CN112383987A - 一种led驱动电源及其核心参数计算方法 - Google Patents

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CN112383987A CN202011267400.0A CN202011267400A CN112383987A CN 112383987 A CN112383987 A CN 112383987A CN 202011267400 A CN202011267400 A CN 202011267400A CN 112383987 A CN112383987 A CN 112383987A
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Abstract

本发明公开了一种LED驱动电源及其核心参数计算方法，属于照明行业LED驱动电源领域，包括依次连接的AC输入端、高频整流滤波电路、IC集成控制电路、信号整形电路、限流电路、MOS管电路、震荡变压器、低频整流滤波电路和LED负载，其中：高频整流滤波电路包括二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4和电容C3.二极管D1和二极管D3串联构成一级串联电路，二极管D2和二极管D4串联构成二级串联电路，AC输入端的一个输出端分别与二极管D3的阳极和二极管D1的阴极连接。本发明核心参数计算准确则，整个设计方案差距较小，使得设计出的产品可靠性大为提高，从而有效延长产品的质量及寿命。

Description

一种LED驱动电源及其核心参数计算方法
技术领域
本发明涉及照明行业LED驱动电源领域，更具体地说，涉及一种LED驱动电源及其核心参数计算方法。
背景技术
众所周知LED驱动电源都是采用集成IC来控制振荡频率及控制恒流的核心工作，IC输出控制信号经过整形处理后再经限流电阻R供给MOS管Q3使其完成有效控制震荡频率状态，MOS管Q3按控制规律进行导通与关闭使高频变压器得到高频振荡电流，此电流遵循电磁感应定律而工作在次级得到感应电流去点亮负载LED。
在设计驱动电源的时候就牵扯到各种参数较为准确的计算，如频率；高频电流；高频电压；饱和磁通密度；电感量；及占空比；变比等，这些计算参数的设计尤为重要它直接关系到设计方案的成败与否，同时这些计算参数都是相关联的，如果其中有一个计算不准确则整个设计方案差距较大致使所设计出的产品可靠性大为降低，而产品的质量及寿命难以保证。
发明内容
1.要解决的技术问题
针对现有技术中存在的问题，本发明的目的在于提供一种LED驱动电源及其核心参数计算方法。
2.技术方案
为解决上述问题，本发明采用如下的技术方案：
一种LED驱动电源，包括依次连接的AC输入端、高频整流滤波电路、IC集成控制电路、信号整形电路、限流电路、MOS管电路、震荡变压器、低频整流滤波电路和LED负载，其中：
所述高频整流滤波电路包括二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4和电容C3.所述二极管D1和二极管D3串联构成一级串联电路，所述二极管D2和二极管D4串联构成二级串联电路，所述AC输入端的一个输出端分别与二极管D3的阳极和二极管D1的阴极连接，所述AC输入端的另一个输出端与二极管D2的阳极连接，所述电容C3并联在二级串联电路侧向，所述电容C3的输出端分别与二极管D1的阳极和二极管D2的阳极连接；
所述IC集成控制电路包括电阻R1、电容C4和IC集成控制芯片，所述二极管D3的阴极和二极管D4的阴极与电阻R1的输入端连接，所述电阻R1的输出端分别与电容C4的输出端和IC集成控制芯片的输入端连接，所述电容C4的输出端分别与二极管D1的阳极和二极管D2的阳极连接；
所述信号整形电路包括二极管D5、二极管D6、电阻R3、电阻R4、三极管Q1和三极管Q2.所述IC集成控制芯片的一个输出端与二极管D5的输入端连接，所述二极管D5的输出端与电阻R4的输入端连接，所述电阻R4的输出端与三极管Q1的基极连接，所述电阻R1的输出端还与三极管Q1的集电极连接，所述三极管Q1的发射极与三极管Q2的集电极连接，所述三极管Q2的基极与二极管D6的输入端连接，所述二极管D6的输出端与二极管D5的输入端连接，所述IC集成控制芯片的另一个输出端与电阻R3的输入端连接，所述IC集成控制芯片的最后一个输出端与电阻R2的输入端连接，所述电阻R2的输出端和三极管Q2的发射极分别与二极管D1的阳极和二极管D2的阳极连接；
所述限流电路包括电阻R5、电阻R6和电阻R7.所述电阻R1的输出端还与电阻R7的输入端连接，所述三极管Q1的发射极还与电阻R5的输入端连接，所述电阻R5的输出端与电阻R6的输入端连接，所述电阻R6的输入端分别与二极管D1的阳极和二极管D2的阳极连接；
所述MOS管电路包括二极管D7、MOS管Q3和电阻RS，所述电阻R7的输入端与二极管D7的阴极连接，所述电阻R5的输出端与MOS管Q3的G极连接，所述MOS管Q3的S极与电阻RS的输入端连接，所述电阻R3的输入端还与电阻RS的输入端连接，所述电阻RS的输出端分别与二极管D1的阳极和二极管D2的阳极连接；
所述震荡变压器设置有两个原边绕组和一个副边绕组，所述二极管D3的阴极和二极管D4的阴极与其中一个原边绕组的一端连接，所述MOS管Q3的D极与其中一个原边绕组的另一端连接，所述二极管D7的阳极与另一个原边绕组的一端连接，另一个原边绕组的另一端分别与二极管D1的阳极和二极管D2的阳极连接；
所述低频整流滤波电路包括二极管D8、二极管D9、电阻R9和电容C5.所述副边绕组的一端分别与二极管D8的阳极和二极管D9的阳极连接，所述二极管D8的阴极和二极管D9的阴极分别与电阻R8的输入端和电容C5的输入端连接，所述电阻R8的输出端和电容C5的输出端与副边绕组的另一端连接；
所述二极管D8的输出端与LED负载的输入端连接，所述LED负载的输出端与副边绕组的另一端连接，核心参数计算准确则，整个设计方案差距较小，使得设计出的产品可靠性大为提高，从而有效延长产品的质量及寿命。
一种LED驱动电源核心参数计算方法，包括如下步骤：
S1、计算变压器T的变比N；
S2、根据实际变比验算最大占空比D；
S3、计算MOS管Q3的耐压值Vds；
S4、计算峰值电流Ipk；
S5、计算电感量Lp；
S6、计算变压器各匝数Np；
S7、验证算峰值电流Ipk；
S8、验证Bm；
S9、验证时间；
S10、验证最大占空比D。
作为本发明的一种优选方案，在步骤S1中，根据
N＝(Vmin-3)*0.9*D/(Vo+0.7)*(1-D) (公式1)
计算变压器T的变比N，其中Vmin为输入直流峰值电压，Vo为输出负载电压，D为最大占空比。
作为本发明的一种优选方案，在步骤S2中，根据
D＝(Vo+0.7)*N/(Vmin-3)*0.9+[(Vo+0.7)*N] (公式2)验算最大占空比D，其中N为匝比，Vmax为最大流电压，然后根据
Dmin＝(Vo+0.7)*N/(Vmax-3)*0.9+[(Vo+0.7)*N] (公式3)
验算最小占空比Dmin。
作为本发明的一种优选方案，在步骤S3中，首先根据
Vor＝(Vo+Vf)*N (公式4)
计算反射电压Vor，其中，Vf为二极管压降，然后根据
Vds≥Vmax+Vor+100+50 (公式5)
计算MOS管Q3的耐压值Vds。
作为本发明的一种优选方案，在步骤S4中，根据
Figure BDA0002776593990000041
计算峰值电流Ipk，其中P为输入功率，D为最大占空比，Io为输出负载电流，Vacmin为输入最小电压有效值，η为输入输出转换效率。
作为本发明的一种优选方案，在步骤S5中，根据
Lp＝(Vmin-3)*D/Ipk*F (公式7)
计算电感量Lp，其中Vmin-3为输入最小直流峰值电压减压降，Ton为导通时间，D为最大占空比，Ipk为峰值电流，F为最小工作频率。
作为本发明的一种优选方案，在步骤S6中，根据
Np＝Lp/0.05*AL (公式8)
计算变压器各匝数Np，然后根据
Np＝Lp*Ipk/Ae*Bm (公式9)
验证变压器各匝数Np，其中Ae为磁芯截面积，Bm为磁感应强度，AL为等效电感。
作为本发明的一种优选方案，在步骤S7中，根据
Ipk＝(Vmin-3)*D/Lp*F (公式10)
验证算峰值电流Ipk。
作为本发明的一种优选方案，在步骤S8中，根据
Bm＝Lp*Ipk/Np*Ae (公式10)
验证Bm；
在步骤S9中，根据
Ton＝D*1/F (公式11)
计算导通时间，然后根据
Toff＝(1-D)/F (公式12)
在步骤S10中，根据
D＝Ton/T (公式11)
验证最大占空比D，其中T为最小开关周期。
3.有益效果
相比于现有技术，本发明的优点在于：
本方案核心参数计算准确则，整个设计方案差距较小，使得设计出的产品可靠性大为提高，从而有效延长产品的质量及寿命。
附图说明
图1为本发明一种LED驱动电源的电路原理图；
图2为本发明一种LED驱动电源核心参数计算方法中的第一波形图；
图3为本发明一种LED驱动电源核心参数计算方法中的第二波形图；
图4为本发明一种LED驱动电源核心参数计算方法中的第三波形图；
图5为本发明一种LED驱动电源核心参数计算方法中的第四波形图。
图中标号说明：
1、AC输入端；2、高频整流滤波电路；3、IC集成控制电路；4、信号整形电路；5、限流电路；6、MOS管电路；7、震荡变压器；8、低频整流滤波电路；9、LED负载。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例，基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
在本发明的描述中，需要说明的是，术语“上”、“下”、“内”、“外”、“顶/底端”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“设置有”、“套设/接”、“连接”等，应做广义理解，例如“连接”，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
实施例1：
请参阅图1，一种LED驱动电源，包括依次连接的AC输入端1、高频整流滤波电路2、IC集成控制电路3、信号整形电路4、限流电路5、MOS管电路6、震荡变压器7、低频整流滤波电路8和LED负载9，其中：
高频整流滤波电路2包括二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4和电容C3.二极管D1和二极管D3串联构成一级串联电路，二极管D2和二极管D4串联构成二级串联电路，AC输入端1的一个输出端分别与二极管D3的阳极和二极管D1的阴极连接，AC输入端1的另一个输出端与二极管D2的阳极连接，电容C3并联在二级串联电路侧向，电容C3的输出端分别与二极管D1的阳极和二极管D2的阳极连接；
IC集成控制电路3包括电阻R1、电容C4和IC集成控制芯片，二极管D3的阴极和二极管D4的阴极与电阻R1的输入端连接，电阻R1的输出端分别与电容C4的输出端和IC集成控制芯片的输入端连接，电容C4的输出端分别与二极管D1的阳极和二极管D2的阳极连接；
信号整形电路4包括二极管D5、二极管D6、电阻R3、电阻R4、三极管Q1和三极管Q2.IC集成控制芯片的一个输出端与二极管D5的输入端连接，二极管D5的输出端与电阻R4的输入端连接，电阻R4的输出端与三极管Q1的基极连接，电阻R1的输出端还与三极管Q1的集电极连接，三极管Q1的发射极与三极管Q2的集电极连接，三极管Q2的基极与二极管D6的输入端连接，二极管D6的输出端与二极管D5的输入端连接，IC集成控制芯片的另一个输出端与电阻R3的输入端连接，IC集成控制芯片的最后一个输出端与电阻R2的输入端连接，电阻R2的输出端和三极管Q2的发射极分别与二极管D1的阳极和二极管D2的阳极连接；
限流电路5包括电阻R5、电阻R6和电阻R7.电阻R1的输出端还与电阻R7的输入端连接，三极管Q1的发射极还与电阻R5的输入端连接，电阻R5的输出端与电阻R6的输入端连接，电阻R6的输入端分别与二极管D1的阳极和二极管D2的阳极连接；
MOS管电路6包括二极管D7、MOS管Q3和电阻RS，电阻R7的输入端与二极管D7的阴极连接，电阻R5的输出端与MOS管Q3的G极连接，MOS管Q3的S极与电阻RS的输入端连接，电阻R3的输入端还与电阻RS的输入端连接，电阻RS的输出端分别与二极管D1的阳极和二极管D2的阳极连接；
震荡变压器7设置有两个原边绕组和一个副边绕组，二极管D3的阴极和二极管D4的阴极与其中一个原边绕组的一端连接，MOS管Q3的D极与其中一个原边绕组的另一端连接，二极管D7的阳极与另一个原边绕组的一端连接，另一个原边绕组的另一端分别与二极管D1的阳极和二极管D2的阳极连接；
低频整流滤波电路8包括二极管D8、二极管D9、电阻R9和电容C5.副边绕组的一端分别与二极管D8的阳极和二极管D9的阳极连接，二极管D8的阴极和二极管D9的阴极分别与电阻R8的输入端和电容C5的输入端连接，电阻R8的输出端和电容C5的输出端与副边绕组的另一端连接；
二极管D8的输出端与LED负载9的输入端连接，LED负载9的输出端与副边绕组的另一端连接。
一种LED驱动电源核心参数计算方法，包括如下步骤：
S1、计算变压器T的变比N：根据
N＝(Vmin-3)*0.9*D/(Vo+0.7)*(1-D) (公式1)
计算变压器T的变比N，其中Vmin为输入直流峰值电压，Vo为输出负载电压，D为最大占空比；
S2、根据实际变比验算最大占空比D：根据
D＝(Vo+0.7)*N/(Vmin-3)*0.9+[(Vo+0.7)*N] (公式2)
验算最大占空比D，其中N为匝比，Vmax为最大流电压，然后根据
Dmin＝(Vo+0.7)*N/(Vmax-3)*0.9+[(Vo+0.7)*N] (公式3)
验算最小占空比Dmin；
S3、计算MOS管Q3的耐压值Vds：根据
D＝(Vo+0.7)*N/(Vmin-3)*0.9+[(Vo+0.7)*N] (公式2)
验算最大占空比D，其中N为匝比，Vmax为最大流电压，然后根据
Dmin＝(Vo+0.7)*N/(Vmax-3)*0.9+[(Vo+0.7)*N] (公式3)
验算最小占空比Dmin；
S4、计算峰值电流Ipk：根据
Figure BDA0002776593990000091
计算峰值电流Ipk，其中P为输入功率，D为最大占空比，Io为输出负载电流，Vacmin为输入最小电压有效值，η为输入输出转换效率
S5、计算电感量Lp：根据
Lp＝(Vmin-3)*D/Ipk*F (公式7)
计算电感量Lp，其中Vmin-3为输入最小直流峰值电压减压降，Ton为导通时间，D为最大占空比，Ipk为峰值电流，F为最小工作频率；
S6、计算变压器各匝数Np：在步骤S6中，根据
Np＝Lp/0.05*AL (公式8)
计算变压器各匝数Np，然后根据
Np＝Lp*Ipk/Ae*Bm (公式9)
验证变压器各匝数Np，其中Ae为磁芯截面积，Bm为磁感应强度，AL为等效电感；
S7、验证算峰值电流Ipk：根据
Ipk＝(Vmin-3)*D/Lp*F (公式10)
验证算峰值电流Ipk；
S8、验证Bm：根据
Bm＝Lp*Ipk/Np*Ae (公式10)
验证Bm；
S9、验证时间：根据
Ton＝D*1/F (公式11)
计算导通时间，然后根据
Toff＝(1-D)/F (公式12)
计算关断时间；
S10、验证最大占空比D：根据
D＝Ton/T (公式11)
验证最大占空比D，其中T为最小开关周期；
需要进行说明的是：
最小工作频率，此频率的设计不能太低，据大家都熟悉的电磁感应定律E＝4.44*F*Bm*N*Ae即Ae＝E÷(4.44*F*Bm*N)，由此可知频率F越小所需磁芯的截面积Ae就越大，这意味着选择较大体积的磁芯材料使制造成本增加。另外根据伏秒积平衡定律Vin*Ton＝Vor*Toff，＝Lp*Ipk，Vin*D÷F＝Lp*Ipk，则Ipk＝Vin*D÷(Lp*F)，由此看出频率F越小峰值电流Ipk越大，元器件所承受峰值电流就越大，因此频率的设计不能太低。如果设计频率过高也是不可以的，因磁芯材料控制IC U以及MOS管Q3等都有频率限制，再就是磁芯变压器T随频率的升高损耗增大(见图1)。所以设计频率应在40-100KHZ的范围。
变比，磁芯变压器T的变比N取决于负载要求范围的最大电压Vo及最大占空比，以及变压器的转换效率。根据伏秒平衡定律Vin*D＝Vor*(1-D)，其中，Vor为反射电压＝负载电压Vo加二极管压降Vf所得数值再*变比N，
即Vor＝(Vo+Vf)*N；
则：Vin*D＝(Vo+Vf)*N*(1-D)；
N＝Vin*D/(Vo+Vf)*(1-D)；
变比是最小输入直流电压平均值及最大输出直流电压平均值之间的计算，Vo是负载平均值电压但由于负载是大电容滤波其平均值已接近峰值，因此可按峰值计算，整流桥的压降1.4+MOS管Q3与取样电阻的压降1.6即3V，变压器的转换效率可做到0.88-0.92.取0.9.(注：为较精确计算0.9是单指变压器的转换效率，其整体输入输出转换效率还要考虑整流管MOS管Q3电阻等的损耗一般约做到0.85-0.88)；
则：N＝(Vmin-3)*0.9*D/(Vo+0.7)*(1-D)
Vmin为输入直流峰值电压，Vo为输出负载电压，D为最大占空比。变比出现在负载的最大电压时所计算出的D要＜0.5；
占空比，主要是最大占空比在反激电路中出现在最低输入电压，它直接影响到电流峰值的大小及斜坡率，最大占空比过小电流峰值大易饱和，且过小的占空比在高输入电压时占空比会更小导通时间更短，峰值电压过高会出现击穿元件现象甚至使IC无法正常工作。占空比过大不稳定需要增加斜坡补偿，且发热量高。因此最大占空比不要大于0.5.即最大占空比应设计在0.40-0.49.占空比与输入直流电压的大小及反射电压的大小以及变压器的转换效率有关，最大占空比出现在输入最小直流电压及负载最大电压；
其占空比计算公式：
最大占空比D＝Vor/Vin+Vor
＝Vor/(Vmin-3)*0.9+Vor
＝(Vo+0.7)*N/(Vmin-3)*0.9+[(Vo+0.7)*N]
最小占空比Dmin＝(Vo+0.7)*N/(Vmax-3)*0.9+[(Vo+0.7)*N]
N为匝比，Vor为反射电压，Vmax为最大流电压；
MOS管Q3的耐压，其耐压值Vds≥Vmax+Vor+100+50
100是漏感产生的尖峰电压，50为余量；
峰值电流Ipk的计算，在一些资料上有很多计算公式但无论用哪个公式来计算与实际参数都有差距，经多次试验发现Ipk值与导通时的峰值电流及导通时间和感应反电动势有关。Ipk值是出现的最大峰值，因此经测试与推导得出较精确的计算公式：
Figure BDA0002776593990000121
P为输入功率，D为最大占空比，Io为输出负载电流，Vacmin为输入最小电压有效值。η为输入输出转换效率。
电感量Lp的确定，根据能量守恒定律得到：Vmin*Ton＝Lp*Ipk则Lp＝Vmin*Ton/Ipk
＝(Vmin-3)*D/Ipk*F
式中Vmin-3为输入最小直流峰值电压减压降，Ton为导通时间，D为最大占空比，Ipk为峰值电流，F为最小工作频率KHz，则Lp为mH；
计算变压器匝数，初级匝数Np，可按等效电感AL计算，为防止磁饱和磁芯要开气隙，开气隙大小Lg＝0.4π*Np2*Ae*10ˉn÷Lp(n＝8)，也可按AL值每平方匝uH的20分之一，试验验证AL值取20分之一时所计算出的匝数开气隙到要求的Np电感量，通过相应的Ipk在120度内其电感量无明显变化。
则：
Figure BDA0002776593990000122
为计算方便Lp及AL为uH，
验算Np：根据所选用的磁芯型号查出有效截面积Ae，磁感应强度Bm(一般是饱和感应强度的55-60％最大不超过60％)。
则：Np＝Lp*Ipk/Ae*Bm
Lp初级电感量uH，IpK单位A，Ae为磁芯截面积单位mm2，Bm为磁感应强度单位T，算出初级匝数Np后根据变比即可得出次级匝数Ns，Ns＝Np÷N，根据次级匝数Ns及负载电压Vo得到IC供电电压Vcc预留2V时的辅助绕组的匝数Nc，则Nc＝Ns/Vo÷(Vcc+2)，
验证Ipk，根据输入最小直流电压Vmin和频率F，及计算出的D和Lp来验证Ipk的计算值是否正确，按能量守恒定律导出公式Ipk＝(Vmin-3)*D/Lp*F进行验证是否相同，Lp为mH，F为KHz；
验证磁感应强度Bm，根据计算出的Lp，Ipk及Np和选用磁芯的截面积Ae及饱和磁感应强度的60％以内来验证Bm是否在规定范围内。由磁感应定律的推导公式Bm＝Lp*Ipk/Np*Ae，Lp为uH，Ae为mm2，Bm为T；
验证时间，最长导通及关断时间出现在最低输入电压，最小开关周期出现在最高输入电压。导通时间Ton＝D*1/F，关断时间，Toff＝(1-D)*1/F，最小开关周期T＝1/F，看是否在IC规定范围内，时间单位为us，F为KHz；
验证最大占空比，D＝Ton/T时间单位为us，按以上计算及验证都符合要求说明设计成功；
如设计一个隔离反激50W的驱动电源，已知使用电压AC 100V-265V输出1.4A，使用LED1W3.2V 5并10串，输出负载电压32V，高功率因数PF﹥0.99效率0.88.选EQ2515临界工作模式：
最小工作频率，设计为50KHz，最大占空比为0.47-0.48.计算核心参数：
变压器T的变比N：
N＝(Vmin-3)*0.9*D/(Vo+0.7)*(1-D)
＝(141.4-3)*0.9*0.48/(32+0.7)*(1-0.48)
＝59.8/32.7*0.52
＝59.8/17
＝3.518取3.5
根据实际变比验算最大占空比D：
D＝(Vo+0.7)*N/(Vmin-3)*0.9+[(Vo+0.7)*N]
＝(32+0.7)*3.5/(141.4-3)*0.9+[(32+0.7*3.5]
＝114.45/(124.56+114.45)
＝114.45/239
≈0.479
最小占空比：
Dmin＝(Vo+0.7)*N/(Vmax-3)*0.9+[(Vo+0.7)*N]
＝(32+0.7)*3.5/(374.7-3)*0.9+[(32+0.7)*3.5]
＝114.45/334.5+114.45＝0.255
MOS管的耐压：
其耐压值Vds≥Ve+Vor+100+50
＝＝265*1.414+(32+1)*3.5+100+50
＝＝374.7+115.5+100+50
＝640.2取650V
峰值电流Ipk：
Figure BDA0002776593990000141
电感量Lp：
Lp＝(Vmin-3)*D/Ipk*F
＝(141.4-3)*0.479/3.098*50
≈0.43(mH)做好后实测0.442mH；
计算变压器各匝数：使用磁芯EQ2515的Ae＝92m㎡，AL＝3300nH＝3.3uH饱和磁感应强度0.5T，0.6＝0.3可取0.28：
Figure BDA0002776593990000151
验证Np：
Np＝Lp*Ipk/Ae*Bm
＝442*3.07/92*0.28
＝52.67取52匝
先确定好Np取52匝
则Ns＝Np÷N＝52÷3.5＝14.857取15匝，已知IC的Vcc是16V预留2V＝18V，Nc＝Ns÷(Vo÷Vcc)＝15÷(35÷18)≈7.716取8匝；
验证Ipk：
Ipk＝(Vmin-3)*D/Lp*F
＝(141.4-3)*0.479/0.442*50＝3.未超3.098；
验证Bm：
Bm＝Lp*Ipk/Np*Ae
＝442*3.006/52*92
≈0.278T
因此0.278﹤0.3T是合理的。Np取52匝是合理的。(注：此参数是最低设计要求如成本允许可选更大点的磁芯或功率做低一点磁感应强度选0.2-0.25T可增大保险系数)；
验证时间：最长导通及关断时间出现在最低输入电压，最小开关周期出现在最高输入电压即最小占空比及最大开关频率。因最高输入电压时峰值
Figure BDA0002776593990000152
Figure BDA0002776593990000153
Figure BDA0002776593990000161
所以最大开关频率
＝Vmax*Dmin/Ipk*Lp＝(374.7-3)*0.255/2.15*0.442＝99.7KHz
导通时间Ton＝D*1/F＝0.479*1000/50＝9.58uS；
关断时间Toff＝(1-D)/F＝(1-0.479)*1000/50＝10.42uS；
最小开关周期T＝1000/99.7＝10.3uS
查IC最长Ton33.最长Toff34.最小开关周期T8.3.即都在合理范围内；
验证最大占空比：
D＝Ton/T＝9.58/20＝0.479.与设计相同。
按上述计算做成样机实际点亮综合测试仪CP2080L测试，输入功率51.1W，输出功率45.6W，输出电压32.3V，输出电流1.41A，功率因数0.99.效率系数0.89.用示波器DSO5102P测试结果：
输入AC100V时，T＝19.5uS Ton＝9.3uS F＝51.2KHz D＝0.4769(见图2)
Ipk＝0.784V/0.2586Ω(电阻R8)＝3.03A(见图3)
对比设计及计算数据与实际测试数据可以看出两者非常近似，验证了以上计算公式是正确的。在生产中如果出现实测产品与设计数据差异大要重新进行设计与验算直至相同及合理为止；
实施例2：
设计一个隔离反激50W的驱动电源，已知使用电压AC 100V-265V输出1.4A，使用LED1W3.2V 5并10串，输出负载电压32V，最大负载电压36V高功率因数PF﹥0.99效率0.88.选EE28临界工作模式：最小工作频率，设计为60KHz，最大占空比为0.47-0.48.计算核心参数：
变压器T变比N：
N＝(Vmin-3)*0.9*D/(Vo+0.7)*(1-D)
＝(1.414-3)*0.9*0.48/(36+0.7)*(1-0.48)
＝59.8/36.7*0.52
＝3.133取3.14
32v根据实际变比验算最大占空比D：
D＝(Vo+Vf)*N/(Vmin-3)*0.9+[(Vo+Vf)*N]
＝(32+0.7)*3.14/(141.4-3)*0.9+[(32+0.7)*3.14]
＝102.7/(124.56+102.7)
＝102.7/227.26
≈0.45
最小占空比：
Dmin＝(Vo+0.7)*N/(Vmax-3)*0.9+[(Vo+0.7)*N]
＝(32+0.7)*3.14/(374.7-3)*0.9+[(32+0.7)*3.14]
＝102.7/334.5+102.7＝0.235
36v根据实际变比验算最大占空比D：
D＝(Vo+Vf)*N/(Vmin-3)*0.9+[(Vo+Vf)*N]
＝(36+0.7)*3.14/(141.4-3)*0.9+[(36+0.7)*3.14]
＝115.24/(124.56+115.24)
＝115.24/239.8
≈0.48
MOS管的耐压：
其耐压值Vds≥Ve+Vor+100+50
＝265*1.414+(32+1)*3.5+100+50
＝374.7+115.5+100+50
＝640.2取650V；
峰值电流Ipk：
10串32V时占空比0.45.此时：
Figure BDA0002776593990000181
11串35.9V时占空比0.48.此时为保持功率基本相同调整负载电流为1.27
Figure BDA0002776593990000182
电感量Lp：
Lp＝(Vmin-3)*D/Ipk*F
＝(141.4-3)*0.45/3.3*60
＝0.3145(mH)做好后实测0.32mH
计算变压器各匝数，使用磁芯EE28的Ae＝86.9m㎡，AL＝3300nH＝3.3uH饱和磁感应强度0.5T，最大0.3T，取0.27-0.28.
Figure BDA0002776593990000183
验证Np：
Np＝Lp*Ipk/Ae*Bm
＝320*3.3/86.9*0.275
＝44.2取44匝
先确定好Np取44匝
则Ns＝Np÷N＝44÷3.2＝13.75取14匝，已知IC的Vcc是16V预留2V＝18V，Nc＝Ns÷(Vo÷Vcc)＝14÷(36÷18)≈7取7匝
验证Ipk：
Ipk＝(Vmin-3)*D/Lp*F
＝(141.4-3)*0.45/0.32*60
＝3.244.未超3.304
验证Bm：
Bm＝Lp*Ipk/Np*Ae
＝320*3.3/44*86.9
≈0.276T
因此0.276﹤0.3T是合理的。Np取44匝是合理的；
验证时间：最长导通及关断时间出现在最低输入电压，最小开关周期出现在最高输入电压即最小占空比及最大开关频率，因最高输入电压时峰值
Figure BDA0002776593990000191
Figure BDA0002776593990000192
所以最大开关频率＝Vmax*Dmin/Ipk*Lp＝(374.7-3)*0.235/2.34*0.32＝116KHz
导通时间Ton＝D*1/F＝0.45*1000/60＝7.5uS；
关断时间Toff＝(1-D)/F＝(1-0.45)*1000/60＝9.2uS；
最小开关周期T＝1000/116＝8.62uS
查IC最长Ton33.最长Toff34.最小开关周期T8.3.即都在合理范围内。
验证最大占空比，D＝Ton/T＝7.5/16.7＝0.449.与设计相同；
按上述计算做成样机实际点亮综合测试仪CP2080L测试。输入功率51.6W，输出功率45.6W，输出电压32.3V，输出电流1.41A，功率因数0.99.效率系数0.89，用示波器DSO5102P测试结果：
输入AC100V时，T＝16.5uS Ton＝7.35uS F＝60.6KHz D＝0.446(见图4)
Ipk＝0.768V/0.23Ω(电阻R8)＝3.34A(见图5)
对比设计及计算数据与实际测试数据可以看出两者非常近似，有一次验证了以上计算公式的正确性。
以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，根据本发明的技术方案及其改进构思加以等同替换或改变，都应涵盖在本发明的保护范围内。

Claims (10)

1.一种LED驱动电源，其特征在于，包括依次连接的AC输入端(1)、高频整流滤波电路(2)、IC集成控制电路(3)、信号整形电路(4)、限流电路(5)、MOS管电路(6)、震荡变压器(7)、低频整流滤波电路(8)和LED负载(9)，其中：
所述高频整流滤波电路(2)包括二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4和电容C3.所述二极管D1和二极管D3串联构成一级串联电路，所述二极管D2和二极管D4串联构成二级串联电路，所述AC输入端(1)的一个输出端分别与二极管D3的阳极和二极管D1的阴极连接，所述AC输入端(1)的另一个输出端与二极管D2的阳极连接，所述电容C3并联在二级串联电路侧向，所述电容C3的输出端分别与二极管D1的阳极和二极管D2的阳极连接；
所述IC集成控制电路(3)包括电阻R1、电容C4和IC集成控制芯片，所述二极管D3的阴极和二极管D4的阴极与电阻R1的输入端连接，所述电阻R1的输出端分别与电容C4的输出端和IC集成控制芯片的输入端连接，所述电容C4的输出端分别与二极管D1的阳极和二极管D2的阳极连接；
所述信号整形电路(4)包括二极管D5、二极管D6、电阻R3、电阻R4、三极管Q1和三极管Q2.所述IC集成控制芯片的一个输出端与二极管D5的输入端连接，所述二极管D5的输出端与电阻R4的输入端连接，所述电阻R4的输出端与三极管Q1的基极连接，所述电阻R1的输出端还与三极管Q1的集电极连接，所述三极管Q1的发射极与三极管Q2的集电极连接，所述三极管Q2的基极与二极管D6的输入端连接，所述二极管D6的输出端与二极管D5的输入端连接，所述IC集成控制芯片的另一个输出端与电阻R3的输入端连接，所述IC集成控制芯片的最后一个输出端与电阻R2的输入端连接，所述电阻R2的输出端和三极管Q2的发射极分别与二极管D1的阳极和二极管D2的阳极连接；
所述限流电路(5)包括电阻R5、电阻R6和电阻R7.所述电阻R1的输出端还与电阻R7的输入端连接，所述三极管Q1的发射极还与电阻R5的输入端连接，所述电阻R5的输出端与电阻R6的输入端连接，所述电阻R6的输入端分别与二极管D1的阳极和二极管D2的阳极连接；
所述MOS管电路(6)包括二极管D7、MOS管Q3和电阻RS，所述电阻R7的输入端与二极管D7的阴极连接，所述电阻R5的输出端与MOS管Q3的G极连接，所述MOS管Q3的S极与电阻RS的输入端连接，所述电阻R3的输入端还与电阻RS的输入端连接，所述电阻RS的输出端分别与二极管D1的阳极和二极管D2的阳极连接；
所述震荡变压器(7)设置有两个原边绕组和一个副边绕组，所述二极管D3的阴极和二极管D4的阴极与其中一个原边绕组的一端连接，所述MOS管Q3的D极与其中一个原边绕组的另一端连接，所述二极管D7的阳极与另一个原边绕组的一端连接，另一个原边绕组的另一端分别与二极管D1的阳极和二极管D2的阳极连接；
所述低频整流滤波电路(8)包括二极管D8、二极管D9、电阻R9和电容C5.所述副边绕组的一端分别与二极管D8的阳极和二极管D9的阳极连接，所述二极管D8的阴极和二极管D9的阴极分别与电阻R8的输入端和电容C5的输入端连接，所述电阻R8的输出端和电容C5的输出端与副边绕组的另一端连接；
所述二极管D8的输出端与LED负载(9)的输入端连接，所述LED负载(9)的输出端与副边绕组的另一端连接。
2.一种LED驱动电源核心参数计算方法，其特征在于，包括如下步骤：
S1、计算变压器T的变比N；
S2、根据实际变比验算最大占空比D；
S3、计算MOS管Q3的耐压值Vds；
S4、计算峰值电流Ipk；
S5、计算电感量Lp；
S6、计算变压器各匝数Np；
S7、验证算峰值电流Ipk；
S8、验证Bm；
S9、验证时间；
S10、验证最大占空比D。
3.根据权利要求2所述的一种LED驱动电源核心参数计算方法，其特征在于，在步骤S1中，根据
N＝(Vmin-3)*0.9*D/(Vo+0.7)*(1-D) (公式1)
计算变压器T的变比N，其中Vmin为输入直流峰值电压，Vo为输出负载电压，D为最大占空比。
4.根据权利要求3所述的一种LED驱动电源核心参数计算方法，其特征在于，在步骤S2中，根据
D＝(Vo+0.7)*N/(Vmin-3)*0.9+[(Vo+0.7)*N] (公式2)
验算最大占空比D，其中N为匝比，Vmax为最大流电压，然后根据
Dmin＝(Vo+0.7)*N/(Vmax-3)*0.9+[(Vo+0.7)*N] (公式3)
验算最小占空比Dmin。
5.根据权利要求4所述的一种LED驱动电源核心参数计算方法，其特征在于，在步骤S3中，首先根据
Vor＝(Vo+Vf)*N (公式4)
计算反射电压Vor，其中，Vf为二极管压降，然后根据
Vds≥Vmax+Vor+100+50 (公式5)
计算MOS管Q3的耐压值Vds。
6.根据权利要求5所述的一种LED驱动电源核心参数计算方法，其特征在于，在步骤S4中，根据
Figure FDA0002776593980000041
计算峰值电流Ipk，其中P为输入功率，D为最大占空比，Io为输出负载电流，Vacmin为输入最小电压有效值，η为输入输出转换效率。
7.根据权利要求6所述的一种LED驱动电源核心参数计算方法，其特征在于，在步骤S5中，根据
Lp＝(Vmin-3)*D/Ipk*F (公式7)
计算电感量Lp，其中Vmin-3为输入最小直流峰值电压减压降，Ton为导通时间，D为最大占空比，Ipk为峰值电流，F为最小工作频率。
8.根据权利要求7所述的一种LED驱动电源核心参数计算方法，其特征在于，在步骤S6中，根据
Np＝Lp/0.05*AL (公式8)
计算变压器各匝数Np，然后根据
Np＝Lp*Ipk/Ae*Bm (公式9)
验证变压器各匝数Np，其中Ae为磁芯截面积，Bm为磁感应强度，AL为等效电感。
9.根据权利要求8所述的一种LED驱动电源核心参数计算方法，其特征在于，在步骤S7中，根据
Ipk＝(Vmin-3)*D/Lp*F (公式10)
验证算峰值电流Ipk。
10.根据权利要求9所述的一种LED驱动电源核心参数计算方法，其特征在于，在步骤S8中，根据
Bm＝Lp*Ipk/Np*Ae (公式10)
验证Bm；
在步骤S9中，根据
Ton＝D*1/F (公式11)
计算导通时间，然后根据
Toff＝(1-D)/F (公式12)
计算关断时间；
在步骤S10中，根据
D＝Ton/T (公式11)
验证最大占空比D，其中T为最小开关周期。
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