CN112219347A - 电力变换装置以及电力变换方法 - Google Patents

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Abstract

在铁道车辆中，防止在应用了SiC‑MOSFET的变换器停止中的状态下向APS供给电力时产生的SiC‑MOSFET的劣化。电力变换装置在电车中，将从电车线获取并被变压器降压的交流电力通过将寄生二极管用作回流二极管的多个功率半导体元件的开关控制变换为直流电力。电力变换装置具有对多个功率半导体元件的栅极进行驱动控制的控制部。控制部在电车的停车时，不进行开关控制，使功率半导体元件的反向上使电流导通，并对功率半导体元件施加将交流电力变换为直流电力的规定电压脉冲。

Description

电力变换装置以及电力变换方法
技术领域
本发明涉及电力变换装置以及电力变换方法。
背景技术
在铁道车辆的驱动系统中，将从架线获取的电力变换为用于利用电力变换装置驱动电动机的适当的电力并向电动机供给，得到推进力。从架线获取的电力大致分为交流电力和直流电力。
例如，从架线经由受电弓获取的交流电力被供给到变换器。变换器通过以适当的顺序对由根据来自上位的控制器的指令而动作的栅极驱动器依次驱动的变换器IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，以下简称为IGBT)进行开关，从而将输入至变换器的交流电力变换为直流电力，对变换器的输出侧的直流平滑用电容器进行充电。此时，通过主变压器的电感和变换器的开关动作，主变压器的输出电压被升压，直流平滑用电容器的两端电压(以后，称为直流级电压)成为比主变压器的输出电压高的电压。
逆变器通过根据来自上位的控制器的指令而动作的栅极驱动器依次驱动的逆变器IGBT以适当的顺序进行开关，由此将在该直流级供给的直流电力变换为三相交流电力来驱动电动机。
此外，对于向铁道车辆的车内的照明、空调等供给电力的辅助电源装置(以后，也称为APS(Auxiliary Power Supply System，辅助供电系统)，也称为SIV(Static InVerter：静止型逆变器)系统)，在日本的铁道车辆中，将从与主变压器的1次绕组独立地设置的2次绕组供给的交流电力在整流电路中整流后通过辅助电源用逆变器变换为任意的三相交流而供给到前述的空调等负载的结构是主流。
另一方面，为了使APS小型化，在日本以外的铁道车辆用的电力变换装置中，将APS的电源用变换器整流后的直流级起进行供电的方式产品化。根据该方式，由于能够使用铁道车辆用的电力变换装置的变换器作为APS的整流电路，因此不需要APS的整流电路，具有能够使APS小型化的优点。以下，将该方式称为直流供电式APS。
近年来，以电力变换装置的进一步小型化、高效率化为目的，代替IGBT而开始低损耗的SiC-MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)的应用。SiC与硅相比带隙大，绝缘耐压为硅的10倍左右，因此能够将半导体芯片的厚度减小到1/10左右。由此，导通时的电阻成为1/10左右，能够减少导通损耗。
此外，SiC-MOSFET如上述那样降低芯片的电阻，因此，即使在使用铁道车辆用等的额定电压为例如3.3kV的高耐压元件的情况下，也不需要像IGBT那样成为在器件内蓄积电荷而降低导通电阻的双极器件构造，能够成为MOSFET、JFET(Junction Field EffectTransistor，结型场效应晶体管)那样的单极器件构造。单极器件与双极器件相比没有电荷的蓄积，由此开关损耗小，能够有助于逆变器系统的进一步的节能化。
进而，SiC-MOSFET与IGBT不同，通过使栅极导通而能够向反向流过电流，因此不需要在IGBT中需要的回流用的反向并联二极管(续流二极管)，能够实现电力变换装置的进一步小型化(例如参照专利文献1)。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2011-036020号公报
发明内容
发明要解决的课题
然而，在铁道车辆中，在将直流供电式APS与应用了SiC-MOSFET的驱动系统的电力变换装置组合的情况下，存在以下所述的问题。
即，APS在车站的车辆的停车中，有时根据需要使电力变换装置的变换器停止。一般而言，在车站的车辆的停车中，由于驱动电动机的逆变器停止，因此也使向逆变器供给电力的变换器也停止。
另一方面，在有直流供电式APS的情况下，即使在车站的车辆停车中也需要为了向APS供电而使变换器工作。然而，若在车站停车中开动变换器，则存在因变换器的开关而产生的变换器的电磁声、因该开关而产生的谐波电压引起的变压器的磁致伸缩声给位于车站站台的乘客带来不适感的情况。
因此，存在如下动作模式：停止变换器而将与变换器的开关元件反向并联连接的续流二极管用作整流电路，不产生噪声而供给电力。在使用现有的IGBT的变换器的情况下，与IGBT反向并联连接的续流二极管进行该整流动作。但是，在应用了SiC-MOSFET的变换器中，由于没有连接续流二极管，因此如果使开关停止，电流就会流过SiC-MOSFET内部的寄生二极管，产生使SiC-MOSFET劣化的问题。
本发明是考虑以上方面而完成的，其目的在于，防止在铁道车辆中应用了SiC-MOSFET的变换器在停止中的状态下向APS供给电力时产生的SiC-MOSFET的劣化。
用于解决课题的手段
为了解决上述课题，在本发明中，电力变换装置在电车中，将从电车线获取并被变压器降压的交流电力通过将寄生二极管用作回流二极管的多个功率半导体元件的开关控制变换为直流电力，其特征在于，所述电力变换装置具有：对所述多个功率半导体元件进行驱动控制的控制部，所述控制部在所述电车的停车时，不进行所述开关控制，在所述功率半导体元件的反向上使电流导通，并对所述功率半导体元件施加将所述交流电力变换为直流电力的规定电压脉冲。
发明效果
根据本发明，能够防止在铁道车辆中应用了SiC-MOSFET的变换器处于停止中的状态下向APS供给电力时产生的SiC-MOSFET的劣化。
附图说明
图1是表示实施例1的电力变换装置的结构例的图。
图2是表示实施例1的输出电压Es以及直流级电压Ecf的变化与栅极脉冲的关系的时序图。
图3是表示实施例2的电力变换装置的结构的图。
图4是表示第1现有技术的电力变换装置的结构例的图。
图5是表示第2现有技术的电力变换装置的结构例的图。
具体实施方式
以下，基于附图，对本发明的实施例进行详细说明。在用于说明以下的现有技术以及实施例的各附图中，参照编号相同的部件表示具备相同或者类似的功能的构成要件，省略后出现的说明。此外，各实施例以及各变形例能够在本发明的技术思想的范围内以及匹配的范围内将其一部分或者全部组合。在以下的实施例中，铁道车辆以及车辆是电车。
在说明本发明的实施例之前，对现有技术进行说明。
图4是表示第1现有技术的电力变换装置的结构例的图。图4所示的电力变换装置4S是获取交流电力并驱动电动机的铁道车辆用的电力变换装置。
电力变换装置4S具有集电装置401、主变压器406的1次绕组402、主变压器406的2次绕组403、车轮404、断路器405、主变压器406、变换器410、变换器IGBT411～414、变换器续流二极管415～418、变换器栅极驱动器419～422、直流平滑用电容器423、逆变器430、逆变器IGBT431～436、逆变器续流二极管437～442、逆变器栅极驱动器443～448、电动机450、整流电路451、辅助电源用直流平滑电容器452、辅助电源用逆变器453、辅助电源三相输出454以及控制器460。
从架线等电车线经由受电弓等集电装置401获取的交流电力由主变压器406的1次绕组402降压，通过断路器405向变换器410供给。在变换器410中，以适当的顺序对由变换器栅极驱动器419～422依次驱动的变换器IGBT411～414进行开关控制。在此，变换器栅极驱动器419～422根据经由驾驶台461从驾驶员输入的驾驶操作，基于从控制器460经由栅极控制线462输出的指令进行动作。
而且，变换器410将输入到变换器410的交流电力变换为直流电力，对直流平滑用电容器423进行充电。此时，通过主变压器406的电感和变换器410的开关动作，主变压器406的输出电压被升压，直流平滑用电容器423的两端电压(以后，称为直流级电压)成为比主变压器406的输出电压高的电压。
此外，逆变器430通过以适当的顺序对由栅极驱动器431～436依次驱动的逆变器IGBT431～436进行开关控制，将变换后的直流电力再次变换为三相的交流电力来驱动电动机450。在此，栅极驱动器431～436根据经由驾驶台461从驾驶员输入的驾驶操作，基于从控制器460经由栅极控制线462输出的指令进行动作。
此外，向车内的照明、空调等供给电力的辅助电源装置(以后，称为APS(AuxiliaryPower Supply System，辅助供电系统)，也称为SIV(Static InVerter：静止型逆变器)系统)从与主变压器406的1次绕组402分开设置的2次绕组403被供给电力，通过整流电路451将其整流后通过辅助电源用逆变器453变换为任意的三相交流并供给到前述的空调等的负载。在图4中，整流电路451、辅助电源用直流平滑用电容器452、辅助电源用逆变器453以及辅助电源三相输出454包含在APS中。
图5是表示第2现有技术的电力变换装置的结构例的图。图4所示的电力变换装置5S也是获取交流电力并驱动电动机的铁道车辆用的电力变换装置。图5所示的电力变换装置5S具有APS用断路器501、电抗器502、防回流二极管503、辅助电源用逆变器453以及辅助电源三相输出454。在图5中，APS用断路器501、电抗器502、防回流二极管503、辅助电源用逆变器453以及辅助电源三相输出454包含于APS中。
电力变换装置5S的结构的特征在于，从直流级取得向辅助电源用逆变器453供给的电源，由此，与图4所示的电力变换装置4S相比，能够将主变压器406的2次绕组403以及整流电路451删除。
根据电力变换装置5S，由于将变换器410用作APS的整流电路，因此不需要APS专用的整流电路451，具有能够使系统小型化的优点。该方式被称为直流供电式APS，在以下的实施例中，以该直流供电式APS为基本结构。
实施例1
图1是表示实施例1的电力变换装置的结构例的图。在图1中，对与图5相同的结构要素标注相同的附图标记。如图1所示，电力变换装置1S具有输入电流传感器101、输入电压传感器102、直流电压传感器103、变换器110、变换器SiC-MOSFET111～114、变换器栅极驱动器119～122、逆变器130、逆变器SiC-MOSFET131～136、逆变器栅极驱动器143～148、直流平滑用电容器423、电动机450、辅助电源用逆变器453、辅助电源三相输出454、APS用断路器501、电抗器502、防回流二极管503以及控制器460。SiC-MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)将寄生二极管(体二极管)用作回流二极管(续流二极管)而不需要外置的回流二极管的功率半导体元件的一例。
本实施例的特征在于，在搭载有电力变换装置1S的电车处于停车中且在变换器系统停止中停止向APS供给电力的情况下，向反向流过电流的全部SiC-MOSFET的栅极输入接通信号，通过使SiC-MOSFET接通来降低流过SiC-MOSFET的寄生二极管的电流，防止SiC-MOSFET的元件的劣化并且进行整流动作。
车辆在行驶中，通过利用变换器SiC-MOSFET111～114和主变压器406的1次绕组402来进行升压斩波动作，从而比主变压器406的输出电压Es高地对直流平滑用电容器423进行充电。因此，由直流电压传感器103检测出的直流级电压Ecf和由输入电压传感器102检测出的输出电压Es处于下述(1)式的大小关系。输出电压Es由正弦波表示，因此在下述(1)式中“|Es|”表示Es的振幅的绝对值。
[数学式1]
|Es|＜Ecf…(1)
控制器460在车辆在车站停车时，从驾驶台461通知车辆停车，使逆变器SiC-MOSFET131～136全部断开，使逆变器130停止。接着，控制器460使变换器SiC-MOSFET111～114全部断开，使变换器110停止。然后，控制器460使变换器110的模式从“变换器模式”转换为“整流模式”。控制器460在车辆开始行驶时，从驾驶台461通知车辆行驶，从“整流模式”转换到“变换器模式”。在进行“变换器模式”与“整流模式”之间的模式转换时，也可以将包含变换器110的电力变换装置1S暂时断开后进行模式转换而确保安全性。
在此“变换器模式”是指通过SiC-MOSFET111～114的PWM(Pulse WidthModulation，脉冲宽度调制)的开关控制将交流电力变换为直流电力的模式。此外，“整流模式”是指不进行SiC-MOSFET111～114的开关控制，而是通过SiC-MOSFET111～114的桥式整流将交流电力变换为直流电力的模式。
在变换器110刚刚停止之后，上述(1)式成立，因此对断开的变换器SiC-MOSFET111～114施加正向的电压，电流不流动。
但是，在车站停车中，由于继续向空调、照明等车内设备供给电力，因此在直流级的直流平滑用电容器423中积蓄的电力被消耗。当APS消耗积蓄于直流平滑用电容器423的电力时，直流级电压Ecf降低。而且，如下述(2)式所示，若直流级电压Ecf变得比输出电压Es的振幅的绝对值|Es|低，则向SiC-MOSFET111以及114施加反向的电压，在SiC-MOSFET111以及114中流动反向电流。或者，若直流级电压Ecf变得比输出电压Es的振幅的绝对值|Es|低，则对SiC-MOSFET112以及113施加反向的电压，在SiC-MOSFET112以及113中流动反向电流。
[数学式2]
|Es|＞Ecf…(2)
上述(2)式根据输出电压Es的正负如下述(3)式那样能够置换。
[数学式3]
Figure BDA0002799992860000071
在本实施例中，由于在当前的模式为“整流模式”、如上述(3)式所示输出电压Es≥0的情况下，在Es＞Ecf成立时上述(2)式的条件成立，因此控制器460控制变换器栅极驱动器119～122，使SiC-MOSFET111以及114接通，使SiC-MOSFET112以及113断开来在SiC-MOSFET111以及114流过反向电流。
此外，由于在当前的模式为“整流模式”、如上述(3)式所示输出电压Es＜0的情况下，在-Es＞Ecf成立时上述(2)式的条件成立，因此控制器460控制变换器栅极驱动器119～122，使SiC-MOSFET112以及113接通，使SiC-MOSFET111以及114断开来在SiC-MOSFET112以及113流过反向电流。
在当前的模式为“整流模式”的情况下，仅限于上述(3)式所示的条件成立时，如上所述，通过使反向电流在SiC-MOSFET111、114或者112、113中流动，从而能够进行控制，使得不进行即使车辆的停车中也不需要充电的情形中的直流平滑用电容器423的充电。
图2是表示实施例1的Es以及Ecf的变化与栅极脉冲的关系的时序图。图2的横轴表示定时t，纵方向表示电压。此外，图2的“111、114”表示施加于SiC-MOSFET111以及114的栅极的电压脉冲(栅极脉冲)，“112、113”表示施加于SiC-MOSFET112以及113的栅极的电压脉冲。此外，图2的(a)所示的|Es|的波形602a表示|Es|＝Es的正弦波，与此相对，图2的(b)所示的||Es|的波形602b表示使波形602a以Es＝0为对称轴反转的|Es|＝-Es的正弦波。
如图2的(a)以及图2的(b)的波形601所示，直流级电压Ecf从车辆停车而转换到“整流模式”的定时t0到定时t1为止随着时间经过而降低。而且，如图2的(a)所示，在定时t1，Es≥0并且Es＞Ecf，因此上述(3)式的条件成立。因此，控制器460控制变换器栅极驱动器119～122，如图2的(a)以及图2的(b)所示，使SiC-MOSFET111以及114导通，使SiC-MOSFET112以及113断开。
这样，使经由集电装置401集电的来自电车线的交流电力流过SiC-MOSFET111以及114而变换为直流电力，向APS供电，并且对直流平滑用电容器423进行充电。与此相应地，在t1到t2期间，直流级电压Ecf上升，在定时t2上述(3)式的条件成立结束，变换器410对APS的供电以及直流平滑用电容器423的充电结束。
进而，如图2的(a)以及图2的(b)的波形601所示，直流级电压Ecf在定时t2至t3中随着时刻的经过而再次降低。而且，如图2的(b)所示，在定时t3成为Es＜0并且-Es＞Ecf，因此上述(3)式的条件成立。因此，控制器460控制变换器栅极驱动器119～122，如图2的(a)以及图2的(b)所示，使SiC-MOSFET112以及113接通，使SiC-MOSFET111以及114断开。
这样，使经由集电装置401集电的来自电车线的交流电力流过SiC-MOSFET112以及113而变换为直流，向APS供电，并且对直流平滑用电容器423进行充电。与此相应地，在定时t3至t4期间，直流级电压Ecf上升，在定时t4上述(3)式的条件成立结束，变换器410对APS的供电以及直流平滑用电容器423的充电结束。
进而，如图2的(a)以及图2的(b)的波形601所示，直流级电压Ecf在定时t4至t5随着时刻的经过而再次降低。而且，如图2的(a)所示，在定时t5成为Es≥0并且Es＞Ecf，因此上述(3)式的条件成立。因此，控制器460控制变换器栅极驱动器119～122，如图2的(a)以及图2的(b)所示，使SiC-MOSFET111以及114接通，使SiC-MOSFET112以及113断开。
这样，使经由集电装置401集电的来自电车线的交流电力流过SiC-MOSFET111以及114而变换为直流，向APS供电，并且对直流平滑用电容器423进行充电。与此相应地，在定时t5至t6期间，直流级电压Ecf上升，在定时t6上述(2)式以及(3)式的条件成立结束，变换器410对APS的供电以及直流平滑用电容器423的充电结束。
这样，根据本实施例，能够防止由于向SiC-MOSFET111～114的寄生二极管通电而导致的劣化。此外，由于能够在车站停车中的情况下停止变换器，因此静音化也具有效果。进而，由于能够防止SiC-MOSFET的劣化，因此还具有能够谋求系统的可靠性提高的优点。此外，能够实现包含应用了SiC-MOSFET的变换器的铁道车辆用的电力变换装置，能够实现电力变换装置的小型轻型化并实现铁道车辆的节能化。
实施例2
图3是表示实施例2的电力变换装置的结构的图。在图3中，对与图1以及图5相同的构成要素标注相同的附图标记。
在图3中，实施例2的电力变换装置2S具有变换器210、变换器SiC-MOSFET201～208、钳位二极管209～212、变换器栅极驱动器213～220、直流平滑用电容器230以及231、直流电压传感器232以及233。变换器SiC-MOSFET201以及202是构成臂对的功率半导体元件组。此外，变换器SiC-MOSFET203以及204是构成臂对的功率半导体元件组。此外，变换器SiC-MOSFET205以及206是构成臂对的功率半导体元件组。此外，变换器SiC-MOSFET207以及208构成臂对的功率半导体元件组。
本实施例的特征在于，将本发明应用于3电平变换器。主变压器406的输出电压Es由输入电压传感器102检测。此外，直流级电压Ecf由直流电压传感器232以及233检测。
在实施例2中，与实施例1同样地，在当前的模式为“整流模式”、如上述(3)式所示输出电压Es≥0的情况下，在Es＞Ecf成立时上述(2)式的条件成立，因此，使SiC-MOSFET201、202以及207、208接通，使SiC-MOSFET203、204以及205、206断开，来在SiC-MOSFET201、202以及207、208流过反向电流。此外，在当前的模式为“整流模式”、如上述(3)式所示输出电压Es＜0的情况下，在-Es＞Ecf成立时上述(2)式的条件成立，因此，使SiC-MOSFET203、204以及205，206接通，使SiC-MOSFET201、202以及207、208断开，来在SiC-MOSFET203、204以及205、206流过反向电流。
另外变换器410也可以是3电平以上的多电平变换器。
实施例3
本实施例是将本发明应用于在实施例1或者2的电力变换装置1S或者2S的启动时产生的直流级的充电电流。以下，作为例子，对图1的电力变换装置1S的启动顺序进行说明。在车辆停止中的电力变换装置1S的启动前，集电装置401与电车线分离，主变压器406的2次侧的断路器405也被释放。若使集电装置401与电车线接触而开始启动，则接通断路器405并将主变压器406的2次电压施加于变换器410。此时，直流级电压Ecf比主变压器406的输出电压Es低，因此上述(2)式以及(3)式的条件成立，在SiC-MOSFET流过反向电流。
因此，在本实施例中，在电力变换装置1S的启动时，也与实施例1同样地根据直流级电压Ecf与输出电压Es的大小关系使适当的SiC-MOSFET导通，由此能够抑制对SiC-MOSFET的寄生二极管的通电，能够防止SiC-MOSFET的元件劣化。
另外，在以上的实施例中，功率半导体元件以SiC-MOSFET为例进行了说明，但不限于此，也可以是能够将寄生二极管用作回流二极管的带隙为规定值以上的其他宽带隙半导体元件、即硅、氮化镓、金刚石等功率半导体元件。
另外，本发明并不限定于上述的实施例，包括各种变形例。例如，上述的实施例是为了容易理解地说明本发明而详细地进行了说明的例子，并不限定于必须具备所说明的全部结构。此外，能够将某实施例的结构的一部分置换为其他实施例的结构，此外，也能够在某实施例的结构中添加其他实施例的结构。此外，对于各实施例的结构的一部分，能够进行其他结构的追加、删除、置换、合并、分散。此外，实施例中所示的各处理也可以根据处理效率或者安装效率适当分散或者合并。
附图标记的说明
1S、2S、3S、4S：电力变换装置、
102：输入电压传感器、
110、210：变换器、
111～114、201～208：变换器SiC-MOSFET、
119～122、213～220：变换器栅极驱动器、
130：逆变器、
131～136：逆变器SiC-MOSFET、
143～148：逆变器栅极驱动器、
230、231、423：直流平滑用电容器、
103、232、233：直流电压传感器、
401：集电装置、
406：变压器、
453：辅助电源用逆变器、
450：电动机、
460：控制器。

Claims (11)

1.一种电力变换装置，在电车中，将从电车线获取并被变压器降压的交流电力通过将寄生二极管用作回流二极管的多个功率半导体元件的开关控制变换为直流电力，其特征在于，
所述电力变换装置具有：对所述多个功率半导体元件进行驱动控制的控制部，
所述控制部在所述电车的停车时，不进行所述开关控制，在所述功率半导体元件的反向上使电流导通，并对所述功率半导体元件施加将所述交流电力变换为直流电力的规定电压脉冲。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
在变换所述交流电力的直流电力的输出侧的正的直流端子以及负的直流端子之间连接有直流级电容器，
所述控制部根据基于所述直流电力的所述直流级电容器的充电状态，来对所述功率半导体元件施加所述规定电压脉冲。
3.根据权利要求2所述的电力变换装置，其中，
在所述正的直流端子以及所述负的直流端子之间连接有辅助电源装置，
所述控制部根据对应于从所述直流级电容器向所述辅助电源装置的供电而变化的所述充电状态，来对所述功率半导体元件施加所述规定电压脉冲。
4.根据权利要求2所述的电力变换装置，其中，
所述控制部执行：
在所述电车的停车时，从进行所述开关控制的第1模式向第2模式进行模式转换，其中在所述第2模式中，不进行所述开关控制，在所述功率半导体元件的反向上使电流导通，将所述交流电力变换为直流电力，
在当前的模式是所述第2模式的情况下，根据所述充电状态，来对所述功率半导体元件施加所述规定电压脉冲。
5.根据权利要求4所述的电力变换装置，其中，
在将所述电力变换装置断开后进行所述模式转换。
6.根据权利要求1～5中的任一项所述的电力变换装置，其中，
所述多个功率半导体元件包含：构成第1臂对的第1功率半导体元件以及第2功率半导体元件；和构成第2臂对的第3功率半导体元件以及第4功率半导体元件，
所述第1功率半导体元件以及所述第2功率半导体元件的第1连接点与所述交流电力的输入侧的交流端子连接，
所述第3功率半导体元件以及所述第4功率半导体元件的第2连接点被接地，
相对于所述第1连接点高位侧的所述第1功率半导体元件的端子与所述正的直流端子连接，相对于所述第1连接点低位侧的所述第2功率半导体元件的端子与所述负的直流端子连接，
相对于所述第2连接点高位侧的所述第3功率半导体元件的端子与所述正的直流端子连接，相对于所述第2连接点低位侧的所述第4功率半导体元件的端子与所述负的直流端子连接，
所述控制部在所述交流端子的电位为正并且与所述正的直流端子的电位相比所述交流端子的电位更高的情况下，对所述第1功率半导体元件以及所述第4功率半导体元件施加所述规定电压脉冲。
7.根据权利要求6所述的电力变换装置，其中，
所述控制部在所述交流端子的电位为负并且与所述正的直流端子的电位相比所述交流端子的电位的绝对值更高的情况下，对所述第2功率半导体元件以及所述第3功率半导体元件施加所述规定电压脉冲。
8.根据权利要求1～5中的任一项所述的电力变换装置，其中，
所述多个功率半导体元件包含：构成第1臂对的功率半导体元件组；构成与所述第1臂对串联连接的第2臂对的功率半导体元件组；构成第3臂对的功率半导体元件组；以及构成与所述第3臂对串联连接的第4臂对的功率半导体元件组，
所述第1臂对以及所述第2臂对的第1连接点与所述交流电力的输入侧的交流端子连接，
所述第3臂对以及所述第4臂对的第2连接点被接地，
相对于所述第1连接点最高位侧的所述第1臂对的功率半导体元件的端子与所述正的直流端子连接，相对于所述第1连接点最低位侧的所述第2臂对的功率半导体元件的端子与所述负的直流端子连接，
相对于所述第2连接点最高位侧的所述第3臂对的功率半导体元件的端子与所述正的直流端子连接，相对于所述第2连接点最低位侧的所述第4臂对的功率半导体元件的端子与所述负的直流端子连接，
所述控制部在所述交流端子的电位为正并且与所述正的直流端子的电位相比所述交流端子的电位更高的情况下，对所述第1臂对以及所述第4臂对的功率半导体元件组施加所述规定电压脉冲。
9.根据权利要求8所述的电力变换装置，其中，
所述控制部在所述交流端子的电位为负并且与所述正的直流端子的电位相比所述交流端子的电位的绝对值更高的情况下，对所述第2臂对以及所述第3臂对的功率半导体元件组施加所述规定电压脉冲。
10.根据权利要求1～9中的任一项所述的电力变换装置，其中，
所述多个功率半导体元件是带隙为规定值以上的宽带隙半导体。
11.一种电力变换方法，是电力变换装置所进行的电力变换方法，所述电力变换装置在电车中，将从电车线获取并被变压器升压的交流电力通过将寄生二极管用作回流二极管的多个功率半导体元件的开关控制变换为直流电力，其特征在于，
所述电力变换装置具有：对所述多个功率半导体元件进行驱动控制的控制部，
所述控制部在所述电车的停车时，不进行所述开关控制，在所述功率半导体元件的反向上使电流导通，并对所述功率半导体元件施加将所述交流电力变换为直流电力的规定电压脉冲。
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