CN112384874B - 恒压发生电路 - Google Patents

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Abstract

恒压发生电路(1A、1B)具备：运算放大器，具有反馈电路(10A、10B)，所述反馈电路(10A、10B)具有第1电阻(R11)并产生将恒压发生电路(1A、1B)的输出端子(T3)与基板电位之间的输出电压(Vout)通过第1电阻(R11)和第2电阻(R12)分压而成的反馈电压(Vfb)，该运算放大器将基准电压(Vref)与反馈电压(Vfb)的电压差放大而输出控制电压；以及输出晶体管(M11)，基于来自运算放大器的控制电压，对输出电压(Vout)进行控制。反馈电路(10A、10B)被构成为，还使来自基板电位的高频噪声成分重叠。

Description

恒压发生电路
技术领域
本发明涉及例如包含具有反馈电路的差动放大电路的恒压发生电路。
背景技术
报告有若将高频的电波向集成电路(以下，称为IC)照射，则该电波的噪声被施加给IC的端子，并引起误动作。在包含具有一般的反馈电路的差动放大电路的恒压发生电路中，反馈系统的环路频率是几百kHz，即使能够进行高速动作，也是几MHz左右。
报告有当在所述恒压发生电路的反馈电路中，环路频带外的高频交流信号被输入，并在该差动放大电路的反相输入与同相输入中传输的交流信号的振幅产生了差的情况下，被变换为直流偏移电压。已知这与IC的误动作相关联。
发明内容
发明要解决的课题
然而，在包含具有反馈电路的差动放大电路的恒压发生电路中，当电源、接地电位、或者在输出中重叠了噪声时，由于该差动放大电路的反相输入和同相输入所相连的元件的阻抗的不同，因而在反相输入和同相输入中产生传输的噪声振幅的差，作为结果，呈现为直流偏移，存在引起动作故障的问题。
此外，特别地，当为了确保反馈系统的稳定性，在差动放大电路的反馈电路中使用相位补偿电容的情况下，在基板电位、电源、或者在输出中重叠高频噪声成分的情况下，可能使抗噪声性大幅劣化。
本发明的目的在于，解决以上的问题点，提供一种恒压发生电路，在包含具有反馈电路的差动放大电路的恒压发生电路中，即使在被输入反馈电路的环路频带外的高频噪声成分的情况下，也能够防止发生直流偏移。
用于解决课题的手段
本发明的一个方式所涉及的恒压发生电路的特征在于，具备：
运算放大器，具有反馈电路，所述反馈电路具有第1电阻并产生将恒压发生电路的输出端子与基板电位之间的输出电压通过所述第1电阻和第2电阻分压而成的反馈电压，该运算放大器将规定的基准电压与所述反馈电压的电压差放大而输出控制电压；以及
输出晶体管，基于来自所述运算放大器的控制电压，对输出电压进行控制，
所述反馈电路被构成为，还使来自所述基板电位的高频噪声成分重叠。
发明的效果
因此，根据本发明所涉及的恒压发生电路，即使在包含具有反馈电路的差动放大电路的恒压发生电路中，在反馈电路的环路频带外的高频噪声成分被输入的情况下，也能够防止直流偏移发生。
附图说明
图1是表示比较例所涉及的恒压发生电路1的结构的电路图。
图2是图1的恒压发生电路1的详细电路图。
图3是表示在图2的恒压发生电路1中的噪声路径P1、P2的小信号等效电路图。
图4是表示在图3的恒压发生电路1中的基板噪声电压Vn的噪声路径P2的小信号等效电路图。
图5是表示实施方式1所涉及的恒压发生电路1A的结构例的电路图。
图6是表示在图5的恒压发生电路1A中的噪声路径P1、P2的小信号等效电路图。
图7是表示在图6的恒压发生电路1A中的基板噪声电压Vn的噪声路径P2的小信号等效电路图。
图8是表示当在图6的恒压发生电路1A中基板噪声电压Vn的频率为规定条件时的、基板噪声电压Vn的噪声路径P2的小信号等效电路图。
图9是图6的恒压发生电路1A的相位补偿电路的电路图。
图10是表示实施方式2所涉及的恒压发生电路1B的结构例的电路图。
图11是表示在图10的恒压发生电路1B中的噪声路径P1、P2的小信号等效电路图。
图12是表示在图10的恒压发生电路1B中的基板噪声电压Vn的噪声路径P2的小信号等效电路图。
图13是表示关于实施例以及现有例的恒压发生电路的电波照射试验的实验结果，是表示输出电压Vout的频率特性的图表。
具体实施方式
以下，参照附图对比较例以及本发明所涉及的实施方式进行说明。此外，在以下的比较例以及各实施方式中，针对同样的结构要素赋予同一标号。
(比较例)
首先，以下对比较例的结构以及动作、特别是直流偏移(offset)的发生进行说明。
图1是表示比较例所涉及的恒压发生电路1的结构的电路图，图2是图1的恒压发生电路1的详细电路图。在图1中，恒压发生电路1具有输入端子T1、接地端子T2、以及输出端子T3。恒压发生电路1具备基准电压发生电路2、所谓的运算放大器(差动放大器)即运算放大器3、P沟道MOS晶体管M11、反馈电路10、以及电阻R12而构成。这里，反馈电路10是分压电阻R11与电容器C11的并联电路。
在图1中，在输入端子T1与输出端子T3之间，连接有驱动晶体管或者输出晶体管即MOS晶体管M11，接地端子T2被接地。在输出端子T3与接地端子T2之间，连接有分压电阻R11以及R12的串联电路，分压电压Vfb从电阻R11与R12的连接部作为反馈电压而被输出到运算放大器3的同相输入端子。运算放大器3的输出端子与MOS晶体管M11的栅极连接，MOS晶体管M11的源极与输入端子T1连接，其漏极对输出电压Vout进行输出，并与输出端子T3以及反馈电路10的一端连接。此外，在反馈电压Vfb与输出电压Vout之间，连接有相位补偿电容即电容器C11。
基准电压发生电路2基于输入端子T1以及接地端子T2间的电压来发生规定的基准电压Vref，并输出给运算放大器3的反相输入端子。
在图2的基准电压发生电路2中，MOS晶体管M17的源极与接地端子T2连接，MOS晶体管M17的栅极与漏极连接。MOS晶体管M18的漏极与输入端子T1连接，MOS晶体管M18的源极与栅极被连接到MOS晶体管M17的栅极与源极。这里，将MOS晶体管M17的栅极与源极的连接点的电压作为基准电压Vref而输出给运算放大器的同相输入端子。
在构成运算放大器3的反相输入端子的MOS晶体管M13的栅极，被输入基准电压Vref；在构成运算放大器3的同相输入端子的MOS晶体管M14的栅极，被输入分压电压Vfb。MOS晶体管M13以及M14形成差动对，MOS晶体管M15以及M16形成电流反射镜电路而构成该差动对的负载。
此外，在MOS晶体管M15以及M16中，各源极分别与被输入的输入端子T1连接，各栅极相互连接，该栅极的连接部与MOS晶体管M16的漏极连接。此外，MOS晶体管M16的漏极与MOS晶体管M14的漏极连接，MOS晶体管M15的漏极与MOS晶体管M13的漏极连接，该各漏极构成运算放大器3的输出端子而将输出电压Vo1输出给驱动晶体管M11的栅极。
MOS晶体管M13以及M14的各源极相互连接，并与MOS晶体管M12的漏极连接，在MOS晶体管M12的栅极施加偏压Vbias1，MOS晶体管M12的源极被接地。
在如以上那样构成的恒压发生电路1中，运算放大器3将基准电压Vref与分压电压Vfb的电压差放大，并输出给驱动晶体管M11的栅极。然后，通过对从驱动晶体管M11输出的输出电流Iout进行控制，从而控制成输出电压Vout成为规定的电压。
图3是表示在图2的恒压发生电路1中的噪声路径P1、P2的小信号等效电路图，是说明高频噪声被辐射到基板的情况下的噪声传输的图。
高频噪声是交流信号，在小信号等效电路中，如图3所示那样，能够将输入端子T1以及输出端子T3均视为接地。此外，构成图2的比较例所涉及的基准电压发生电路2的晶体管M17、M18能够视为电阻R17与R18的等效电路，电阻R17是饱和接线的晶体管，因此，一般成为比电阻R18小的电阻值。
当在基板电位发生了高频噪声电压Vn的情况下，基准电压Vref由下式来表示。
Vref＝Vn×R18/(R17+R18) (1)
即，在基准电压Vref中，式(1)的噪声电压进行传输。这里，电阻R18由于如上述那样充分大于电阻R17，因此，噪声电压Vn的信号传输到MOS晶体管M13的栅极。
另一方面，MOS晶体管M14的栅极是被施加反馈电压Vfb的节点，经由在基板电位(接地电位)与反馈电压Vfb之间连接的电阻R12、和在输出电压Vout与反馈电压Vfb之间连接的电阻R11以及相位补偿电容即电容器C11，输出电流Iout流至输出端子T3。
图4是表示在图3的恒压发生电路1中的基板噪声电压Vn的噪声路径P2的小信号等效电路图。在图4中，包含在反馈电压Vfb中传输的噪声电压Vn的反馈电压Vfb由下式表示。
[数学式1]
Figure GDA0003633928640000051
如根据式(2)的分母的jωC11R12这一项而明确的那样，基板噪声Vn的频率越变得高频，分母的绝对值变得越大，在反馈电压Vfb中传输的噪声振幅成为0V。这表示，在基板发生的噪声并不在反馈电压Vfb中传播。由此，在基准电压Vref与反馈电压Vfb中传输的噪声电压产生差，发生在上述中描述的直流偏移。
(实施方式1)
图5是表示实施方式1所涉及的恒压发生电路1A的结构例的电路图。在图5中，恒压发生电路1A与图1的恒压发生电路1相比较，不同的是，代替反馈电路10而具备反馈电路10A。
本实施方式提供一种恒压发生电路，在包含具有反馈电路的差动放大电路的恒压发生电路中，在反馈系统的环路频带外的高频噪声成分被输入的情况下，通过使在反相输入和同相输入中传输的各噪声振幅实质上一致，能够防止直流偏移发生。在本实施方式中，特别地，特征在于，通过在反馈电路10A中将相位补偿电容即电容器C11与电阻R13串联连接，使得在环路频带外的高频区域在反相输入和同相输入中传输的各噪声振幅实质上一致。
图6是表示在图5的恒压发生电路1A中的噪声路径P1、P2的小信号等效电路图，是说明在基板电位重叠了高频噪声电压Vn(高频噪声成分)的情况下的噪声传输的电路图。如图6所示那样，与图3同样地，下式的噪声电压Vna传输到MOS晶体管M13的栅极(具有基准电压Vref)。
Vna＝Vn×R18/(R17+R18)
这里，电阻R18由于充分大于电阻R17，因此，基本上噪声电压Vn的信号传输到MOS晶体管M13的栅极。
另一方面，在MOS晶体管M14的栅极，电流经由在基板电位与反馈电压Vfb之间连接的电阻R12、寄生电容C12、以及反馈电路10A(具有在输出电压Vout与反馈电压Vfb之间连接的电阻R11、相位补偿电容即电容器C11、以及与电容器C11串联连接的电阻R13)，流到T3端子。
这里，在向基板电位的噪声电压Vn的角频率ωn满足下式的情况下，噪声电压Vn的传输路径主要经由电阻R12而流到输出端子T3，图7中示出了此时的噪声路径P2的等效电路图。
[数学式2]
Figure GDA0003633928640000061
即，图7是表示在图6的恒压发生电路1A中的基板噪声电压Vn的噪声路径P2的小信号等效电路图。
例如，若假定为电阻R12的电阻值＝1MΩ、电容器C12的电容容量＝100fF，则式(3)的噪声电压Vn的频率低于1.59MHz时成为对象。此时，在反馈电压Vfb中传输的噪声电压Vn由下式表示。
[数学式3]
Figure GDA0003633928640000062
此外，考虑了基板噪声电压Vn的角频率的条件为下式的情况。
[数学式4]
Figure GDA0003633928640000063
此时，式(4)由下式表示。
[数学式5]
Figure GDA0003633928640000064
接着，设定电阻R11、R12、R13的各电阻值，以使满足下式的关系。
[数学式6]
R13＞＞R12，R11＞R12 (7)
此时，式(6)由下式表示。
[数学式7]
Figure GDA0003633928640000075
因此，关于反馈电压Vfb，在反馈电压Vfb的节点传输的基板噪声电压成为Vn，与在基准电压Vref中传输的基板噪声Vn实质上一致。其结果，上述的直流偏移不发生，因此，能够抑制输出电压的变动。
接着，关于基板噪声Vn的角频率的以下式子成立的情况下的噪声路径P2，主要地，电流经由寄生电容C12而流动，并流到端子T3。图8中示出了此时的小信号等效电路图。
图8是表示当在图6的恒压发生电路1A中基板噪声电压Vn的频率是下式的条件时的、基板噪声电压Vn的噪声路径P2的小信号等效电路图。
[数学式8]
Figure GDA0003633928640000071
此时，在反馈电压Vfb的节点传输的噪声电压Vfb由下式表示。
[数学式9]
Figure GDA0003633928640000072
此时，通常，相位补偿电容即电容器C11充分大于寄生电容C12，因此，以下的关系成立。
C11＞＞C12 (11)
此外，设定满足以下式子的参数值R11、R13、C12。
[数学式10]
Figure GDA0003633928640000073
[数学式11]
Figure GDA0003633928640000074
通过满足上述的式(11)以及(12)，式(10)由下式表示。
[数学式12]
Figure GDA0003633928640000084
其结果，在上述描述的直流偏移并不发生。
接着，由于表示如图5所示那样通过追加电阻R13从而对以往的反馈环形电路没有影响，以下说明对恒压发生电路的动作带域的影响。
图9是图6的恒压发生电路1A的相位补偿电路的电路图。在图9的相位补偿电路的结构中，具有在以下的角频率ωz发生零点，并使相位上升的效果。
[数学式13]
Figure GDA0003633928640000081
此时，如果
[数学式14]
Figure GDA0003633928640000082
的角频率是恒压发生电路1A的动作带域之外，则不会作为动作带域内的相位补偿而工作，仅以用于提高高频抗噪性的效果而发挥功能。即，基板噪声电压Vn即高频噪声成分具有反馈电路10的反馈环路频率以上的频率成分。作为此时的相位补偿，利用在附加电阻R13之前的以下的相位常数来决定。
[数学式15]
Figure GDA0003633928640000083
根据如以上那样构成的实施方式1所涉及的恒压发生电路，通过将规定的电阻与反馈电路10A内的相位补偿电容串联连接，能够在超过了该恒压发生电路的动作带域的高频区域，使在反相输入和同相输入中传输的各噪声振幅实质上一致，因此，能够防止直流偏移的发生，并防止IC的误动作。
(实施方式2)
图10是表示实施方式2所涉及的恒压发生电路1B的结构例的电路图。在图10中，实施方式2所涉及的恒压发生电路1B的特征在于，与图5以及图6的恒压发生电路1A相比较，代替反馈电路10A而具备反馈电路10B。相对于电阻R11与电容器C11的并联电路，串联连接电阻R13，来构成反馈电路10B。
在实施方式1中的式(9)的条件成立的情况下，在寄生电容C12中流过噪声电流。此时，作为使基板噪声Vn与反馈电压Vfb的电位重叠的方法，考虑了该实施方式2所涉及的反馈电路10B的结构。
图11是表示在图10的恒压发生电路1B中的噪声路径P1、P2的小信号等效电路图。此外，图12是表示在图10的恒压发生电路1B中的基板噪声电压Vn的噪声路径P2的等效电路图。在图12中，将电阻R11和电容器C11的合成阻抗设为Z11。此时，反馈电压Vfb由下式表示。
[数学式16]
Figure GDA0003633928640000091
此时，如果在下式中成立，
[数学式17]
Figure GDA0003633928640000092
则式(17)由下式表示。
[数学式18]
Figure GDA0003633928640000093
因此，反馈电压Vfb变得与在反馈电压Vfb中传输的基板噪声Vn相等，直流偏移并不发生。
根据如以上那样构成的实施方式2所涉及的恒压发生电路，通过相对于反馈电路10B内的相位补偿电容以及电阻的并联电路，串联连接规定的电阻，能够在超过了该恒压发生电路的动作带域的高频区域，使在反相输入和同相输入中传输的各噪声振幅实质上一致，因此，能够防止直流偏移的发生，并防止IC的误动作。
(实施方式的总结)
作为以上的实施方式1以及2的总结，在表1中示出成为反馈电压Vfb＝基板噪声电压Vn的条件对应表。
[表1]
Figure GDA0003633928640000101
实施例
图13是关于实施例以及现有例的恒压发生电路的电波照射试验的实验结果，是表示输出电压Vout的频率特性的图表。这里，现有例是申请人制造的制品所涉及的恒压发生电路，实施例是申请人制造的R1525型恒压发生电路。
在图13中示出了在电波照射试验中使电波的频率以1MHz～1GHz而变化时的恒压发生电路的变动。如根据图13而明确的那样，可知，在现有例的恒压发生电路中，在恒压发生电路的动作带域即100kHz以上的带域，在由于高次谐波噪声成分的重叠而产生的直流偏移的影响下，发生输出电压的下降，然而在实施例的恒压发生电路中，输出电压的下降并未发生。
(与比较例的差异点)
关于专利文献1中记载的比较例，为了改善高频抗噪性，特征在于，具备用于对高频噪声成分进行限制的低通滤波器。与此相对地，在本实施方式中，目的在于，提供一种恒压发生电路，在包含具有反馈电路的差动放大电路的恒压发生电路中，即使在反馈电路的环路频带外的高频噪声成分被输入的情况下，也能够防止直流偏移发生，并不具备低通滤波器，结构完全不同。
产业上的可利用性
如以上详述的那样，根据本发明所涉及的恒压发生电路，即使在包含具有反馈电路的差动放大电路的恒压发生电路中，在反馈电路的环路频带外的高频噪声成分被输入的情况下，也能够防止直流偏移发生。
标号说明
1、1A、1B 恒压发生电路
2 基准电压发生电路
3 运算放大器
4 负载
5 恒压源
6 噪声电压源
10、10A、10B 反馈电路
C11 电容器
M11～M18 MOS晶体管
R11～R13 电阻
T1 输入端子
T2 接地端子
T3 输出端子
Z11 合成阻抗
现有技术文献
专利文献
专利文献1:日本特开2017-068471号公报

Claims (4)

1.一种恒压发生电路，其特征在于，
具备：
运算放大器，具有反馈电路，所述反馈电路具有第1电阻并产生将恒压发生电路的输出端子与基板电位之间的输出电压通过所述第1电阻和第2电阻分压而成的反馈电压，该运算放大器将规定的基准电压与所述反馈电压的电压差放大而输出控制电压；以及
输出晶体管，基于来自所述运算放大器的控制电压，对输出电压进行控制，
所述反馈电路还使来自所述基板电位的高频噪声成分与所述反馈电压重叠，使在所述运算放大器的反相输入和同相输入中传输的各噪声振幅实质上相互一致。
2.根据权利要求1所述的恒压发生电路，其特征在于，
所述反馈电路具备串联电路，该串联电路与所述第1电阻并联连接并且使所述高频噪声成分通过，
所述串联电路通过将第3电阻与电容器串联连接而构成。
3.根据权利要求1所述的恒压发生电路，其特征在于，
所述反馈电路具备电容器，该电容器与所述第1电阻并联连接并且使所述高频噪声成分通过，
所述反馈电路被插入到所述输出端子与所述运算放大器的同相输入之间，
所述反馈电路还具备第4电阻，该第4电阻具有与所述运算放大器的同相输入连接的一端、以及与所述第1电阻连接的另一端。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的恒压发生电路，其特征在于，
所述高频噪声成分具有所述反馈电路的反馈环路频率以上的频率成分。
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