CN204046423U - 芯片和多相电压调节器 - Google Patents

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Abstract

本实用新型提供一种芯片和多相电压调节器。在本文所描述的一些实施例中，提出的方案使用占空比感测技术来检测每个独立电感器中的负载电流不平衡，并且然后通过数字占空比调谐器来调整具体相位的占空比。在一个实施例中，所述芯片包括：多相变换器，其具有用于对相位进行平衡的电路，所述电路包括用于将待选择的相位的电压与平均相位电压进行比较的比较电路；以及用于待选择的所述相位的占空比调谐器，将基于待选择的所述相位的电压与所述平均相位电压之间的一个或多个比较来来调谐所述占空比调谐器。

Description

芯片和多相电压调节器
技术领域
本发明一般涉及一种功率调节器，并且特别是带有电流负载平衡的多相变换器。 
背景技术
图1示出了传统多相开关DC-DC功率变换器(在该示例中是降压变压器)。所描绘的多相变压器具有控制器102，桥110，以及包括电感器(L1至Ln)和电容器(C)的输出部分，所有耦合在一起提供调节的输出电压(Vout)至负载150。桥110包括多个开关器件(D1至Dn)，每个开关器件对应于多相变换器的一相，并且每个开关器件当开关被打开时，通过在开关器件输出端提供输入电压(Vin)来提供电流给相应的电感器(L1至Ln)。为了将Vout调节在期望的电压电平，一个或多个反馈信号(用“fdbck”信号表示)从输出端(Vout)被反馈至控制器来控制桥器件(D1至Dn)，从而提供更多或更少功率给负载。 
多相开关功率变换器(比如图1所描绘的电压调节器)借由开关器件将电流传导通过电感器和电容器。典型地将具有可控占空比的占空比脉冲序列信号应用于开关器件来控制其提供给其电感器的电流大小。电感器的时间平均电流同驱动电感器的开关器件的占空比成比例。相应地，提供给负载的电流的量，以及因此在负载处的电压，可通过控制驱动开关器件的脉冲的占空比来控制。 
典型地，多相开关功率变换器使用脉冲宽度调制(PWM)来相应地调整脉冲序列的占空比，且每个脉冲位于单独的相位。一个设计挑战是平衡通过电感器相位驱动的平均电流，如电感器和其它电路组件的错配可造成不平衡的负载电流。事实上，相位电流平衡对于集成电压调节器(多相变换器是与它们所供电的负载相同的芯片的一部分)非常重要，因为不平衡负载电流可更容易地造成相对小的电感器的饱和。 
实用新型内容
根据本实用新型的一个方面，提供一种芯片，包括：多相变换器，其具有用于对相位进行平衡的电路，所述电路包括用于将待选择的相位的电压与平均相位电压进行比较的比较电路；以及用于待选择的所述相位的占空比调谐器，将基于待选择的所述相位的电压与所述平均相位电压之间的一个或多个比较来来调谐所述占空比调谐器。 
在本实用新型的一个实施例中，所述多相变换器被耦合以将电力供应至处理器，所述处理器为与所述多相变换器同一芯片的一部分。 
在本实用新型的另一个实施例中，所述多相变换器的输出电感器被设置在所述芯片的管芯中。 
在本实用新型的另一个实施例中，所述比较电路包括低通滤波器，所述低通滤波器耦合至用于待选择的所述相位的开关器件，以提供用于待选择的所述相位的电压。 
在本实用新型的另一个实施例中，所述低通滤波器包括电阻器和电容器。 
在本实用新型的另一个实施例中，所述低通滤波器通过多路复用器耦合至用于待选择的所述相位的开关器件，当其它相位开关器件被选择时，所述多路复用器将所述低通滤波器耦合至所述其它相位开关器件。 
在本实用新型的另一个实施例中，所述比较电路包括第二低通滤波器，所述第二低通滤波器具有耦合到所述多相变换器的每个相位的输入端，所述第二低通滤波器用于提供所述平均相位电压。 
在本实用新型的另一个实施例中，所述占空比调谐器被设置在用于待选择的所述相位的开关器件和相位信号输出端之间。 
在本实用新型的另一个实施例中，所述占空比调谐器包括数字电流源调整器，以调整来自所述相位信号输出端的脉冲信号的上升和下降时间。 
根据本实用新型的另一个方面，提供一种多相电压调节器，包括：两个或更多个相位臂，每个相位臂具有占空比调谐器，将基于所述占空比调谐器的相位臂的电压与所述两个或更多个相位臂的平均电压之间的比较来来调谐所述占空比调谐器。 
在本实用新型的一个实施例中，所述多相调节器被耦合以将电力供应 至处理器，所述处理器是与所述多相调节器同一芯片的一部分。 
在本实用新型的另一个实施例中，所述多相调节器的输出电感器被设置在所述芯片的管芯中。 
在本实用新型的另一个实施例中，所述多相电压调节器包括比较电路来执行所述比较，所述电路包括耦合至用于正被调谐的所述相位臂的开关器件的低通滤波器，以提供用于所述比较的电压。 
在本实用新型的另一个实施例中，所述低通滤波器包括电阻器和电容器。 
在本实用新型的另一个实施例中，所述低通滤波器通过多路复用器耦合至用于将被比较的所述相位臂的开关器件，当其它相位开关器件被选择时，所述多路复用器将所述低通滤波器耦合至所述其它相位开关器件。 
在本实用新型的另一个实施例中，所述比较电路包括第二低通滤波器，所述第二低通滤波器具有耦合到每个相位臂的输入端，所述第二低通滤波器用于提供平均相位电压。 
在本实用新型的另一个实施例中，所述占空比调谐器被设置在用于将被比较的所述相位臂的开关器件与相位发生器输出端之间。 
在本实用新型的另一个实施例中，所述占空比调谐器包括数字电流源调节器，以调节来自所述相位信号输出端的脉冲信号的上升和下降时间。 
附图说明
在附图的图中通过示例的方式，而不是通过限制的方式来示出本发明的实施例，在附图中相同的标号代表相同的元件。 
图1示出了传统多相DC-DC变换器。 
图2示出了依据一些实施例的带有负载平衡的多相DC-DC变换器。 
图3是示出了来自于依据一些实施例的图2的多相变换器的信号的时序图。 
图4示出了依据一些实施例的占空比调谐器的电路。 
图5示出了依据一些实施例的具有负载平衡和具有PFM和PWM相位信号产生的多相变换器。 
图6示出了依据一些实施例的具有多个带有负载平衡的VR单元(cell) 的芯片。 
具体实施方式
在本文所述的一些实施例中，推荐的方案使用占空比感测技术来检测每个独立电感器中的负载电流不平衡，并且然后通过数字占空比调谐器来调整具体相位的占空比。 
图2示出了依据一些实施例的具有负载平衡电路的多相开关变换器。示出了如图1所示的多相开关变换器，但还具有依据一些实施例的附加的负载平衡电路。负载平衡电路一般包括比较电路和占空比调谐器电路。在所描绘的实施例中，比较电路包括滤波器块220和电压比较器222。滤波器块包括如所示那样耦合以用于提供来自平均相位臂电压(vref)的电阻器R1和电容器C1以及用于提供来自于多路复用器232的单独相位臂电压(vp)的电阻器R2和电容器C2。相位臂电压是与相位臂中的电流成比例的电压，即，与给定相位的开关器件输出的电流成比例的电压。 
C1处的电压(vref)是所有开关器件输出电平(Phx1’至Phxn’)的综合或者平均。C2的电压(vp)将为在开关器件输出端处如由Mux232选择的电压。这些电压基本上为DC电平。R1、R2、C1和C2的电阻器值和电容器值可为任何适当的值来获得稳定的、可测量的指示性电压。在一些实施例中，R1C1和R2C2时间常数应足够长，例如，PWM时钟的周期的100倍，尽管这不是实践本发明必须的。所以，例如，如果桥开关以100MHz的时钟频率被驱动(T＝10nS,那么RC时间常数将大于1μS)。在一些实施例中，将每个相位电压与平均值(vref)进行比较来通过其占空比调谐器控制它，来接近(如果不等于的话)该平均值，这实现相位臂电流转而更接近彼此并且因而，更接近彼此平衡。当所选择的phx’信号不等于vref，则感测(检测)到不平衡的负载电流。然后通过调谐所选择相位信号的占空比来应用平衡调整。 
在所描绘的实施例中，占空比调谐器电路包括：(1)占空比调谐器212，其具有相关联的控制电阻器214，用于调谐(或偏移)每个相位中的占空比；以及(2)逻辑块(234、236、和238)，其用于基于平均相位电压(vref)和单独电压(vp)之间的比较来设定每个占空比调谐器中的占空比调整。 应认识到，逻辑块可由任何适当的数字逻辑(软件、状态机，分立门等)实施。所描绘的块包括如所示那样耦合在一起的移位寄存器234、锁定检测器(lock detector)236、以及增/减计数器238。计数器238是m-比特增/减计数器，例如，当输入fx是高时可递增并且当输入fx是低时可递增。锁定检测器电路236被设计为感测什么时候vp足够接近(如果不等于的话)vref。 
在操作中，开关器件(D1至Dn)由多相脉冲序列信号(Ph1’至Phn’)控制，多相脉冲序列信号例如是脉冲宽度调制矩形波。数字占空比调谐器212用于改变所选相位(in1-inn)信号的占空比。占空比调谐器可以是修改在输入开关器件信号的周期内的开关器件“开”(例如，二进制高电平)至关(例如，低电位)的持续时间比例的任何电路。在所描绘的实施例中，通过来自控制寄存器214的m比特控制(c)输入来调整占空比。 
参考用于描述依据一些实施例的示例性占空比调谐操作的图2和3。图3是第一三相的电流感测的时序图。t1、t2和t3分别是平衡相位1、相位2和相位3负载电流所需的时间。其它相位可遵循类似的时序模式。占空比调谐器可在任何时间被调谐，例如，初始地，在启动时或在整个芯片操作中。相位被每次一个地各自调谐，例如，以相位1开始并且以相位n结束。在这个示例中，初始地，寄存器1(用于相位1的寄存器214)和Mux 232设定为读取以及选择phx1节点。这是通过缺省的、初始值(iVal)信号完成的，该信号为被应用于移位寄存器234的预设初始数字值。多路Mux 232用于选择到来的Phx输入端中的一个。从而，在实施例中，初始地，其选择Phx1’。 
比较器222比较vref(平均相位电压电平)和所选择的相位的vp。比较器产生二进制信号fx，二进制信号fx指示vp是小于还是大于平均电压(vref)。例如，如果vp大于vref，则fx可为‘0，并且如果vp小于vref，则fx可为‘1。如果vp小于vref，(fx在此示例中位于高状态)，计数器238将递增并且转而，通过增加其控制寄存器214数值来增加所选相位的占空比。只要vp低于vref，则占空比将保持增大。在一个或多个周期之后，vp将最终超过vref，造成fx例如切换至低状态。在这个低状态中，计数器递减并且减小占空比。这个过程重复直到fx最终形成周期信号(见图3)。其将具有clk/2的频率，其中“clk”是输入到计数器238的时钟信号并且具有 典型地小于PWM时钟的频率的频率。 
如图3所示，锁定检测器236感测这个事件并且然后产生时钟信号。例如，如图3的时序图中所示，其可“寻找”fx在一个或多个周期中的高和低之间的反复。当这个条件满足时，锁定电路然后确定其在时钟周期持续期间的输出(例如，至高状态)。为了确定fx具有输入的周期信号状态，锁定检测将在确定锁定信号之前等待几个周期。这导致了移位寄存器前进到下一相位。转而，这导致m比特计数器数值被存储在用于刚被评估的相位的寄存器214里。移位寄存器输出(ph_sel)不仅使能/禁能用于选定相位的控制寄存器214，而且，其还用于选择Mux 232的输入。这整个过程针对剩余的相位被重复直到所有相位的负载电流被适当地相互平衡。 
图4示出了实施占空比调谐器电路212的可能的电路。电路包括由MOS器件N0和P0以及PMOS器件P1到Pn和NMOS器件N1到Nn(如所示都耦合在一起形成)形成的逆变器。其中包括输入端(输入)，输出端(输出)，以及n比特控制接口(C1-Cn)。在该实施例中，被耦合到控制接口的P和N器件被二进制加权使得最低有效位(C1)器件(P1、N1)是相关联的P2、N2器件的强度的一半，P2、N2器件是相关联的P3、N3器件的强度的一半，以此类推。因此，数字控制值越高，N器件相对于P器件越强，导致了降低的占空比。这种方法是基于电流缺乏型拓扑(current starved topology)，其中上升沿和下降沿的斜率与由可控P和N器件形成的电流源的强度成比例。 
图5示出了类似于图2的电路的具有负载平衡的多相变换器，除了其包括利用PWM或者PFM产生相位信号(脉冲频率调制)的控制器。PWM典型地对于更高的负载电流(例如，0.5A以及更高)工作得最有效率。另一方面，它们对于更小的电流负载可能是无效率的。相应地，当输出负载电流低于一定的阈值(例如，0.5A)时控制器502可切换至PFM模式。以该方式，图5的DC-DC变换器可在大电流范围上(例如，从1微安到2或3安)有效地操作。 
图6示出了如这里所讨论的具有带有负载平衡的多个VR单元604的芯片或者芯片封装。VR单元604被集成在芯片中来给处理器块610供应电力并且由功率控制模块602管理。单元604以不同的组合集合在一起来提 供带有不同电流纯源化(sourcing)能力的一个或多个电压范围。在一些实施例中，VR单元604被集成在与处理器相同的芯片上。无源输出组件(电感器，电容器)也可集成在该芯片或者芯片封装(例如，在管芯上或者在基板中)中。由于这些电感器也可集成到芯片中，它们可具有相对小的电感并且因此，更易受不想要的饱和影响。相应地，这里讨论的电流平衡技术在这样的集成环境下可甚至更有利。 
在前面的描述中以及后面的权利要求中，下列术语应如下解释：术语“耦合”和“连接”以及它们的衍生可被使用。应理解，这些术语不是旨在作为彼此的同义词。相反，在特殊实施例中，“连接”用于表明两个或多个元件彼此之间是直接物理或电接触的。“耦合”用于表明两个或多个元件彼此协作或交互，但是它们可处于或不处于直接的物理或电接触中。 
术语“PMOS晶体管”指代P型金属氧化物半导体场效应晶体管。同样地，“NMOS晶体管”指代N型金属氧化物半导体场效应晶体管。应认识到，不管什么时候使用术语“MOS晶体管”、“NMOS晶体管”或者“PMOS晶体管”，除非明确地通过它们的使用本质来显示或指示，它们被用于示例的方式。它们包含不同种类的MOS器件，包括具有不同VTs、材料类型、绝缘体厚度、栅极构造(仅提到一些)的器件。而且，除非特别称为MOS或类似物，术语晶体管可包括其它适当的晶体管类型，例如结型场效应晶体管，双极结型晶体管，金属半导体FET，以及多种类型的三维晶体管，MOS或目前已知或还未开发的其他晶体管。 
本发明不限于所描述的实施例，也利用在所附权利要求的精神和范围内的变型或替代方案来实现。例如，应认识到，本发明可适用于与所有类型的半导体集成电路(“IC”)芯片一起使用。这些IC芯片的示例包括但不限于处理器、控制器、芯片组部件、可编程逻辑阵列(PLA)、存储器芯片、网络芯片等。 
还应认识到，在一些附图中，信号导线由线代表。一些可能更粗用来指示更多组成的信号路径，具有数字标记来指示组成的信号路径的数量，和/或在一个或多个端具有箭头来指示主要信息流向。然而，这不应被认为是限制的方式。相反，如此增加的细节可用于结合一个或多个示例性实施例来促进更简单地理解电路。任何代表的信号线，不论是否具有额外的信 息，可实际包括一个或多个信号，该一个或多个信号可在多个方向传输并且可使用任何适当类型的信号方案(例如，利用差分对、光纤线和/或单端线实施的数字或模拟线路)来实施。 
应认识到，示例尺寸/模型/值/范围可已被给定，尽管本发明不限于相同的。由于制造技术(例如，光刻)随着时间而成熟，期望可制造更小尺寸的器件。另外，为了图示和讨论的简单性，熟知的至IC芯片和其它组件的电力/地连接可能被显示在图中或没有显示在图中，并且从而不使本发明不清楚。另外，排列可以被显示为框图形式，以便避免使本发明不清楚，并且也还考虑以下事实：关于这样的框图排列的实施方式的详情高度依赖于本发明将被实施的平台，即，这样的详情应该是在本领域技术人员的视界内。在具体细节(例如，电路)被陈述以便描述本发明的示例性实施例的情况下，本领域的技术人员应当认识到，本发明可以不利用这些具体细节或者利用这些具体细节的变型来实施。因此本描述应被认为是说明性而非限制。 

Claims (18)

1.一种芯片，包括： 
多相变换器，其具有用于对相位进行平衡的电路，所述电路包括 
用于将待选择的相位的电压与平均相位电压进行比较的比较电路；以及 
用于待选择的所述相位的占空比调谐器，将基于待选择的所述相位的电压与所述平均相位电压之间的一个或多个比较来来调谐所述占空比调谐器。 
2.根据权利要求1所述的芯片，其中，所述多相变换器被耦合以将电力供应至处理器，所述处理器为与所述多相变换器同一芯片的一部分。 
3.根据权利要求2所述的芯片，其中，所述多相变换器的输出电感器被设置在所述芯片的管芯中。 
4.根据权利要求1所述的芯片，其中，所述比较电路包括低通滤波器，所述低通滤波器耦合至用于待选择的所述相位的开关器件，以提供用于待选择的所述相位的电压。 
5.根据权利要求4所述的芯片，其中，所述低通滤波器包括电阻器和电容器。 
6.根据权利要求4所述的芯片，其中，所述低通滤波器通过多路复用器耦合至用于待选择的所述相位的开关器件，当其它相位开关器件被选择时，所述多路复用器将所述低通滤波器耦合至所述其它相位开关器件。 
7.根据权利要求4所述的芯片，其中，所述比较电路包括第二低通滤波器，所述第二低通滤波器具有耦合到所述多相变换器的每个相位的输入端，所述第二低通滤波器用于提供所述平均相位电压。 
8.根据权利要求1所述的芯片，其中，所述占空比调谐器被设置在用于待选择的所述相位的开关器件和相位信号输出端之间。 
9.根据权利要求8所述的芯片，其中，所述占空比调谐器包括数字电流源调整器，以调整来自所述相位信号输出端的脉冲信号的上升和下降时间。 
10.一种多相电压调节器，包括： 
两个或更多个相位臂，每个相位臂具有占空比调谐器，将基于所述占空比调谐器的相位臂的电压与所述两个或更多个相位臂的平均电压之间的比较来来调谐所述占空比调谐器。 
11.根据权利要求10所述的多相电压调节器，其中，所述多相电压调节器被耦合以将电力供应至处理器，所述处理器是与所述多相调节器同一芯片的一部分。 
12.根据权利要求11所述的多相电压调节器，其中，所述多相电压调节器的输出电感器被设置在所述芯片的管芯中。 
13.根据权利要求10所述的多相电压调节器，包括比较电路来执行所述比较，所述电路包括耦合至用于正被调谐的所述相位臂的开关器件的低通滤波器，以提供用于所述比较的电压。 
14.根据权利要求13所述的多相电压调节器，其中，所述低通滤波器包括电阻器和电容器。 
15.根据权利要求13所述的多相电压调节器，其中，所述低通滤波器通过多路复用器耦合至用于将被比较的所述相位臂的开关器件，当其它相位开关器件被选择时，所述多路复用器将所述低通滤波器耦合至所述其 它相位开关器件。 
16.根据权利要求13所述的多相电压调节器，其中，所述比较电路包括第二低通滤波器，所述第二低通滤波器具有耦合到每个相位臂的输入端，所述第二低通滤波器用于提供平均相位电压。 
17.根据权利要求10所述的多相电压调节器，其中，所述占空比调谐器被设置在用于将被比较的所述相位臂的开关器件与相位发生器输出端之间。 
18.根据权利要求17所述的多相电压调节器，其中，所述占空比调谐器包括数字电流源调节器，以调节来自所述相位信号输出端的脉冲信号的上升和下降时间。 
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