CN112219097B - 具有成对的二极管和反馈回路的温度传感器半导体器件 - Google Patents

Abstract

温度传感器包括：具有特定比率的第一二极管和第二二极管(bip₁、bip₂)，第一二极管(bip₁)连接在负电源电压与设置为用于PTAT电压(V_ptat)压降的第一电阻器(R₁)之间；动态匹配电流源阵列，其采用动态元件匹配控制器(DEM)；第一电阻器，其连接在第一二极管与该阵列的第一输入端之间；所述第二二极管(bip₂)，其连接在负电源电压与该阵列的第二输入端之间；以及SAR反馈回路，其包括SAR控制器、SAR比较器、CTAT电压(V_ctat)的发生器和可调第二电阻器(R₂)，该可调第二电阻器实现为DAC并将CTAT电压转换为成比例的电流。CTAT电压的发生器连接至电流源阵列以限定标称电流。

Description

具有成对的二极管和反馈回路的温度传感器半导体器件

本发明涉及动态匹配的温度传感器半导体器件、尤其是CMOS温度传感器半导体器件。

硅带隙温度传感器利用了硅二极管的正向电压、尤其是双极晶体管的基极-发射极结取决于温度的事实。在不同电流密度下运行的两个pn结之间的电压差与绝对温度成比例(PTAT)。在以用PTAT电压产生的电流运行的pn结两端的电压是对绝对温度的补充(CTAT)。

使用双极或CMOS晶体管的PTAT电路广泛地用于温度传感器中。大多数CMOS温度传感器采用寄生pnp晶体管来产生高度线性和准确的PTAT电压。如图8所示，PTAT电压V_ptat是通过强制使相等的电流或固定比率的电流进入成对的双极晶体管bip₁、bip₂中，并使用带有玻尔兹曼常数k、基本电荷q和表示双极晶体管的大小或偏置的比率的因子N的电压差ΔV_be＝(kT/q)ln(N)来获得。对于实际值N＝4，所得到的灵敏度大约是150μV/K。因此，为了保证精度低于0.1K，需要使电压低于15μV，使得需要精密电路技术。

通常通过将电压差V_bip1-V_bip2驱动为零以迫使R₁上的电压降等于V_ptat来在反馈回路中产生双极偏置电流。检测电压差V_bip1-V_bip2中的每个误差将直接影响V_ptat，并且因此使温度读数降级。因此，反馈回路中的PTAT放大器必须表现出低偏移、高增益和低噪声。这通常是通过如图8所示的斩波来实现的。此外，必须通过动态元件匹配(DEM)来消除PMOS电流源中的失配。DEM控制器随时间旋转电流源，从而使失配误差在平均情况下可以忽略不计。

大多数CMOS温度传感器具有相同的PTAT发生器感测元件，但是在执行模数转换的方式上有所不同。能够使用开关电容器delta-sigma模数转换器(SC ADC)来转换PTAT电压，而CTAT电压用于内部ADC参考电压生成。转换器的输出是D_out＝A·[α·V_ptat/(α·V_ptat+V_ctat)+dQ]+B＝A·(α·V_ptat/V_ref+dQ)+B，其中A和B表示增益常数和偏移常数，而dQ表示ADC量化误差。因子α是设计常数，其被优化以消除在温度范围上的PTAT分量和CTAT分量，从而使分母V_ref与温度无关(带隙电压基准基于相同原理)。在SC ADC中，α由电容比设定，其能够被控制以获得低于0.1％的精度。由于V_ptat理想地具有零偏移，所以常数B接近于零，并且温度分辨率能够近似为ΔT≈T_max/(2^n(bit)-1)，其中n(bit)指ADC的有效位数。

使用根据图9的电路能够简化ADC的设计。转换为电流的PTAT电压和CTAT电压被镜像到使用电流积分器和比较器的电流域delta-sigma ADC的输入端。因此，放宽了对积分器的线性要求，但是针对PTAT电压和CTAT电压需要电压至电流的转换，这受到附加误差的影响并且增加了功耗。此外，这些电压的比率取决于电阻器R₁和R₂的比率，使得α易受电阻器匹配的影响，其通常不如电容器匹配精确。

逐次逼近ADC通过所有可能的量化级执行二进制搜索，最终收敛于每次转换的数字输出。逐次逼近ADC通常包括模拟电压比较器，模拟电压比较器将输入电压与设置有参考电压的内部数模转换器的输出进行比较。比较的结果被输出至逐次逼近寄存器(SAR)，该逐次逼近寄存器将输入电压的逼近数字码提供给数模转换器，该数模转换器又将相应的模拟电压输出至比较器。

本发明的目的是提供一种与现有技术的高精度温度传感器半导体器件相比能够减小芯片面积和功耗的温度传感器半导体器件。

该目的通过根据权利要求1的温度传感器半导体器件来实现。实施例从从属权利要求中得到。

除非另有说明，上述定义也适用于以下描述。特别地，使用以下缩写：ADC为“模数转换器”，DAC为“数模转换器”，PTAT为“与绝对温度成比例”，CTAT为“对绝对温度补充”，SAR为“逐次逼近寄存器”，DEM为“动态元件匹配”，LSB为“最低有效位”，MSB为“最高有效位”，DC为“直流”，AC为“交流”。

温度传感器半导体器件，其尤其可以是CMOS器件，包括：具有指定大小或偏置比的第一二极管和第二二极管；第一电阻器，其设置为用于PTAT电压降，第一二极管连接在负电源电压与第一电阻器之间；以及采用DEM控制器的动态匹配电流源阵列，第一电阻器连接在第一二极管与动态匹配电流源阵列的第一输入端之间，第二二极管连接在负电源电压与动态匹配电流源阵列的第二输入端之间。

SAR反馈回路设置为用于将电压差驱动为零，所述电压差出现在第一节点与第二节点之间，第一节点存在于第一电阻器与动态匹配电流源阵列的第一输入端之间，第二节点存在于第二二极管与动态匹配电流源阵列的第二输入端之间。SAR反馈回路包括SAR控制器、SAR比较器，该SAR反馈回路可选地设置有积分动态匹配前置放大器、CTAT电压(V_ctat)的发生器和可调第二电阻器(R₂)，该可调第二电阻器实现为SAR数模转换器并被配置成将CTAT电压(V_ctat)转换为成比例的电流。箝位在第二电阻器两端的CTAT电压产生CTAT电流，该CTAT电流能够被馈送到动态匹配电流源阵列中以限定其标称电流。CTAT电压的发生器连接至动态匹配电流源阵列以限定标称电流，从而闭合SAR反馈回路。

在温度传感器半导体器件的实施例中，二极管是双极晶体管的基极-发射极结。该实施例具有特别适于用CMOS工艺生产的优点。

另一实施例包括在SAR比较器之前的斩波或自动调零的积分前置放大器，其将阶跃信号转换为线性斜率信号，从而在放大PTAT电压的同时平均掉DEM瞬态。该实施例具有在比较之前过滤DEM纹波和提升PTAT电压的优点。

在另一个实施例中，积分前置放大器采用开环跨导/电容级，该开环跨导/电容级可以特别地包括共源共栅或折叠式共源共栅。该实施例具有消除噪声与稳态之间折衷的优点。

另一实施例包括CTAT电压的发生器中的斩波放大器。该实施例的优点在于，其避免了在CTAT电压上附加的偏移和闪烁噪声，并且因此便于校准。

另一实施例包括另外的第一电阻器，所述另外的第一电阻器连接在第二二极管与动态匹配电流源阵列的第二输入端之间。第一二极管和第二二极管的大小相等，并因此形成对称布置，并且由动态匹配电流源的阵列提供非对称偏置。该实施例的优点在于，其能够避免由经受显著闪烁噪声和漂移的双极晶体管而引起的问题。

在另一实施例的操作中，在DEM周期的前半部分期间，第一二极管以高于第二二极管的电流的电流进行偏置，使第一电阻器被短路，并且另外的第一电阻器连接至SAR反馈回路，并且在DEM周期的后半部分期间，第二二极管以高于第一二极管的电流的电流进行偏置，第一电阻器连接至SAR反馈回路，并且使另外的第一电阻器被短路。

在另一实施例中，第二电阻器包括具有开尔文连接的单元电阻器和并联的多个单元电阻器的阶梯。该实施例的优点在于，其允许选择期望的电阻器值而不在开关两端引入电压降。

另一实施例包括CTAT电压的发生器的开关，所述开关使得能够应用规定值的校准电压代替产生的CTAT电压。该实施例的优点在于，其允许温度传感器的两步校准。

具体地，在规定温度下应用校准电压的SAR转换产生对SAR数模转换器的电阻与第一电阻器的比率的扩展的校正，以及在所述规定温度下不应用校准电压的后续SAR转换产生对CTAT电压的PTAT扩展的校正。

温度传感器半导体器件可以特别地用于便携式或连接的智能家庭设备中。

此外，温度传感器半导体器件可以用于移动设备中。移动设备可以是智能电话、平板电脑、智能手表或者可穿戴或另一种移动设备。

此外，温度传感器半导体器件可以用于医疗设备中。

下面是结合附图对半导体器件的示例的详细描述。

图1是直接SAR温度传感器拓扑的电路图。

图2是根据图1的电路的时序图。

图3示出在一个DEM周期期间的示例波形。

图4是具有共源共栅的g_m/C滤波器的电路图。

图5是具有折叠式共源共栅的g_m/C滤波器的电路图。

图6是具有用于双极斩波的扩展DEM的直接SAR温度传感器拓扑的电路图。

图7是电阻器DAC的电路图。

图8是常规CMOS温度传感器拓扑的电路图。

图9是电流域CMOS温度传感器拓扑的电路图。

如图1所示，在温度传感器半导体器件中，温度感测前端嵌入在SAR反馈回路中。图2中示出了一个SAR转换阶跃的相应时序图。既没有应用PTAT生成放大器也没有应用delta-sigma转换器。例如，对于十比特(0.1K分辨率)而言，仅需要十个SAR周期。因此，转换时间比用delta-sigma转换器能够实现的转换时间短得多。

通过调节CTAT发生器中的电阻器R₂以将SAR回路中的电压调零，来代替在连续时间反馈回路中将电压V_bip1-V_bip2驱动为零。CTAT发生器包括连续时间反馈回路，但是由于V_ctat(V_be)远大于ΔV_be，因此放宽了设计要求，使得电阻器R₂两端的箝位V_ctat中的误差将比根据图8的PTAT发生器中的误差不太严重。调整的CTAT电流被镜像到成对的二极管中，尤其是成对的双极晶体管bip₁、bip₂中，并且引起R1两端的电压降V_ctat·R₁/R₂。通过直接比较，在SAR转换结束时电压差V_bip1-V_bip2被驱动为零，使得V_ptat＝V_ctat·R₁/R₂。这得到比率V_ctat/V_ptat＝(R₂+dQ)/R₁＝(D_out·R_lsb+dQ)/R₁，其中，dQ表示R₂中的量化误差。

利用这个比率，温度T_readout能够计算为

T_readout＝A·α·V_ptat/(α·V_ptat+V_ctat)+B＝A/[1+V_ctat/(α·V_ptat)]+B

或者T_readout＝A/[1+(D_out·R_lsb)/(α·R₁)]+B。

PMOS电流镜中的失配和CTAT放大器中的偏移将影响最终结果。可以通过校准来消除这些误差，但是由于偏移和失配的漂移，校准将随着时间的推移变得无效。如果要求传感器随时间的稳态性，则应用DEM。由于DEM将DC失配和偏移转换为AC纹波，所以它需要通常由delta-sigma转换器的第一积分器提供的平均值。在该温度传感器中，在比较器之前采用开环g_m/C级。以这种方式，在比较之前，在提升V_ptat的同时过滤DEM纹波。因为比较器实际上不能被设计为μV的精度，因此V_ptat的放大是至关重要的。

g_m/C级将DEM阶跃信号转换为线性斜率信号。只要在比较之前运行完整的DEM周期，所有失配误差就都以正的和负的斜率被等长地积分。结果，在放大信号V_ptat的同时，DEM瞬态被准确地消除。例如，假设g_m/C放大器处的输入参考偏移为V_off，则一个DEM周期T_DEM的积分产生

或者

V_out，gm/C＝2·gm·T_DEM·V_ptat/C_int。

因为输入斩波器chop₁在DEM周期的一半之后反转偏移符号，所以偏移被消除。

在图3中，描绘了一个DEM周期的示例波形。虽然在DEM周期期间，g_m/C输出显著偏离信号，但在周期结束时，该输出仅收敛到信号。

与由反馈放大器构建的、delta-sigma转换器中的积分器相比，开环g_m/C滤波器具有消除噪声与稳态之间的折衷的优点。对于反馈中的放大器，输出噪声功率与闭环带宽成比例。这与稳态误差相冲突，该稳态误差与闭环带宽成反比。因此，通常由delta-sigma反馈DAC和输入采样器的稳态要求来确定噪声性能。由于g_m/C积分器是开环，并且其输出由比较器处理，因此不存在稳态和线性要求。因此，能够实现低带宽以用于出色的噪声滤波。g_m/C积分器的带宽通过1/(2·T_DEM)给出。

能够用如图4所示的全差分共源共栅放大器和电容性负载C_int来实现g_m/C积分器。为了消除先前的历史，积分电容C_int必须在不同的SAR周期之间重置。由于周期性重置，该积分电容还用作开关电容器共模反馈。虽然每次重置都会引起电荷注入和kT/C噪声，但是它通过信号增益2·g_m·T_DEM/C_int被抑制。

尽管事实上，失配波形在接近DEM周期结束时被消除，但失配波形仍可能在之前在输出处引起较大的电压摆动(图3)。如图5所示，根据匹配参数和电源电压，能够使用折叠式共源共栅放大器来适应这种摆动。如果这还不够，则可选地增加积分电容。当信号增益因此降低时，可以有利地在g_m/C输出与比较器输入之间采用自动调零的前置放大器，以便在重置阶段期间能够实现自动调零。

在表1和表2中示出DEM开关。CTAT放大器和g_m/C级被斩波。电流镜能够被斩波(表1)或旋转(表2)。

表1：DEM开关类型1，电流源的双斩波

DEM周期

n<sub>1</sub>

n<sub>2</sub>

n<sub>3</sub>

n<sub>4</sub>

chop<sub>1</sub>

chop<sub>2</sub>

1

M<sub>1</sub>

M<sub>2</sub>

M<sub>3</sub>

M<sub>4</sub>

0

0

2

M<sub>2</sub>

M<sub>1</sub>

M<sub>4</sub>

M<sub>3</sub>

0

0

3

M<sub>3</sub>

M<sub>4</sub>

M<sub>1</sub>

M<sub>2</sub>

1

1

4

M<sub>4</sub>

M<sub>3</sub>

M<sub>2</sub>

M<sub>1</sub>

1

1

表2：DEM开关类型2(电流源的旋转)

DEM周期

n<sub>1</sub>

n<sub>2</sub>

n<sub>3</sub>

n<sub>4</sub>

chop<sub>1</sub>

chop<sub>2</sub>

1

M<sub>1</sub>

M<sub>2</sub>

M<sub>3</sub>

M<sub>4</sub>

0

0

2

M<sub>4</sub>

M<sub>1</sub>

M<sub>2</sub>

M<sub>3</sub>

0

0

3

M<sub>3</sub>

M<sub>4</sub>

M<sub>1</sub>

M<sub>2</sub>

1

1

4

M<sub>2</sub>

M<sub>3</sub>

M<sub>4</sub>

M<sub>1</sub>

1

1

如果双极晶体管预期经历显著的闪烁噪声和漂移，则双极晶体管还需要DEM。因为将需要开关，这将引入大大超过小于15μV的所需分辨率的电压降，因此避免了双极晶体管bip₁、bip₂的直接斩波。

能够有利地应用根据图6的电路。在该电路中，在两侧实现PTAT电阻器R_1a、R_1b，并且该布置对称的具有相等大小的双极晶体管。非对称性是由电流镜DEM控制器提供的非对称偏置引起的(表3)。

表3：针对N＝3的扩展DEM开关。

DEM周期

n<sub>1</sub>

n<sub>2</sub>

n<sub>3</sub>

n<sub>4</sub>

chop<sub>1</sub>

chop<sub>2</sub>

1

M<sub>1</sub>

M<sub>2</sub>

M<sub>3</sub>

M<sub>4</sub>，M<sub>5</sub>，M<sub>6</sub>

0

0

2

M<sub>6</sub>

M<sub>1</sub>

M<sub>2</sub>

M<sub>3</sub>，M<sub>4</sub>，M<sub>5</sub>

0

0

3

M<sub>5</sub>

M<sub>6</sub>

M<sub>1</sub>

M<sub>2</sub>，M<sub>3</sub>，M<sub>4</sub>

0

0

4

M<sub>5</sub>

M<sub>4</sub>

M<sub>1</sub>，M<sub>2</sub>，M<sub>3</sub>

M<sub>6</sub>

1

1

5

M<sub>4</sub>

M<sub>3</sub>

M<sub>6</sub>，M<sub>1</sub>，M<sub>2</sub>

M<sub>5</sub>

1

1

6

M<sub>3</sub>

M<sub>2</sub>

M<sub>5</sub>，M<sub>6</sub>，M<sub>1</sub>

M<sub>4</sub>

1

1

在DEM周期的前半部分期间，左双极晶体管以较高的电流偏置，且R_1b经由开尔文开关连接至g_m/C滤波器。R_1a短路以使PMOS电流源漏极处的电压摆动保持近似相等。在DEM周期的后半部分期间，开关反转，并且右双极晶体管以较高的电流偏置。这种操作有效地对双极晶体管以及电阻器R_1a和R_1b进行斩波。

在图7中示出电阻器DAC R₂。在100K范围中，0.1K的分辨率需要十个比特。为了以精确匹配有效地实现这些比特，分别实现五个MSB和五个LSB。对于MSB而言，采用了具有开尔文连接的单元电阻器的阶梯。这允许在开关两端不引入任何电压降的情况下，选择对应于五个MSB的所有电阻值。实施降到LSB的阶梯将需要具有不良匹配的非常小的单元电阻器。因此，通过开关并联的MSB大小的单元电阻器来实现LSB值。需要开关来以这种方式实现所有LSB值。因为在接地电平下开关能够容易地实现低导通电阻，因此LSB连接在R₂的底部。

根据上述针对T_readout的等式，读出温度取决于电阻器比率R₁/R_1Sb和V_ctat的绝对值。R_1sb＝R_unit/32，其中R_unit表示图7所示的DAC中的单元电阻器。它是可由DAC开关的最小电阻器的阶跃，由DAC LSB输入D(0)控制。能够通过校正因子c_call来考虑R₁/R_1sb的变化。V_ctat通常表现出PTAT扩展，并且V_ctat的真实值能够假设为V_{ctat，nominal}-c·T。V_ctat/V_ptat的值变成(V_ctat，no_minal-cT)/V_ptat＝V_{ctat，nominal}/V_ptat-c_off。能够用校准常数c_cal2来补偿PTAT误差以消除c_off。由此获得的校正后的读出温度为T_readout＝A/[1+(D_out·R_lsb)/(α·R₁·(1+c_call))+C_cal2]+B。

能够对温度稳态的晶片卡盘执行两步校准，以提取两个参数。在第一阶跃期间，如图1中所示，应用已知的外部电压V_ext而不是V_ctat，以用于校准等于一。替代地，能够应用和测量内部电压。只要电压的值是已知的，该电压的值就可以是任意的。能够根据仿真或特性来确定在晶片卡盘温度下外部电压的标称比V_ctat/V_ptat。执行具有该校准的SAR转换，并且将V_ctat/V_ptat与来自仿真或芯片特性的标称值进行比较：V_ctat/V_ptat＝(D_out·R_lsb)/[R₁·(1+c_cal1)]＝D_out,nom·R_lsb/R₁。因此c_cal1＝D_out/D_out,nom。在提取c_call之后，能够通过在晶片卡盘温度T_chuck下的正常模式中(内部V_ctat，校准等于零)执行转换来提取V_ctat的PTAT误差，其产生c_cal2的值为c_cal2＝A/(T_chuck-B)-1-(D_out·R_1sb)/[α·R₁·(1+c_call)]。

所描述的拓扑将模拟前端放置到SAR回路中，使得前端和ADC被组合。这种拓扑与精确的双极前端和动态元件匹配兼容。直接对V_ptat执行电压比较。使得能够通过在SAR比较器之前采用g_m/C滤波器来实现动态元件匹配。

所描述的温度传感器的优点是使用SAR反馈回路的更快转换和对例如PTAT产生放大器和delta-sigma积分器的有源回路的消除。另一优点是对失配和漂移的容忍度。

Claims (15)

1.一种温度传感器半导体器件，包括：

具有指定偏置比的第一二极管(bip₁)和第二二极管(bip₂)，

第一电阻器(R₁、R_1a)，其设置为用于PTAT电压(V_ptat)压降，所述第一二极管(bip₁)被连接在负电源电压与所述第一电阻器(R₁、R_1a)之间，以及

动态匹配电流源阵列，其采用动态元件匹配控制器(DEM)，所述第一电阻器(R₁、R_1a)连接在所述第一二极管(bip₁)与所述动态匹配电流源阵列的第一输入端之间，所述第二二极管(bip₂)连接在所述负电源电压与所述动态匹配电流源阵列的第二输入端之间，

其特征在于，

SAR反馈回路，其设置为用于将电压差驱动为零，所述电压差出现在第一节点与第二节点之间，所述第一节点存在于所述第一电阻器(R₁、R_1a)与所述动态匹配电流源阵列的第一输入端之间，所述第二节点存在于所述第二二极管(bip₂)与所述动态匹配电流源阵列的第二输入端之间，

所述SAR反馈回路包括SAR控制器、SAR比较器、CTAT电压(V_ctat)的发生器和可调第二电阻器(R₂)，所述可调第二电阻器实现为SAR数模转换器并被配置成将CTAT电压(V_ctat)转换为成比例的电流，并且所述CTAT电压(V_ctat)的发生器被连接至所述动态匹配电流源阵列以限定标称电流，从而闭合所述SAR反馈回路。

2.根据权利要求1所述的温度传感器半导体器件，其中，所述二极管(bip₁、bip₂)是双极晶体管的基极-发射极结。

3.根据权利要求1或2所述的温度传感器半导体器件，还包括：

在所述SAR比较器之前的斩波或自动调零的积分前置放大器，其将阶跃信号转换为线性斜率信号，从而在放大所述PTAT电压(V_ptat)的同时平均掉DEM瞬态。

4.根据权利要求3所述的温度传感器半导体器件，其中

所述积分前置放大器采用开环跨导/电容级(g_m/C)。

5.根据权利要求4所述的温度传感器半导体器件，其中

所述跨导/电容级(g_m/C)包括共源共栅或折叠式共源共栅。

6.根据权利要求3所述的温度传感器半导体器件，还包括：

所述CTAT电压(V_ctat)的发生器中的斩波放大器(chop₂)。

7.根据权利要求1或2所述的温度传感器半导体器件，还包括：

另外的第一电阻器(R_1b)，所述另外的第一电阻器(R_1b)连接在所述第二二极管(bip₂)与所述动态匹配电流源阵列的第二输入端之间，

所述第一二极管(bip₁)和所述第二二极管(bip₂)大小相等并因此形成对称布置，并且由所述动态匹配电流源阵列提供非对称偏置。

8.根据权利要求7所述的温度传感器半导体器件，其中

在DEM周期的前半部分期间，将所述第一二极管(bip₁)以高于所述第二二极管(bip₂)的电流的电流进行偏置，使所述第一电阻器(R_1a)被短路，并且所述另外的第一电阻器(R_1b)连接至所述反馈回路，并且

在所述DEM周期的后半部分期间，将所述第二二极管(bip₂)以高于所述第一二极管(bip₁)的电流的电流进行偏置，所述第一电阻器(R_1a)连接至所述反馈回路，并且使所述另外的第一电阻器(R_1b)被短路。

9.根据权利要求1或2所述的温度传感器半导体器件，其中，所述第二电阻器(R₂)包括具有开尔文连接的单元电阻器和并联的多个单元电阻器的阶梯。

10.根据权利要求1或2所述的温度传感器半导体器件，还包括：

所述CTAT电压(V_ctat)的发生器的开关，所述开关使得能够应用规定值的校准电压(V_ext)代替产生的CTAT电压(V_ctat)。

11.根据权利要求10所述的温度传感器半导体器件，其中，

在规定温度下应用所述校准电压(V_ext)的SAR转换产生对所述SAR数模转换器的电阻(R_1sb)与所述第一电阻器(R₁)的比率R_1Sb/R₁的扩展的校正，以及

在规定温度下不应用所述校准电压(V_ext)的后续SAR转换产生对CTAT电压(V_ctat)的PTAT扩展的校正。

12.一种便携式智能家用设备，其包括根据权利要求1或2所述的温度传感器半导体器件。

13.一种连接的智能家用设备，其包括根据权利要求1或2所述的温度传感器半导体器件。

14.一种移动设备，其包括根据权利要求1或2所述的温度传感器半导体器件。

15.一种医疗设备，其包括根据权利要求1或2所述的温度传感器半导体器件。

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