像电路的半H桥电路拼片，并且在HSD电路的驱动器输出节点处的驱动器电压的平均值与在电流镜像电路的镜像输出节点处的镜像电压的平均值之间的差值被放大；
图13是例示性基于处理器的系统的框图，该例示性基于处理器的系统可以包括电力分配电路，电力分配电路包括DC-DC转换器和电流感测电路，其中DC-DC转换器采用HSD电路和LSD电路，并且电流感测电路被配置为生成镜像电流以生成感测电压，可以感测该感测电压，以感测由HSD电路供应给负载电路的驱动器电流，电流感测电路包括但不限于图2、图5、图9以及图10中的电流感测电路；以及
图14是例示性无线通信设备的框图，例示性无线通信设备包括形成于集成电路(IC)中的射频(RF)组件，其中无线通信设备可以包括电力分配电路，电力分配电路包括DC-DC转换器和电流感测电路，其中DC-DC转换器采用HSD电路和LSD电路，并且电流感测电路被配置为生成镜像电流以生成感测电压，可以感测该感测电压以感测由HSD电路供应给负载电路的驱动器电流，该电流感测电路包括但不限于图2、图5、图9以及图10中的电流感测电路。
具体实施方式
现在参考附图，描述了本公开的若干例示性方面。在本文中使用的词语“例示性”来指“充当示例、实例或说明”。本文中描述为“例示性”的任何方面不必被解释为比其他方面优选或有利。
详细描述中所公开的方面包括：在用于测量所递送的电力的管芯上直流-直流(DC-DC)转换器中的电流感测。例如，可以将一个或多个DC-DC转换器包括在电力分配电路中，以便将以输入电压供应的输入电力转换为在期望的输出电压处的输出电力。可以向负载电路供应输出电力，以向负载电路供应电力。在一个示例中，多个DC-DC转换器可以设置于电力分配电路中，以提供多相驱动器电流。在一个示例中，DC-DC转换器包括高侧驱动器(HSD)电路，该高侧驱动器电路被配置为响应于调制信号而在DC-DC转换器的操作的充电阶段中对电感器进行充电，该电感器耦合于HSD电路的驱动器输出节点与负载电路节点之间。在该示例中，DC-DC转换器还包括低侧驱动器(LSD)电路，该低侧驱动器电路被配置为将驱动器输出节点耦合至负电源轨或接地(GND)，以在DC-DC转换器的操作的放电阶段中对电感器进行放电。为了测量所递送的电力，DC-DC转换器还包括电流感测电路，用于感测在HSD电路和电感器中的驱动器电流。电流感测电路在镜像输出节点处产生镜像电压，该镜像电压反映了在HSD电路的驱动器输出节点处的驱动器电压。基于镜像电压，在电流镜像电路中生成了与驱动器电流成比例的镜像电流。镜像电流在感测电阻器上生成感测电压，该感测电压与镜像电流成比例。以这种方式，对感测电压进行感测使得能够感测镜像电流，从而使得能够感测向HSD电路输入的电流和递送给负载电路的驱动器电流。为了在镜像输出节点处产生反映驱动器电压的镜像电压，电流感测电路还包括：用于放大在镜像电压与驱动器电压之间的差值的放大器电路，以及用于响应于来自放大器电路的电压均衡信号而调整镜像电压、以反映驱动器电压的共源共栅电路。此外，可以通过将多个DC-DC转换器包括在电力分配电路中以向负载电路提供多相驱动器电流，来在时钟周期内分配所递送的电力。
在讨论电力分配电路(该电力分配电路包括DC-DC转换器和电流感测电路，该电流感测电路配置为生成镜像电流以生成感测电压，可以感测该感测电压以感测由DC-DC转换器供应给负载电路的驱动器电流)之前，从图2开始，首先针对图1讨论了例示性管芯上电力分配电路100(“电力分配电路100”)。就此而言，图1是电力分配电路100的示意图，该电力分配电路将四(4)个降压DC-DC转换器102(1)至102(4)包括于多相降压DC-DC转换器104中。出于简单起见，即使降压DC-DC转换器102(1)至102(4)中的每个降压DC-DC转换器还包括用于计时和控制的电路系统，也只有半H桥电路被示出以表示降压DC-DC转换器102(1)至102(4)中的每个降压DC-DC转换器。所图示的半H桥电路(在本文中称为降压转换器102(1)至102(4))各自包括相应输入电力节点106(1)至106(4)，相应输入电力节点可以耦合至电源轨(未示出)以接收输入电压VIN的输入电力。降压转换器102(1)至102(4)各自被配置为在降压转换器102(1)至102(4)的操作的充电阶段期间生成相应驱动器电流IDRIVE(1)至IDRIVE(4)。经调制的HSD控制信号118和LSD控制信号122分别在充电阶段和放电阶段期间由控制器(未示出)供应。相对于降压转换器102(1)的时钟周期，降压转换器102(2)、102(3)以及102(4)的时钟周期分别异相90°、180°以及270°，以在经调制的HSD控制信号118的时钟周期内均匀地分配在相应充电阶段中生成的驱动器电流IDRIVE(1)至IDRIVE(4)。
继续参考图1，现在将描述降压转换器102(1)，应注意，对降压转换器102(1)的描述同样适用于电力分配电路100中的其他降压转换器102(2)至102(4)。就此而言，降压转换器102(1)包括：用于响应于HSD控制信号118被断言而对电感器112(1)进行充电的HSD电路110(1)，该HSD电路耦合于HSD电路110(1)的驱动器输出节点114(1)与负载电路节点116之间。HSD控制信号118在降压转换器102(1)至102(4)的操作的充电阶段期间被周期性地断言，并且在放电阶段期间未经断言。在该示例中，降压转换器102(1)还包括LSD电路120(1)，该LSD电路被配置为将驱动器输出节点114(1)耦合至负电源轨或接地(GND)，以响应于在放电阶段中断言了LSD控制信号122而对电感器112(1)进行放电。降压转换器102(1)接收在输入节点HDRV1上的HSD控制信号118，并且接收在输入节点LDRV1上的LSD控制信号122。降压转换器102(2)至102(4)包括输入节点HDRV2至HDRV4以及LDRV2至LDRV4。耦合至负载电路节点116的负载电路108使在可以被耦合至负载电路108的负载电路节点116处的电压VOUT平滑。HSD电路110(1)可以包括P型金属氧化物半导体(MOS)(PMOS)晶体管111(1)，并且LSD电路120(1)可以包括N型金属氧化物半导体(MOS)(NMOS)晶体管121(1)。
可能期望的是，测量由降压转换器102(1)至102(4)递送给负载电路108的总电流，该负载电路通过电力分配电路100耦合至负载电路节点116。出于每相电流限制(即，单独地限制在多相降压DC-DC转换器104的每个相位中的电流)的目的，也可以期望的是测量在降压转换器102(1)至102(4)中的每个降压转换器的相应电感器112(1)至112(4)中的驱动器电流IDRIVE(1)至IDRIVE(4)。然而，在不耗散来自驱动器电流IDRIVE(1)至IDRIVE(4)的一些电力的情况下，可能难以测量递送给耦合至负载电路节点116的负载电路108的驱动器电流IDRIVE(1)至IDRIVE(4)。因此，可以期望的是，利用与降压转换器102(1)至102(4)隔离的电流感测电路来感测在降压转换器102(1)至102(4)中的每个降压转换器中的驱动器电流IDRIVE(1)至IDRIVE(4)的能力。
就此而言，图2图示了包括降压转换器102的电力分配电路200的示例。如在图1中，仅示出了降压DC-DC转换器的半H桥电路，并且在本文中将该半H桥电路称为降压转换器102。在图2中的降压转换器102包括与图1的电力分配电路100中的降压转换器102(1)至102(4)相同的组件，在图2中利用共用的附图标记来引用这些组件。因此，将不再重新描述降压转换器102。在该示例中，降压转换器102耦合至电流感测电路201以生成感测电压VSENSE，可以感测该感测电压，以作为用于测量供应给降压转换器102从而驱动耦合至负载电路节点116的负载电路108的电力的方式。电流感测电路201包括电流镜像电路202，该电流镜像电路生成与由降压转换器102递送的驱动器电流IDRIVE成比例的镜像电流IMIRROR，这使得电流感测电路201能够通过基于感测到的镜像电流IMIRROR生成感测电压VSENSE来间接地感测驱动器电流IDRIVE。在该示例中，电流镜像电路202包括对应于想HSD电路110中的驱动器晶体管208的镜像晶体管206。HSD控制信号118被耦合至镜像晶体管206的栅极控制端口G，并且还耦合至驱动器晶体管208的栅极控制端口G。当断言了HSD控制信号118时，镜像晶体管206和驱动器晶体管208被深度驱动到其操作特点的三极管区中，在该三极管区中，镜像晶体管和驱动器晶体管两者基本上充当电阻器。镜像晶体管206的大小被设定为具有驱动器晶体管208的电阻的“M”倍的电阻。因此，在镜像晶体管206两端的基本上等于在驱动器晶体管208两端的电压VDROP_DRV的电压VDROP_MIR，将会使在镜像晶体管206中的镜像电流IMIRROR与在驱动器晶体管208中的驱动器电流IDRIVE成比例(即，电流传输比为1/“M”)。
为了达成在镜像晶体管206两端的基本上等于在驱动器晶体管208两端的电压的电压，镜像晶体管206的电源节点211和驱动器晶体管208的电源节点213两者都被耦合至在输入电力节点106处的输入电压VIN，并且使在电流镜像电路202的镜像输出节点214处的镜像电压VMIRROR基本上等于在HSD电路110的驱动器输出节点114上的驱动器电压VDRIVE。这是通过以下项实现的：响应于HSD控制信号118而使用放大器电路218放大在镜像电压VMIRROR与驱动器电压VDRIVE之间的差值，并且基于经放大的差值使用共源共栅电路220调整镜像电压VMIRROR以反映驱动器电压。在该示例中，镜像晶体管206和驱动器晶体管208两者为P型MOS(PMOS)晶体管。镜像输出节点214被耦合至镜像晶体管206的漏极D，并且驱动器输出节点114耦合至驱动器晶体管208的漏极D。
放大器电路218包括耦合至镜像输出节点214的第一输入端口222和耦合至驱动器输出节点114的互补输入端口224。第一输入端口222和互补输入端口224可以分别对应于放大器电路218的反相端口和非反相端口，或分别对应于非反相端口和反相端口。放大器电路218还包括放大器输出端口226，在该放大器输出端口上生成了电压均衡信号228。电压均衡信号228的放大器电压VAMP表示在镜像电压VMIRROR与驱动器电压VDRIVE之间的经放大的差值。
在该示例中，共源共栅电路220包括共源共栅晶体管221。共源共栅电路220的输入端口230被耦合至镜像输出节点214，并且共源共栅控制端口G被耦合至放大器电路218的放大器输出端口226，以接收电压均衡信号228。电压均衡信号228控制在饱和区中操作的共源共栅晶体管221，以调整镜像电流IMIRROR。随着共源共栅晶体管221串联耦合于镜像晶体管206与感测电阻器RSENSE之间，镜像电流IMIRROR根据在镜像输出节点214处的镜像电压VMIRROR的变化而变化。例如，随着电压均衡信号228的放大器电压VAMP减小，在镜像输出节点214上的镜像电压VMIRROR减小，在镜像晶体管206两端的电压VDROP_MIR增加，并且镜像电流IMIRROR增加。随着电压均衡信号228的放大器电压VAMP增加，在镜像输出节点214上的镜像电压VMIRROR增加，在镜像晶体管206两端的电压VDROP_MIR减小，并且镜像电流IMIRROR减小。
在图2的感测电阻器RSENSE中的镜像电流IMIRROR在感测节点238处生成感测电压VSENSE，其具有与镜像电流IMIRROR带有特定比例关系的幅度。因此，感测电压VSENSE与驱动器电流IDRIVE成比例。就此而言，可以通过在降压转换器102的操作的充电阶段期间(即，在断言了HSD控制信号118时)测量在感测电阻器RSENSE两端生成的感测电压VSENSE来间接测量驱动器电流IDRIVE。通过修整感测电阻器RSENSE的电阻，可以控制驱动器电流IDRIVE测量的准确性。当HSD控制信号118在降压转换器102的操作的放电阶段期间未经断言时，电流镜像电路202关断，并且镜像输出节点214通过下拉晶体管242耦合至负电源轨或接地(GND)，以使得在感测电阻器RSENSE两端的感测电压VSENSE为零(0)。作为非限制性示例，下拉晶体管242可以是NMOS晶体管。
图3是图示了在图2中的电力分配电路200中的电流感测电路201感测由图2中的降压转换器102通过电感器112递送给负载电路108的驱动器电流IDRIVE的例示性过程300的流程图。就此而言，如图3中所图示，过程300包括电流感测电路201响应于HSD控制信号118，基于在HSD电路110中的驱动器电流IDRIVE来生成镜像电流IMIRROR(框302)。过程300还包括电流感测电路201放大在HSD电路110的驱动器输出节点114处的驱动器电压VDRIVE与在电流镜像电路202的镜像输出节点214处的镜像电压VMIRROR之间的差值(框304)。过程300还包括电流感测电路201在放大器电路218的放大器输出端口226上生成电压均衡信号228，该电压均衡信号表示在镜像电压VMIRROR与驱动器电压VDRIVE之间的经放大的差值(框306)。过程300还包括电流感测电路201响应于电压均衡信号228而调整在电流镜像电流202的镜像输出节点214上的镜像电压VMIRROR，以对应于驱动器电压VDRIVE(框308)。
图4A是图示了在从时间(t)0到时间3T的在第一时钟周期T1、第二时钟周期T2以及第三时钟周期T3期间在图2中的电力分配电路200的降压转换器102中的电感器112中的电感器电流IIND的例示性电平的时序图400。在时序图400中，时间0到时间DT对应于在第一时钟周期T1中降压转换器102的操作的充电阶段408，在此期间，断言了HSD控制信号118，并且HSD电路110接通。如所示出的，电感器电流IIND对应于驱动器电流IDRIVE，该驱动器电流在充电阶段408期间由于在电感器112两端施加的恒定电压而线性增加。具体地，如先前所示出，电感器112耦合于负载电路节点116与驱动器输出节点114之间。通过负载电容器CLOAD(未示出)来使在负载电路节点116上的电压VOUT(未示出)基本上保持恒定。驱动器电压VDRIVE在充电阶段408期间以接近输入电压VIN的电压电平保持恒定，如下文所示。通过设定驱动器晶体管208的大小以使接通电阻设置得尽可能低，同时对大小进行限制以限制开关损耗，避免了将会降低转换效率的在驱动器晶体管208中的电力损耗(即，I2R损耗)。利用小接通电阻，在驱动器晶体管208两端的电压降非常小，并且在驱动器输出节点114上的驱动器电压VDRIVE在输入电压VIN附近保持恒定。在充电阶段408中，在电感器112两端的恒定电压(大约VIN至VOUT)使驱动器电流IDRIVE线性增加。返回时序图400，时间DT到时间T对应于在第一时钟周期T1中降压转换器102的操作的放电阶段410，在此期间，在电感器112中的电感器电流IIND线性减小。在第一时钟周期T1的从时间DT到时间T的放电阶段410中，HSD控制信号118未经断言，并且HSD电路110关断，使得驱动器电流IDRIVE下降至零。在放电阶段410期间断言了LSD控制信号122，并且LSD电路120接通。随着驱动器输出节点114通过LSD电路120耦合至负电源轨或接地(GND)，在电感器112两端施加电压VOUT。在时间T时，第一时钟周期T1的放电阶段410结束，并且重复该循环。如同在第一时钟周期T1的充电阶段408中，驱动器电流IDRIVE在从时间T到时间T+DT的充电阶段412期间，以及在从时间2T到时间2T+DT的充电阶段416期间线性增加。如同在第一时钟周期T1的放电阶段410中，驱动器电流IDRIVE在从时间T+DT到时间2T的放电阶段414期间，以及在从时间2T+DT到时间3T的放电阶段418期间下降至零。在电感器112中的电感器IIND的平均电感器电流IAVG由在图4A中的水平线指示。
图4B是图示了在图4A中所示出的第一时钟周期T1、第二时钟周期T2以及第三时钟周期T3期间在图2中的感测电阻器RSENSE中的镜像电流IMIRROR的例示性电平的时序图420。在图2的感测节点238处的感测电压VSENSE与镜像电流IMIRROR的所图示的电平成比例。在图4B中的时间0到时间DT对应于第一时钟周期T1的充电阶段408，并且时间DT到时间T对应于第一时钟周期T1的放电阶段410。如图4A中所示出，在图4B中所示出的在感测电阻器RSENSE中的镜像电流IMIRROR的线性增加(时间0到时间DT)对应于在充电阶段408期间在电感器112中的电感器电流IIND的线性增加。然而，在时间DT与时间T之间的放电阶段410期间，镜像输出节点214通过下拉晶体管242耦合至负电源轨或接地(GND)，使得在感测电阻器RSENSE中的镜像电流IMIRROR的电平变为零(0)。因此，镜像电流IMIRROR在放电阶段410期间并未对应于电感器电流IIND。
在整个第一时钟周期T1期间的平均电感器电流IAVG与仅在充电阶段408期间的平均电感器电流IAVG相同。由于电感器电流IIND对应于在充电阶段408期间的驱动器电流IDRIVE，并且镜像电流IMIRROR与驱动器电流IDRIVE成比例，可以通过在充电阶段408期间测量在感测电阻器RSENSE中的镜像电流IMIRROR的平均IMIR_AVG来测量在整个第一时钟周期T1内的平均电感器电流IAVG。未使用在放电阶段410期间的镜像电流IMIRROR的零值。图5图示了用于基于图2中的感测电压VSENSE来确定平均镜像电流IMIR_AVG，以确定平均电感器电流IAVG的例示性电路的示意图。
图5是电力分配电路500的示意图，该电力分配电路包括图2的电力分配电路200并且还包括电压平均电路501，该电压平均电路配置为通过在充电阶段408期间而非在放电阶段410期间对感测电压VSENSE进行感测，来准确地测量平均电感器电流IAVG。电压平均电路501耦合至电流感测电路201。如上文所讨论的，图2的降压转换器102对应于图1的多相降压DC-DC转换器104中的四(4)个降压转换器102(1)至102(4)中的任何一个降压转换器。电压平均电路501确定在电感器112中的驱动器电流IDRIVE的对应于图2和图4B的平均镜像电流IMIR_AVG的平均电压VAVG，其可以用于多相降压DC-DC转换器104中的每相监测的目的。电压平均电路501配置为通过在第一时钟周期T1的充电阶段408(时间0到时间DT)期间(通过图4B中的示例所提到)而非在放电阶段410期间(图4B的时间DT到时间T)对感测电压VSENSE进行感测，来对在感测节点238处的感测电压VSENSE(图2)进行平均。电压平均电路501包括感测电阻器RSENSE、低通滤波器电路506以及开关电路508。开关电路508由HSD控制信号118控制为在充电阶段408中闭合，以将感测节点238耦合至低通滤波器电路506，这对感测电压VSENSE进行平均。低通滤波器电路506使用将开关电路508耦合至平均节点514的滤波电阻器RFILTER以及耦合在平均节点514与负电源轨或接地(GND)之间的平均电容器CAVG，来使在感测节点238处的感测电压VSENSE平滑。在充电阶段408中，在平均电容器CAVG的平均节点514上感应出感测电压VSENSE，并且基于感测电压VSENSE来对平均电容器CAVG进行充电。在放电阶段410中，HSD控制信号118未经断言，并且开关电路508断开，以防止平均电容器CAVG通过滤波电阻器RFILTER和感测电阻器RSENSE放电至负电源轨或接地(GND)。因此，在放电阶段410期间，平均电容器CAVG被保持充电至在充电阶段408期间的感测电压VSENSE的平均电压VAVG。因此，在平均节点514处的平均电压VAVG表示在整个第一时钟周期T1内的平均电感器电流IAVG。
在图6中图示了在图5的开关电路508与低通滤波器电路506之间的滤波器输入电压VFILTER的例示性电平的时序图600。时序图600用于解释在平均节点514处的平均电压VAVG如何表示平均电感器电流IAVG。在图6的时序图600中的时间0到时间3T对应于在图4A和图4B的时序图400和420中的时钟周期T1、T2以及T3。如先前所讨论的，感测电压VSENSE在从时间0到时间DT的充电阶段408期间线性增加。图5示出了在节点518处的根据在感测节点238处的感测电压VSENSE线性上升的滤波器输入电压VFILTER。滤波器输入电压VFILTER在充电阶段408期间通过RFILTER对平均电容器CAVG进行充电。在充电阶段408结束时，不再断言HSD控制信号118，并且开关电路508断开。在放电阶段410(时间DT到时间T)期间，节点518未耦合至感测节点238，并且滤波器输入电压VFILTER变为在平均电容器CAVG上的平均电压VAVG。因此，在平均节点514上的平均电压VAVG基于在充电阶段408期间的感测电压VSENSE的平均值来维持电压电平，该电压电平可以用于确定平均电感器电流IAVG。因此，可以在平均节点514处维持平均电感器电流IAVG。如上文所讨论的，出于平衡每相电感器电流IIND的目的，测量降压转换器102的电感器112中的驱动器电流IDRIVE可以是有用的。此外，通过监测在平均节点514处的平均电压VAVG，能够实现每相电流限制。
图7是图5的耦合至过电流检测电路700的电压平均电路501的示意图。在该示例中，过电流检测电路700用于确定平均电压VAVG等于或超过模拟阈值电压702。例如，这种确定可以用于每相电流限制。就此而言，过电流比较器704将在平均节点514处的平均电压VAVG与模拟阈值电压702进行比较。如果平均电压VAVG变为等于或高于模拟阈值电压702，并且过电流比较器704被启用，那么过电流比较器704生成过电流指示706，可以将该电流指示存储在数据存储电路708中。可以从数模转换器(DAC)710将模拟阈值电压702供应给过电流比较器704。响应于接收到数字阈值信息712，DAC 710将数字阈值信息712转换为模拟阈值电压702。如果过电流指示706被激活并且基于PWM重置启用信号716而启用PWM重置714，那么生成脉宽调制(PWM)重置714。
具体地，在基于AND的电路713处接收过电流指示706和PWM重置启用信号716，该基于AND的电路713生成PWM重置714。PWM控制逻辑(未示出)可以使用PWM重置714来减少平均驱动器电流IDRV_AVG(未示出)。此外，例如，可以将过电流指示706存储在数据存储电路708中。在一个示例中，PWM控制逻辑可以从多相降压DC-DC转换器104的每个相位接收PWM重置714，并且可以读取每个相位的数据存储电路708，以确定哪个相位达到了模拟阈值电压702。一旦已经读取了数据存储电路708的值，就通过数据存储重置718来重置数据存储电路708。
过电流指示706的准确性取决于将模拟阈值电压702与平均电压VAVG进行比较的过电流比较器704。进而，平均电压VAVG的准确性取决于准确地反映驱动器电流IDRIVE的镜像电流IMIRROR。先前注意到，基于电流传输比1/“M”，镜像电流IMIRROR是驱动器电流IDRIVE的分数，因此在镜像电流IMIRROR中的误差将导致在驱动器电流IDRIVE的测量中的误差，其中测量误差是在镜像电流IMIRROR中的误差的倍数。由于镜像电流IMIRROR基于镜像电压VMIRROR，因此使镜像电压VMIRROR尽可能接近驱动器电压VDRIVE对于准确的电力测量极为重要。此外，在采用图1的电力分配电路100的IC的示例中，时钟周期可以小于十(10)纳秒(ns)。因此，驱动器电流IDRIVE的测量的准确性取决于能够检测并且快速地校正在镜像电压VMIRROR与驱动器电压VDRIVE之间的小差值的放大器电路218。
图8是例示性差分放大器电路800的电路图，该例示性差分放大器电路是图2中的电流镜像电路202中的放大器电路218的示例，可以采用该放大器电路来检测在两(2)个输入的电压电平之间的小差值，并且快速生成针对共源共栅电路220的电压均衡信号228，以调整镜像电压VMIRROR来校正此类差值。差分放大器电路800包括输入斩波电路802、上拉电路804、互补上拉电路806以及输出斩波电路808。理想地，在差分放大器电路800的对称配置的相对侧上的上拉电路804和互补上拉电路806将具有平衡特点。然而，制造变化可以导致小差值。例如，上拉电路804可以包括上拉晶体管805，并且互补上拉电路806可以包括互补上拉晶体管807。上拉晶体管805和互补上拉晶体管807可以是具有不同阈值电压的PMOS晶体管，在本文中将该阈值电压称为偏移电压。因此，当在镜像电压VMIRROR与驱动器电压VDRIVE之间实际上存在等于偏移电压的差值时，电压均衡信号228将指示镜像电压VMIRROR等于驱动器电压VDRIVE。为了解决偏移电压，差分放大器电路800采用输入斩波电路802和输出斩波电路808来实现偏移电压抵消。输入斩波电路802和输出斩波电路808将在第一输入端口222与互补输入端口224之间的耦合迭代地反接至上拉电路804和互补上拉电路806，并且将上拉电路804与互补上拉电路806的耦合迭代地反接至输出节点809，该输出节点耦合至放大器输出端口226(未示出)。通过将在上拉电路804与互补上拉电路806之间的耦合迭代地反接至第一输入端口222和互补输入端口224以及输出节点809，偏移电压被迭代地设为正和负，并且因此随着时间的推移而被抵消。如下文所解释的，在输入斩波电路802中，通过斩波控制信号(PWMD)814和互补斩波控制信号(PWMDB)来控制斩波，互补斩波控制信号是斩波控制信号(PWMD)814的互补。
响应于斩波控制信号(PWMD)814，在输入斩波电路802中的第一输入开关811将第一输入端口222耦合至输出节点818，并且在输入斩波电路802中的互补第二输入开关813将互补输入端口224耦合至互补输出节点820。响应于互补斩波控制信号(PWMDB)816，输入斩波电路802的互补第一输入开关815将第一输入端口222耦合至输出节点818，并且在输入斩波电路802中的互补第二输入开关817将互补输入端口224耦合至互补输出节点820。就此而言，响应于斩波控制信号(PWMD)814和互补斩波控制信号(PWMDB)816，输入斩波电路802将第一输入端口222和互补输入端口224交替地耦合至输入斩波电路802的输出节点818和互补输出节点820。
上拉电路804和互补上拉电路806从输入斩波电路802交替地接收在第一输入端口222和互补输入端口224上的电压。上拉电路804和互补上拉电路806分别由上拉晶体管805和互补上拉晶体管807来实施。上拉晶体管805包括耦合至输入斩波电路802的输出节点818的输入节点824、耦合至输出斩波电路808的输入节点828的输出节点826以及上拉栅极控制节点830。互补上拉晶体管807包括耦合至输入斩波电路802的互补输出节点820的输入节点834、耦合至输出斩波电路808的互补输入节点838的输出节点836以及互补上拉栅极控制节点840。
上拉电路804和互补上拉电路806的输出节点826和836通过输出斩波电路808交替地耦合至共源共栅输出端口821，以响应于斩波控制信号(PWMD)814和互补斩波控制信号(PWMDB)816来控制共源共栅电路220。为了实施斩波的该方面，输出斩波电路808将共源共栅输出端口821耦合至共源共栅电路220的共源共栅控制节点823。响应于斩波控制信号(PWMD)814，输出斩波电路808的输出开关842将输入节点828耦合至共源共栅输出端口821，并且响应于互补斩波控制信号(PWMDB)816，输出斩波电路808的互补输出开关844将互补输入节点838耦合至共源共栅输出端口821。
作为差分放大器电路800的一部分，下拉电路846和互补下拉电路848耦合于输出斩波电路808与负电源轨或接地(GND)之间。下拉电路846包括下拉晶体管850，该下拉晶体管具有耦合至输出斩波电路808的输出节点854的输入节点852以及耦合至负电源轨或接地(GND)的输出节点856。互补下拉电路848包括互补下拉晶体管858，该互补下拉晶体管具有耦合至输出斩波电路808的互补输出节点862的输入节点860以及耦合至负电源轨或接地(GND)的输出节点864。下拉晶体管850的下拉栅极控制节点866和互补下拉晶体管858的互补下拉栅极控制节点868基于HSD控制信号118从二极管连接式晶体管872接收偏置电流IBIAS。
返回至输出斩波电路808，上拉晶体管805的输出节点826或互补上拉晶体管807的输出节点836中的任一者响应于斩波控制信号(PWMD)814和互补斩波控制信号(PWMDB)816而耦合至上拉栅极控制节点830和互补上拉栅极控制节点840。具体地，输出斩波电路808的输入节点828耦合至输出节点854和偏置开关876的第一节点874。输出斩波电路808的互补输入节点838耦合至互补输出节点862和互补偏置开关880的第一节点878。偏置开关876的第二节点883和互补偏置开关880的第二节点884二者都耦合至上拉栅极控制节点830和互补上拉栅极控制节点840。偏置开关876和互补偏置开关880分别由互补斩波控制信号(PWMDB)816和斩波控制信号(PWMD)814控制。
即使上拉晶体管805和互补上拉晶体管807的阈值电压不同，图8的差分放大器电路800也能够快速地对在镜像电压VMIRROR与驱动器电压VDRIVE之间的电压的小差值做出响应。共源共栅输出端口821向共源共栅电路220提供电压均衡信号228。
如上文所提到，互补斩波控制信号(PWMDB)816是斩波控制信号(PWMD)814的互补。斩波控制信号(PWMD)814和互补斩波控制信号(PWMDB)816分别由HSD时钟锁存器882的真实输出端Q和互补输出端QB提供。HSD时钟锁存器882的时钟输入C基于HSD控制信号118来接收经反相的HSD控制信号885，并且数据输入D耦合至互补输出端QB。因此，响应于HSD控制信号118的每个下降沿(即，从逻辑“1”到逻辑“0”的变换)而使斩波控制信号(PWMD)814和互补斩波控制信号(PWMDB)816的值反相，这在每个时钟周期发生一次。因此，在差分放大器电路800中采用的斩波的完全迭代采取了两(2)个时钟周期。对图8中的HSD时钟锁存器882进行计时的HSD控制信号118被标记为“HDRV1”，其针对多相降压DC-DC转换器104的第一相位指示HSD控制信号118。例如，针对在第二相位、第三相位以及第四相位中操作的差分放大器电路800，对应HSD控制信号118可以分别被标记为HDRV2、HDRV3以及HDRV4。
例如，图9图示了例示性电力测量电路900，该例示性电力测量电路耦合至图1的降压转换器102(1)至102(4)中的任何一个降压转换器中的共源共栅电路220的共源共栅输出902。与感测电阻器RSENSE耦合至降压转换器102的共源共栅电路220的图2相反，在电力测量电路900中的总电阻RTOTALING耦合至降压转换器102中的共源共栅输出端902。电力测量电路900与图5的电压平均电路501类似，该电力测量电路900包括感测电阻器RSENSE、开关电路508以及低通滤波器电路506。例如，总电阻器RTOTALING对应于感测电阻器RSENSE，并且在图9的示例中的低通滤波器电路906对应于低通滤波器电路506。在低通滤波器电路906中的总电容器CTOTALING耦合至参考电压，诸如负电源轨或接地(GND)。总电阻器RTOTALING直接耦合至总电容器CTOTALING。
电力测量电路900的输入节点907耦合至共源共栅电路220的共源共栅输出902，并且电力测量电路900从多相降压DC-DC转换器104接收多个镜像电流IMIRROR(1)至IMIRROR(4)。如上文所讨论的，每个相位中的时钟周期是相同的，但相应降压转换器102(1)至102(4)的时钟周期彼此异相，并且在时钟周期内均匀地移位。例如，多相降压DC-DC转换器104中的降压转换器102(1)至102(4)的时钟周期可以分别相对于降压转换器102的时钟周期以90°、180°以及270°移位。除非HSD控制信号118的占空比下降至时钟周期的45％以下(针对4相系统)，否则降压转换器102(1)至102(4)中的至少一个降压转换器将在整个时钟周期期间生成非零镜像电流IMIRROR。可以通过耦合至总电容器CTOTALING的电力测量节点912处的电压VTOTAL来测量分配给多相降压DC-DC转换器104的总电力，如针对图5的平均电压VAVG所描述的。
图10是图9的示例的示意图1000，该示意图另外采用了图5的电压平均电路501。在图10的该示例中，电流感测电路1002包括耦合至共源共栅电路220的电流镜像电路202，该电流镜像电路还耦合至图9的电力测量电路900。此外，电流镜像电路202还耦合至第二共源共栅电路1004，该第二共源共栅电路包括耦合至电压均衡信号228的第二共源共栅控制节点1006。第二共源共栅电路1004通过电压均衡信号228以与对共源共栅电路220的控制等效的方式进行控制，并且以与共源共栅电路220的功能等效的方式发挥作用。共源共栅电路220与第二共源共栅电路1004可以被设定为大小相等，使得在共源共栅电路220与第二共源共栅电路1004之间均匀地划分镜像电流IMIRROR，其中第一半电流1008处于共源共栅电路220中，并且第二半电流1010处于第二共源共栅电路1004中。如同镜像电流IMIRROR，第一半电流1008和第二半电流1010中的每一半电流都与电感器112中的驱动器电流IDRIVE成比例。尽管图10的示例中的比例关系不同于图5和图9的示例(例如系数为2)，但可以通过图5中的电压平均电路501和图10的示意图1000中所示出的电力测量电路900来确定向降压转换器102提供的平均驱动器电流IDRV_AVG(每相电流)和向多相降压DC-DC转换器104提供的总电力。
图11是对应于图8的差分放大器电路800的采用图10的第二共源共栅电路1004的差分放大器电路1102的电路图1100。此外，差分放大器电路1102包括下拉控制开关1104，该下拉控制开关响应于HSD控制信号118而将偏置电流IBIAS耦合至二极管连接式晶体管872。因此，二极管连接式晶体管872只有当在放电阶段410期间断言了HSD控制信号118时才会操作。此外，根据图10，差分放大器电路1102的共源共栅输出端口821耦合至共源共栅电路220和第二共源共栅电路1004。如同图8，应注意，图11中的“HDRV1”指示用于多相降压DC-DC转换器104的第一相位的HSD控制信号118。例如，针对在第二相位、第三相位以及第四相位中操作的差分放大器电路1102，对应HSD控制信号118可以分别被标记为HDRV2、HDRV3以及HDRV4。
图12是包括单个半H桥电路1201的驱动器电压平均电路1200的示意图，该单个半H桥电路1201可以是多相降压DC-DC转换器104的一个相位。半H桥电路1201包括多个半H桥电路拼片1202(1)至1202(N)。半H桥电路拼片1202(1)至1202(N)并联耦合，以生成全部处于相同相位中的驱动器电流IDRIVE(1)至IDRIVE(N)，这与图1的示例相反，在图1中，降压转换器102(1)至102(4)各自在时钟周期的不同相位中提供驱动器电流IDRIVE(1)至IDRIVE(4)。类似地，在图2、图5、图9以及图10的示例中，单个降压转换器102在时钟周期的一个相位中提供电力，因此放大器电路218、共源共栅电路220以及电流镜像电路202专用于单个降压转换器102。相反，驱动器电压平均电路1200包括半H桥电路拼片1202(1)至1202(N)，该半H桥电路拼片在时钟周期的相同相位中共同生成相位镜像电流IPHS_MIR。相位镜像电流IPHS_MIR是由所有半H桥电路拼片1202(1)至1202(N)产生的总电流。在该示例中，与降压转换器102(1)至102(4)中的单个降压转换器能够生成的电力相比，半H桥电路拼片1202(1)至1202(N)可以用于在相同相位中生成更多的电力。半H桥电路拼片1202(1)至1202(N)可以跨IC分布，因此在外部电源与相应输入电力节点之间的线长中存在差异。在从相应的半H桥电路拼片1202(1)至1202(N)到可以测量该半H桥电路拼片的总电流的位置的线长中也存在差异。为了测量相位镜像电流IPHS_MIR，无论从相应的半H桥电路拼片1202(1)至1202(N)到测量电路的线长中的差异如何，驱动器电压平均电路1200都会独立于流过半H桥电路拼片1202(1)至1202(N)中的每个半H桥电路拼片的电流的空间分布曲线，来产生反映了相位镜像电路IPHS_MIR的平均电压。
尽管半H桥电路拼片1202(1)至1202(N)包括专用电流镜像电路1206(1)至1206(N)，但所有半H桥电路拼片1202(1)至1202(N)都共享相位共源共栅电路1208和相电压放大器电路1210。相电压放大器电路1210不会如同降压转换器102一般放大执行镜像电压VMIRROR(1)与驱动器电压VDRIVE(1)之间的差值。相反，相电压放大器电路1210放大在相位驱动器电压VPHS_DRV与相位镜像电压VPHS_MIR之间的差值。相位驱动器电压VPHS_DRV是在半H桥电路拼片1202(1)至1202(N)的HSD电路1218(1)至1218(N)中的驱动器电压VDRIVE(1)至VDRIVE(N)的平均值，并且相位镜像电压VPHS_MIR是电流镜像电路1206(1)至1206(N)的镜像电压VMIRROR(1)至VMIRROR(N)的平均值。为了生成相位镜像电压VPHS_MIR，半H桥电路拼片1202(1)至1202(N)将电流镜像电路1206(1)至1206(N)的镜像输出节点1222(1)至1222(N)耦合至镜像电阻器RMIRROR(1)至RMIRROR(N)的第一节点1224(1)至1224(N)，并且将镜像电阻器RMIRROR(1)至RMIRROR(N)的第二节点1228(1)至1228(N)耦合至相电压放大器电路1210的第一节点1230。通过镜像电阻器RMIRROR(1)至RMIRROR(N)彼此耦合的镜像输出节点1222(1)至1222(N)产生了相位镜像电压VPHS_MIR。为了生成驱动器电压VDRIVE(1)至VDRIVE(N)的平均值，半H桥电路拼片1202(1)至1202(N)将HSD电路1218(1)至1218(N)的驱动器输出节点1232(1)至1232(N)耦合至驱动器电阻器RDRIVE(1)至RDRIVE(N)的第一节点1234(1)至1234(N)，并且将驱动器电阻器RDRIVE(1)至RDRIVE(N)的所有第二节点1238(1)至1238(N)耦合至相电压放大器电路1210的第二输入节点1240。通过驱动器电阻器RDRIVE(1)至RDRIVE(N)彼此耦合的驱动器输出节点1232(1)至1232(N)产生相位驱动器电压VPHS_DRV。
如上文所提到，相电压放大器电路1210放大在相位驱动器电压VPHS_DRV与相位镜像电压VPHS_MIR之间的差值。在相电压放大器电路1210的输出端口1244上生成相位放大器均衡信号1242，并且输出端口1244被耦合至相位共源共栅电路1208的共源共栅控制节点1246。相位共源共栅电路1208耦合至镜像输出节点1222(1)至1222(N)以接收相位镜像电流IPHS_MIR，并且还耦合至相位感测电阻器RPHS_SENSE。相位镜像电流IPHS_MIR生成在相位感测电阻器RPHS_SENSE两端的相位电压VPHASE。相位电压VPHASE与相位镜像电流IPHS_MIR成比例，并且还与相位电感器LPHASE中的相位驱动器电流IPHS_DRV成比例。相位驱动器电流IPHS_DRV是在时钟周期的相位中从驱动器电压平均电路1200输出到图1的负载电路108的总电流。
进一步地，本文中所描述的电路和元件有时称为用于执行特定功能的装置。就此而言，DC-DC转换器中的电流感测电路包括用于响应于HSD控制信号，基于HSD电路中的驱动器电流来生成镜像电流的装置。用于响应于HSD控制信号，基于HSD电路中的驱动器电流来生成镜像电流的装置的示例包括图2、图5、图9以及图10中的电流镜像电路202以及在图12中的电流镜像电路1206(1)至1206(N)。电流感测电路还包括用于放大在HSD电路的输出节点处的驱动器电压与在用于生成镜像电流的装置的输出节点处的镜像电压之间的差值的装置。用于放大在HSD电路的输出节点处的驱动器电压与在用于生成镜像电流的装置的输出节点处的镜像电压之间的差值的装置的示例包括图2、图5、图9以及图10中的放大器电路218。电流感测电路还包括用于在用于放大的装置的输出端口上生成电压均衡信号的装置，该电压均衡信号表示在镜像电压与驱动器电压之间的经放大的差值。用于在用于放大的装置的输出端口上生成电压均衡信号的装置的示例包括图2、图5、图9以及图10中的放大器电路218，该电压均衡信号表示在镜像电压与驱动器电压之间的经放大的差值。电流感测电路还包括用于响应于电压均衡信号而调整在用于生成镜像电流的装置的输出节点上的镜像电压以对应于驱动器电压的装置。用于响应于电压均衡信号而调整在用于生成镜像电流的装置的输出节点上的镜像电压以对应于驱动器电压的装置的示例包括图2、图5、图9和图10中的共源共栅电路220以及在图10中的第二共源共栅电路1004。
一种电力分配电路，包括DC-DC转换器和电流感测电路，其中DC-DC转换器采用HSD电路和LSD电路，并且电流感测电路被配置为生成镜像电流以生成感测电压，可以感测该感测电压以感测由HSD电路供应给负载电路的驱动器电流，该电流感测电路包括但不限于图2、图5、图9以及图10中的电流感测电路，并且根据本文中所公开的方面，可以设置于或集成到基于任何处理器的设备中。示例(但不限于)包括：机顶盒；娱乐单元；导航设备；通信设备；固定位置数据单元；移动位置数据单元；全球定位系统(GPS)设备；移动电话；蜂窝电话；智能电话；会话发起协议(SIP)电话；平板；平板电话；服务器；计算机；便携式计算机；移动计算设备；可穿戴计算设备(例如智能手表、健康和健身追踪器、眼镜等)；台式计算机；个人数字助理(PDA)；监测器；计算机监测器；电视；调谐器；无线电；卫星无线电；音乐播放器；数字音乐播放器；便携式音乐播放器；数字视频播放器；视频播放器；数字视频光盘(DVD)播放器；便携式数字视频播放器；汽车；车辆组件；航空电子系统；无人机；以及多轴直升机。
就此而言，图13图示了基于处理器的系统1300的示例，该基于处理器的系统可以采用包括DC-DC转换器和电流感测电路的电力分配电路1301，其中DC-DC转换器采用HSD电路和LSD电路，并且电流感测电路配置为生成镜像电流以生成感测电压，可以感测该感测电压以感测由HSD电路供应给负载电路的驱动器电流，该电流感测电路包括但不限于图2、图5、图9以及图10中的电流感测电路201。在该示例中，基于处理器的系统1300包括一个或多个中央处理单元(CPU)1302，该中央处理单元分别包括一个或多个处理器1304。(一个或多个)CPU 1302可以具有耦合至(一个或多个)处理器1304以用于快速访问暂时性存储的数据的高速缓存存储器1306。(一个或多个)CPU 1302耦合至系统总线1308，并且可以相互耦合基于处理器的系统1300中所包括的主从设备。众所周知，(一个或多个)CPU1302通过经由系统总线1308交换地址、控制和数据信息来与这些其他设备进行通信。例如，(一个或多个)CPU 1302可以将总线事务请求通信给作为从设备的示例的存储器控制器1310。尽管图13中未图示，但可以提供多个系统总线1308，其中每个系统总线1308构成不同构造。
其他主从设备可以连接至系统总线1308。如图13中所图示，这些设备可以包括例如：存储器系统1312、一个或多个输入设备1314、一个或多个输出设备1316、一个或多个网络接口设备1318以及一个或多个显示器控制器1320。(一个或多个)输入设备1314可以包括任何类型的输入设备，包括但不限于输入键、开关、语音处理器等。(一个或多个)输出设备1316可以包括任何类型的输出设备，包括但不限于音频、视频、其他视觉指示符等。(一个或多个)网络接口设备1318可以是配置为允许向网络1322交换数据和从网络1322交换数据的任何设备。网络1322可以是任何类型的网络，包括但不限于有线网络或无线网络、专用网络或公共网络、局域网(LAN)、无线局域网(WLAN)、广域网(WAN)、BLUETOOTHTM网络以及互联网。(一个或多个)网络接口设备1318可以配置为支持所期望的任何类型的通信协议。存储器系统1312可以包括一个或多个存储器单元1324(0)至1324(N)。
(一个或多个)CPU 1302还可以配置为通过系统总线1308访问(一个或多个)显示器控制器1320，以控制发送给一个或多个显示器1326的信息。(一个或多个)显示器控制器1320经由一个或多个视频处理器1328将信息发送给(一个或多个)显示器1326以供显示，该视频处理器将要显示的信息处理为适合于(一个或多个)显示器1326的格式。(一个或多个)显示器1326可以包括任何类型的显示器，包括但不限于阴极射线管(CRT)、液晶显示器(LCD)、等离子体显示器、发光二极管(LED)显示器等。
图14图示了例示性无线通信设备1400，该例示性无线通信设备包括形成于IC1402中的射频(RF)组件，其中IC 1402可以包括电力分配电路，该电力分配电路包括DC-DC转换器和电流感测电路，其中DC-DC转换器采用HSD电路和LSD电路，并且电流感测电路配置为生成镜像电流以生成感测电压，可以感测该感测电压以感测由HSD电路供应给负载电路的驱动器电流，该电流感测电路包括但不限于图2、图5、图9以及图10中的电流感测电路。就此而言，无线通信设备1400可以设置于IC 1402中。作为示例，无线通信设备1400可以包括任何上述参考设备或可以设置于任何上述参考设备中。如图14中所示出，无线通信设备1400包括收发器1404和数据处理器1406。数据处理器1406可以包括用于存储数据和程序代码的存储器。收发器1404包括支持双向通信的发射器1408和接收器1410。一般而言，无线通信设备1400可以包括用于任何数目的通信系统和频带的任何数目的发射器1408和/或接收器1410。收发器1404的全部或一部分可以实施于一个或多个模拟IC、RF IC(RFIC)、混合信号IC等上。
发射器1408或接收器1410可以用超外差架构或直接转换架构来实施。在超外差架构中，信号在多个阶段中在RF与基带之间进行频率转换，例如在一个阶段中从RF向中频(IF)进行频率转换，然后针对接收器1410在另一阶段从IF向基带进行频率转换。在直接转换架构中，信号在一个阶段中在RF与基带之间进行频率转换。超外差架构和直接转换架构可以使用不同电路区块和/或具有不同要求。在图14的无线通信设备1400中，发射器1408和接收器1410可以用直接转换架构来实施。
在传输路径中，数据处理器1406处理要传输的数据，并且向发射器1408提供I和Q模拟输出信号。在例示性无线通信设备1400中，数据处理器1406包括用于将由数据处理器1406生成的数字信号转换为I和Q模拟输出信号(例如I和Q输出电流)以供进一步处理的DAC1412(1)和1412(2)。
在发射器1408内，低通滤波器1414(1)和1414(2)分别对I和Q模拟输出信号进行滤波，以移除由先前的数模转换导致的不希望的信号。放大器(AMP)1416(1)和1416(2)分别放大来自低通滤波器1414(1)和1414(2)的信号，并且提供I和Q基带信号。增频转换器1418通过来自TX LO信号生成器1422的混频器1420(1)和1420(2)，将I和Q基带信号与I和Q传输(TX)本地振荡器(LO)信号增频转换，以提供增频转换信号1424。滤波器1426对增频转换信号1424进行滤波，以移除由频率增频转换引起的不期望的信号以及接收频带中的噪声。电力放大器(PA)1428放大来自滤波器1426的增频转换信号1424，以获得期望的递送电力电平并且提供传输RF信号。传输RF信号通过双工器或开关1430路由，并且经由天线1432传输。
在接收路径中，天线1432接收由基站传输的信号并且提供接收到的RF信号，通过双工器或开关1430路由该RF信号并且向低噪声放大器(LNA)1434提供该RF信号。将双工器或开关1430设计成以特定接收(RX)到TX双工器的频率间隔进行操作，使得RX信号与TX信号隔离。接收到的RF信号由LNA 1434放大并且由滤波器进行滤波以获得期望RF输入信号。降频转换混频器1438(1)和1438(2)将滤波器1436的输出与来自RX LO信号生成器1440的I和QRX LO信号(即，LO_I和LO_Q)混合，以生成I和Q基带信号。I和Q基带信号由放大器(AMP)1442(1)和1442(2)放大并且由低通滤波器1444(1)和1444(2)进一步滤波以获得I和Q模拟输入信号，向数据处理器1406提供该I和Q模拟输入信号。在该示例中，数据处理器1406包括用于将模拟输入信号转换为数字信号以供数据处理器1406进行进一步处理的模数转换器(ADC)1446(1)和1446(2)。
在图14的无线通信设备1400中，TX LO信号生成器1422生成用于频率增频转换的I和Q TX LO信号，而RX LO信号生成器1440生成用于频率降频转换的I和Q RX LO信号。每个LO信号是具有特定基频的周期性信号。TX锁相环(PLL)电路1448从数据处理器1406接收计时信息，并且生成用于调整来自TX LO信号生成器1422的TX LO信号的频率和/或相位的控制信号。类似地，RX PLL电路1450从数据处理器1406接收计时信息，并且生成用于调整来自RX LO信号生成器1440的RX LO信号的频率和/或相位的控制信号。
本领域的技术人员还应了解，结合本文中所公开的方面所描述的各种说明性逻辑块、模块、电路以及算法可以被实施为电子硬件、存储在存储器或另一计算机可读介质中且由处理器或其他处理设备执行的指令或两者的组合。作为示例，可以在任何电路、硬件组件、IC或IC芯片中采用本文中所描述的仲裁器、主设备以及从设备。本文中所描述的存储器可以是任何类型和大小的存储器且可以配置为存储任何类型的期望信息。为了清楚地说明该可互换性，上文已经就各种说明性组件、区块、模块、电路以及步骤的功能性而言大体上描述了各种说明性组件、区块、模块、电路以及步骤。这种功能性如何实施取决于特定应用、设计选择和/或强加于整个系统上的设计约束。本领域的技术人员可以针对每个特定应用以不同方式实施所描述的功能性，但这种实施决策不应被解释为导致脱离本公开的范围。
结合本文中所公开的方面所描述的各种说明性逻辑块、模块以及电路可以用被设计为执行本文中所描述的功能的处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其他可编程逻辑设备、离散门或晶体管逻辑、离散硬件组件或其任何组合来实施或执行。处理器可以是微处理器，但在备选方案中，处理器可以是任何常规处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器还可以被实施为计算设备的组合(例如DSP与微处理器的组合、多个微处理器、结合DSP核心的一个或多个微处理器，或任何其他这种配置)。
本文中所公开的方面可以利用硬件和存储在硬件中的指令来实施，并且可以驻留于例如随机存取存储器(RAM)、闪速存储器、只读存储器(ROM)、电可编程ROM(EPROM)、电可擦除可编程ROM(EEPROM)、寄存器、硬盘、可移动磁盘、CD-ROM或本领域中已知的任何其他形式的计算机可读介质。例示性存储介质耦合至处理器，使得处理器可以从存储介质中读取信息并且向存储介质写入信息。在备选方案中，存储介质可以与处理器形成一体。处理器和存储介质可以驻留于ASIC中。ASIC可以驻留于用户终端中。在备选方案中，处理器和存储介质可以作为离散组件驻留于远程站、基站或服务器中。
还应注意，描述了本文中的任何例示性方面中所描述的操作步骤以提供示例和讨论。所描述的操作可以按除所图示的顺序以外的许多不同顺序执行。此外，在单个操作步骤中所描述的操作实际上可以在若干不同步骤中执行。另外，可以组合在例示性方面中所讨论的一个或多个操作步骤。应理解，流程图中所图示的操作步骤可以经历许多不同修改，如对于本领域的技术人员而言将是显而易见的。本领域的技术人员还应理解，可以使用各种不同技术和技艺中的任何技术和技艺来表示信息和信号。例如，可贯穿以上描述参考的数据、指令、命令、信息、信号、位、符号以及芯片可以用电压、电流、电磁波、磁场或粒子、光场或粒子，或其任何组合表示。
提供对本公开的先前描述是为了使得本领域的技术人员能够制作或使用本公开。对本公开的各种修改对于本领域的技术人员而言将是显而易见的，并且可以在不脱离本公开的精神或范围的情况下将本文中所定义的一般原理应用于其他变型。因此，本公开不旨在限于本文中所描述的示例和设计，而是符合根据本文中所公开的原理和新颖特征的最广泛的范围。

Claims (40)

1.一种电流感测电路，包括：
电流镜像电路，包括：
电源节点，被耦合至输入电力节点；以及
控制节点，被配置为耦合至直流-直流(DC-DC)转换器的高侧驱动器(HSD)电路，以接收HSD控制信号；
放大器电路，包括：
第一输入端口，被耦合至所述电流镜像电路；以及
第二输入端口，被配置为耦合至所述HSD电路的输出节点；以及
共源共栅电路，被耦合至所述电流镜像电路和所述放大器电路，所述共源共栅电路包括：
输出端口，被耦合至感测节点；以及
共源共栅控制端口，被耦合至所述放大器电路。
2.根据权利要求1所述的电流感测电路，其中：
所述电流镜像电路还包括输出节点；
所述放大器电路还包括输出端口，并且所述放大器电路的所述第一输入端口被耦合至所述电流镜像电路的所述输出节点；以及
所述共源共栅电路还包括被耦合至所述电流镜像电路的所述输出节点的输入端口。
3.根据权利要求2所述的电流感测电路，其中：
所述电流镜像电路被配置为响应于所述HSD控制信号，基于在所述HSD电路中的驱动器电流来生成镜像电流；
所述放大器电路被配置为放大在所述HSD电路的所述输出节点处的驱动器电压与在所述电流镜像电路的所述输出节点处的镜像电压之间的差值，并且在所述放大器电路的所述输出端口上输出电压均衡信号，所述电压均衡信号表示在所述镜像电压与所述驱动器电压之间的经放大的差值；以及
所述共源共栅电路被配置为响应于所述电压均衡信号，调整在所述电流镜像电路的所述输出节点处的对应于所述驱动器电压的所述镜像电压。
4.根据权利要求3所述的电流感测电路，其中所述电流镜像电路被配置为响应于所述HSD控制信号，生成与在所述HSD电路中的所述驱动器电流成比例的所述镜像电流。
5.根据权利要求1所述的电流感测电路，其中所述电流镜像电路包括晶体管，所述晶体管包括被耦合至所述控制节点的栅极控制节点、被耦合至所述电源节点的第一节点、以及被耦合至所述放大器电路的所述第一输入端口的第二节点。
6.根据权利要求1所述的电流感测电路，其中所述电流镜像电路具有与所述HSD电路的电阻成比例的电阻。
7.根据权利要求1所述的电流感测电路，其中所述放大器电路包括差分放大器电路。
8.根据权利要求7所述的电流感测电路，其中：
所述差分放大器电路的第一输入节点包括所述差分放大器电路的反相输入端口；以及
所述差分放大器电路的第二输入节点包括所述差分放大器电路的非反相端口。
9.根据权利要求7所述的电流感测电路，其中：
所述差分放大器电路的第一输入节点包括所述差分放大器电路的非反相输入端口；以及
所述差分放大器电路的第二输入节点包括所述差分放大器电路的反相端口。
10.根据权利要求7所述的电流感测电路，其中所述差分放大器电路包括：
输入斩波电路，包括第一输入节点和第二输入节点；
输出斩波电路，包括输入节点、互补输入节点、输出节点、互补输出节点、以及被耦合至所述共源共栅电路的共源共栅输出节点；
上拉电路，被耦合于所述输入斩波电路与所述输出斩波电路的所述输入节点之间；
互补上拉电路，被耦合于所述输入斩波电路与所述输出斩波电路的所述互补输入节点之间；
下拉电路，被耦合于负电源轨与所述输出斩波电路的所述输出节点之间；以及
互补下拉电路，被耦合于所述负电源轨与所述输出斩波电路的所述互补输出节点之间；
所述输入斩波电路，被配置为：
基于所述HSD控制信号，响应于斩波控制信号，将所述差分放大器电路的第一输入节点耦合至所述上拉电路，并且将所述差分放大器电路的第二输入节点耦合至所述互补上拉电路；以及
基于所述HSD控制信号的互补，响应于互补斩波控制信号而，所述差分放大器电路的所述第一输入节点耦合至所述互补上拉电路，并且将所述差分放大器电路的所述第二输入节点耦合至所述上拉电路；以及
所述输出斩波电路，被配置为：
响应于所述斩波控制信号，将所述上拉电路耦合至所述共源共栅输出节点；以及
响应于所述互补斩波控制信号，将所述互补上拉电路耦合至所述共源共栅输出节点。
11.根据权利要求10所述的电流感测电路，其中：
所述上拉电路包括上拉晶体管，所述上拉晶体管包括被耦合至所述输入斩波电路的输出节点的输入节点、被耦合至所述输出斩波电路的所述输入节点的输出节点、以及上拉栅极控制节点；
所述互补上拉电路包括互补上拉晶体管，所述互补上拉晶体管包括被耦合至所述输入斩波电路的互补输出节点的输入节点、被耦合至所述输出斩波电路的所述互补输入节点的输出节点、以及互补上拉栅极控制节点；
所述下拉电路包括下拉晶体管，所述下拉晶体管包括被耦合至所述输出斩波电路的所述输出节点的输入节点、被耦合至所述负电源轨的输出节点、以及下拉栅极控制节点；以及
所述互补下拉电路包括互补下拉晶体管，所述互补下拉晶体管包括被耦合至所述输出斩波电路的所述互补输出节点的输入节点、被耦合至所述负电源轨的输出节点、以及互补下拉栅极控制节点。
12.根据权利要求10所述的电流感测电路，其中所述输入斩波电路包括：
第一输入开关，被配置为基于所述HSD控制信号，响应于所述斩波控制信号，将所述差分放大器电路的所述第一输入节点耦合至所述上拉电路和互补第二输入开关，以将所述差分放大器电路的所述第二输入节点耦合至所述互补上拉电路；以及
互补第一输入开关，用于基于所述HSD控制信号的所述互补，响应于所述互补斩波控制信号，将所述差分放大器电路的所述第一输入节点耦合至所述互补上拉电路和第二输入开关，以将所述差分放大器电路的所述第二输入节点耦合至所述上拉电路。
13.根据权利要求11所述的电流感测电路，其中所述输出斩波电路还包括：
输出开关，包括：第一节点，被耦合至所述输出斩波电路的所述输入节点和所述输出斩波电路的所述输出节点，以及第二节点，被耦合至所述输出斩波电路的所述共源共栅输出节点；
互补输出开关，包括：第一节点，被耦合至所述输出斩波电路的所述互补输入节点和所述输出斩波电路的所述互补输出节点，以及第二节点，被耦合至所述输出斩波电路的所述共源共栅输出节点；
偏置开关，包括：第一节点，被耦合至所述上拉电路的所述输出节点，以及第二节点，被耦合至所述上拉栅极控制节点和所述互补上拉栅极控制节点；以及
互补偏置开关，包括：第一节点，被耦合至所述互补上拉电路的所述输出节点，以及第二节点，被耦合至所述上拉栅极控制节点和所述互补上拉栅极控制节点。
14.根据权利要求11所述的电流感测电路，其中所述差分放大器电路还被配置为将基于所述HSD控制信号的偏置电压耦合至所述下拉晶体管的所述下拉栅极控制节点、以及所述互补下拉晶体管的所述互补下拉栅极控制节点。
15.根据权利要求1所述的电流感测电路，其中所述共源共栅电路包括共源共栅晶体管，所述共源共栅晶体管包括被耦合至所述放大器电路的栅极控制节点、被耦合至所述电流镜像电路的输入节点、以及被耦合至所述感测节点的所述输出端口。
16.根据权利要求3所述的电流感测电路，其中所述共源共栅电路被配置为：响应于在所述放大器电路的所述输出端口上的所述电压均衡信号，调整在所述电流镜像电路的所述输出节点与所述感测节点之间的耦合，所述电压均衡信号表示所述镜像电压与所述驱动器电压之间的所述经放大的差值。
17.根据权利要求3所述的电流感测电路，其中所述共源共栅电路被配置为：
响应于在所述放大器电路的所述输出端口上的所述电压均衡信号指示所述镜像电压小于所述驱动器电压，使所述电流镜像电路的所述输出节点处的所述镜像电压增加；以及
响应于在所述放大器电路的所述输出端口上的所述电压均衡信号指示所述镜像电压大于所述驱动器电压，使所述电流镜像电路的所述输出节点处的所述镜像电压减小。
18.根据权利要求15所述的电流感测电路，其中所述共源共栅晶体管被配置为基于被连接至所述共源共栅晶体管的所述栅极控制节点的电压均衡信号，调整所述共源共栅晶体管的电阻。
19.根据权利要求1所述的电流感测电路，还包括电压平均电路，包括：
感测电阻器，被耦合至所述感测节点和负电源轨；以及
开关电路，被耦合至所述感测节点和低通滤波器电路，其中所述低通滤波器电路包括被耦合至所述感测节点的滤波电阻器和平均电容器。
20.根据权利要求19所述的电流感测电路，其中所述开关电路被配置为响应于所述HSD控制信号，将所述感测节点耦合至所述电压平均电路的输出节点，以在所述感测节点上感应出具有基于所述电流镜像电路的镜像电流的幅度的电压。
21.根据权利要求20所述的电流感测电路，还包括被耦合至所述电压平均电路的所述输出节点的过电流检测电路，所述过电流检测电路包括过电流比较器，所述过电流比较器被配置为将在所述感测节点处的电压电平与阈值电压进行比较，并且基于脉宽调制(PWM)重置启用信号来输出过电流指示。
22.根据权利要求21所述的电流感测电路，其中所述过电流检测电路还包括数模转换器(DAC)，所述数模转换器被配置为响应于接收到数字阈值电压信号，输出所述阈值电压。
23.根据权利要求1所述的电流感测电路，还包括：
电力测量电路，被耦合至所述感测节点和电力测量节点，所述电力测量电路包括感测电阻器和低通滤波器。
24.根据权利要求23所述的电流感测电路，其中所述低通滤波器包括：
滤波电阻器，被耦合至所述感测节点和所述电力测量节点；以及
电容器，被耦合至所述电力测量节点和参考电压。
25.根据权利要求24所述的电流感测电路，其中所述电力测量电路被配置为从多个共源共栅电路接收多个镜像电流，并且在所述电力测量节点处感应出表示所述电流感测电路的镜像电流与第二电流感测电路的第二镜像电流的总和的电压。
26.根据权利要求23所述的电流感测电路，还包括：
第二共源共栅电路，包括被耦合至所述感测节点的输出端口、被耦合至所述放大器电路的第二共源共栅控制端口、以及被耦合至所述电流镜像电路的输出节点的输入端口。
27.根据权利要求26所述的电流感测电路，其中在所述电流镜像电路中的镜像电流在所述共源共栅电路与所述第二共源共栅电路之间被划分，并且在所述电力测量节点上的电压反映在所述电流镜像电路中的所述镜像电流、以及在所述电流感测电路的所述电流镜像电路中的第二镜像电流。
28.根据权利要求1所述的电流感测电路，所述电流感测电路被集成到集成电路(IC)中。
29.根据权利要求1所述的电流感测电路，所述电流感测电路被集成到选自由以下项组成的群组的设备中：机顶盒；娱乐单元；导航设备；通信设备；固定位置数据单元；移动位置数据单元；全球定位系统(GPS)设备；移动电话；蜂窝电话；智能电话；会话发起协议(SIP)电话；平板计算机；平板电话；服务器；计算机；便携式计算机；移动计算设备；可穿戴计算设备；台式计算机；个人数字助理(PDA)；监测器；计算机显示器；电视；调谐器；无线电；卫星无线电；音乐播放器；数字音乐播放器；便携式音乐播放器；数字视频播放器；视频播放器；数字视频碟片(DVD)播放器；便携式数字视频播放器；汽车；车辆组件；航空电子系统；无人机；以及多轴直升机。
30.一种在直流-直流(DC-DC)转换器中的电流感测电路，包括：
用于响应于HSD控制信号、基于在高侧驱动器(HSD)电路中的驱动器电流来生成镜像电流的装置；
用于放大在所述HSD电路的输出节点处的驱动器电压与在所述用于生成所述镜像电流的装置的输出节点处的镜像电压之间的差值的装置；
用于在所述用于放大的装置的输出端口上生成电压均衡信号的装置，所述电压均衡信号表示在所述镜像电压与所述驱动器电压之间的经放大的差值；以及
用于响应于所述电压均衡信号而调整在所述用于生成所述镜像电流的装置的所述输出节点上的所述镜像电压以对应于所述驱动器电压的装置。
31.一种感测在直流-直流(DC-DC)转换器中的电流的方法，包括：
响应于HSD控制信号，基于在高侧驱动器(HSD)电路中的驱动器电流来生成镜像电流；
放大在所述HSD电路的输出节点处的驱动器电压与在电流镜像电路的输出节点处的镜像电压之间的差值；
在放大器电路的输出端口上生成电压均衡信号，所述电压均衡信号表示在所述镜像电压与所述驱动器电压之间的经放大的差值；以及
响应于所述电压均衡信号，调整在所述电流镜像电路的所述输出节点处的对应于所述驱动器电压的所述镜像电压。
32.根据权利要求31所述的方法，其中调整在所述电流镜像电路的所述输出节点处的所述镜像电压包括：控制共源共栅电路，所述共源共栅电路将所述镜像电流从所述电流镜像电路的所述输出节点耦合至电压平均电路。
33.根据权利要求32所述的方法，还包括：将在所述电压平均电路中感应出的平均电压与阈值电压进行比较，并且响应于所述平均电压超过所述阈值电压，生成过电流指示符。
34.一种电力分配电路，包括：
直流-直流(DC-DC)转换器，包括被耦合至电源电压轨和电感器的高侧驱动器(HSD)电路；以及
电流感测电路，包括：
电源节点，被耦合至所述电源电压轨；
控制节点，被耦合至所述DC-DC转换器的所述HSD电路以接收HSD控制信号；
放大器电路，包括：
第一输入端口，被耦合至电流镜像电路；以及
第二输入端口，被配置为耦合至所述HSD电路的输出节点；以及
共源共栅电路，被耦合至所述电流镜像电路和所述放大器电路，所述共源共栅电路包括：
输出端口，被耦合至感测节点；以及
共源共栅控制端口，被耦合至所述放大器电路。
35.根据权利要求34所述的电力分配电路，其中所述HSD控制信号激活所述HSD电路以传导驱动器电流。
36.一种电流感测电路，包括：
直流-直流(DC-DC)转换器的多个降压转换器电路，其中所述多个降压转换器电路之中的每个降压转换器电路包括高侧驱动器(HSD)电路、电流镜像电路、以及被配置为接收HSD控制信号的控制节点，每个HSD电路包括驱动器输出节点，并且每个电流镜像电路包括镜像输出节点；
放大器电路，包括：第一输入端口，被耦合至所述多个降压转换器电路的每个电流镜像电路的所述镜像输出节点，第二输入端口，被耦合至所述多个降压转换器电路的每个HSD电路的所述驱动器输出节点，以及放大器输出端口；以及
共源共栅电路，被配置为基于在所述放大器输出端口上生成的电压均衡信号，将所述多个降压转换器电路耦合至感测节点。
37.根据权利要求36所述的电流感测电路，其中：
所述多个降压转换器电路的每个电流镜像电路被配置为响应于所述HSD控制信号，基于在所述HSD电路中的驱动器电流来生成镜像电流；
基于在被耦合至所述放大器电路的所述第一输入端口的所述镜像输出节点上的平均镜像电压电平，相位镜像电压在所述放大器电路的所述第一输入端口上被感应出；以及
基于在被耦合至所述放大器电路的所述第二输入端口的所述驱动器输出节点上的平均驱动器电压电平，相位驱动器电压在所述放大器电路的所述第二输入端口上被感应。
38.根据权利要求37所述的电流感测电路，其中：
所述放大器电路被配置为放大在所述平均镜像电压电平与所述平均驱动器电压电平之间的差值，以及在所述放大器电路的所述放大器输出端口上输出所述电压均衡信号，所述电压均衡信号表示在所述平均镜像电压电平与所述平均驱动器电压电平之间的经放大的差值；以及
所述共源共栅电路被配置为响应于所述电压均衡信号，调整所述平均镜像电压电平，以对应于所述平均驱动器电压电平。
39.根据权利要求37所述的电流感测电路，其中每个电流镜像电路被配置为响应于所述HSD控制信号，生成与在所述HSD电路中的总相位电流成比例的所述镜像电流。
40.根据权利要求36所述的电流感测电路，其中每个降压转换器电路包括：驱动器电阻器，被耦合于每个HSD电路的所述驱动器输出节点与所述放大器电路的所述第一输入端口之间；以及镜像电阻器，被耦合于所述电流镜像电路与所述放大器电路的所述第二输入端口之间。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113179018A (zh) * 2021-06-29 2021-07-27 钰泰半导体南通有限公司 多相dc-dc变换器
CN114531026A (zh) * 2022-04-21 2022-05-24 深圳英集芯科技股份有限公司 多相降压变换电路、装置及设备
TWI789238B (zh) * 2022-02-11 2023-01-01 瑞昱半導體股份有限公司 測試系統以及測試方法

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10958167B2 (en) 2018-08-08 2021-03-23 Qualcomm Incorporated Current sensing in an on-die direct current-direct current (DC-DC) converter for measuring delivered power
US10951178B2 (en) * 2018-09-28 2021-03-16 Skyworks Solutions, Inc. Averaging overcurrent protection
JP7237774B2 (ja) * 2019-08-27 2023-03-13 株式会社東芝 電流検出回路
CN111596715A (zh) * 2020-05-29 2020-08-28 北京集创北方科技股份有限公司 电压调整装置、芯片、电源及电子设备
FR3117601B1 (fr) * 2020-12-15 2023-02-24 Thales Sa Dispositif de mesure
CN113589033A (zh) * 2021-07-29 2021-11-02 昂宝电子（上海）有限公司 功率信号检测电路和方法
US20230275502A1 (en) * 2022-02-25 2023-08-31 Stmicroelectronics Asia Pacific Pte Ltd Vertical metal sensing method for dc-dc converter

Citations (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20020158615A1 (en) * 2000-10-13 2002-10-31 Ryan Goodfellow System and method for current sensing
CN1592110A (zh) * 2003-06-30 2005-03-09 因芬尼昂技术股份公司 双极型pnp斩波器
US20060125568A1 (en) * 2004-12-10 2006-06-15 Felder Matthew D Current threshold circuit
JP2008026082A (ja) * 2006-07-19 2008-02-07 Rohm Co Ltd 電流検出回路ならびにそれを用いた充電制御回路、充電回路および電子機器
EP2128633A1 (en) * 2008-05-29 2009-12-02 Austriamicrosystems AG Current-sense amplifier arrangement and method for measuring a voltage signal
US20120306541A1 (en) * 2011-05-31 2012-12-06 System General Corporation High-side signal sensing circuit
US20140347078A1 (en) * 2013-05-21 2014-11-27 Analog Devices Technology Current sensing of switching power regulators
CN204046423U (zh) * 2012-12-19 2014-12-24 英特尔公司 芯片和多相电压调节器
CN104506042A (zh) * 2014-12-23 2015-04-08 刘孝涛 一种高可靠性恒流车载dcdc变换器及控制方法
CN104521325A (zh) * 2012-07-06 2015-04-15 卢特龙电子公司 具有初级侧电流感测电路的正向转换器
CN107076786A (zh) * 2014-11-05 2017-08-18 高通股份有限公司 使用漏‑源电压的高电流感测方案
CN206962700U (zh) * 2017-04-24 2018-02-02 深圳市华芯邦科技有限公司 无需外部采样电阻的Buck转换器负载电流检测电路
CN107741754A (zh) * 2014-01-02 2018-02-27 意法半导体研发(深圳)有限公司 用于内部电源的具有改善的负载瞬态性能的ldo调节器

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19609203A1 (de) 1996-03-09 1997-09-11 Urich Manfred Mechanisch-elektrisches Kombinationsthermometer
US7960997B2 (en) 2007-08-08 2011-06-14 Advanced Analogic Technologies, Inc. Cascode current sensor for discrete power semiconductor devices
KR20100089820A (ko) * 2007-12-06 2010-08-12 인터실 아메리카스 인코포레이티드 직류/직류 전압 조정기의 인덕터 전류 검출 정확도를 향상시키기 위한 시스템 및 방법
DE102009037649B4 (de) 2009-08-14 2017-11-23 Texas Instruments Deutschland Gmbh Elektronische Vorrichtung und Verfahren zur Induktivitätsstrommessung
US20140292298A1 (en) 2013-04-01 2014-10-02 Lsi Corporation Operational Amplifier-Based Current-Sensing Circuit for DC-DC Voltage Converters and The Like
US9494957B2 (en) 2014-09-10 2016-11-15 Qualcomm Incorporated Distributed voltage network circuits employing voltage averaging, and related systems and methods
DE102015204519B4 (de) 2015-03-12 2019-01-03 Dialog Semiconductor (UK) Ltd Genaue Stromerfassungsschaltung und Verfahren zur genauen Stromerfassung
DE102015221101B4 (de) 2015-10-28 2022-12-08 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Batterieladeregler, Ladegerät zum Laden einer Batterie, tragbare elektronische Vorrichtung mit Ladegerät und Verfahren für einen Betrieb eines Ladegeräts
US9983239B2 (en) * 2016-05-13 2018-05-29 Power Integrations, Inc. Integrated linear current sense circuitry for semiconductor transistor devices
US10958167B2 (en) * 2018-08-08 2021-03-23 Qualcomm Incorporated Current sensing in an on-die direct current-direct current (DC-DC) converter for measuring delivered power

Patent Citations (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20020158615A1 (en) * 2000-10-13 2002-10-31 Ryan Goodfellow System and method for current sensing
CN1592110A (zh) * 2003-06-30 2005-03-09 因芬尼昂技术股份公司 双极型pnp斩波器
US20060125568A1 (en) * 2004-12-10 2006-06-15 Felder Matthew D Current threshold circuit
JP2008026082A (ja) * 2006-07-19 2008-02-07 Rohm Co Ltd 電流検出回路ならびにそれを用いた充電制御回路、充電回路および電子機器
EP2128633A1 (en) * 2008-05-29 2009-12-02 Austriamicrosystems AG Current-sense amplifier arrangement and method for measuring a voltage signal
US20120306541A1 (en) * 2011-05-31 2012-12-06 System General Corporation High-side signal sensing circuit
CN104521325A (zh) * 2012-07-06 2015-04-15 卢特龙电子公司 具有初级侧电流感测电路的正向转换器
CN204046423U (zh) * 2012-12-19 2014-12-24 英特尔公司 芯片和多相电压调节器
US20140347078A1 (en) * 2013-05-21 2014-11-27 Analog Devices Technology Current sensing of switching power regulators
CN107741754A (zh) * 2014-01-02 2018-02-27 意法半导体研发(深圳)有限公司 用于内部电源的具有改善的负载瞬态性能的ldo调节器
CN107076786A (zh) * 2014-11-05 2017-08-18 高通股份有限公司 使用漏‑源电压的高电流感测方案
CN104506042A (zh) * 2014-12-23 2015-04-08 刘孝涛 一种高可靠性恒流车载dcdc变换器及控制方法
CN206962700U (zh) * 2017-04-24 2018-02-02 深圳市华芯邦科技有限公司 无需外部采样电阻的Buck转换器负载电流检测电路

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113179018A (zh) * 2021-06-29 2021-07-27 钰泰半导体南通有限公司 多相dc-dc变换器
CN113179018B (zh) * 2021-06-29 2021-11-05 钰泰半导体股份有限公司 多相dc-dc变换器
TWI789238B (zh) * 2022-02-11 2023-01-01 瑞昱半導體股份有限公司 測試系統以及測試方法
CN114531026A (zh) * 2022-04-21 2022-05-24 深圳英集芯科技股份有限公司 多相降压变换电路、装置及设备

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