CN104390715A - 一种温度转换方法以及低功耗高精度集成温度传感器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种温度转换方法及其低功耗高精度集成温度传感器，包括带有传感核心的带隙基准电路、正负同步开关电容积分电路，电流源及采样电容动态元件匹配模块，时钟产生电路，分压及缓冲电路以及全差分模数转换器；将传统技术中的传感核心电路与带隙基准电路进行合并集成，简化了电路结构，设置电流源动态元件匹配模块，产生极性交替变化的与绝对温度成正比的基射结电压差，采用新型正负同步开关电容积分电路，完成改进的温度转换函数，提高模数转换器的动态范围利用率，同时对采样电容进行动态元件匹配，提高了积分精度；最终由模数转换器对有效温度信号进行量化处理以提供数字输出，本发明能有效降低传感器的温度误差和电路功耗，适用于低功耗高精度温度传感应用。

Description

一种温度转换方法以及低功耗高精度集成温度传感器

技术领域

本发明涉及传感器领域，尤其涉及一种温度转换方法以及低功耗高精度集成温度传感器。 

背景技术

当前基于比例测量原理的CMOS半导体温度集成传感器的基本实现方法是：标准CMOS集成电路工艺中的寄生衬底PNP晶体管在不同电流密度下的基射结电压差ΔV_BE是一个线性度极高的与绝对温度成正比的电压，将其进行线性放大到合适幅度(称为V_PTAT)去和一个与温度无关的参考电压V_REF比较，可以得到一个与温度成正比的电压比例函数(温度转换函数)，这个比例函数可以通过模数转换器(例如逐次逼近型模数转换器)进行量化输出然后进行一定的线性化处理得到环境温度，这种方法称为比例测量原理。现有技术中基于比例测量原理的温度传感器由于温度转换函数的限制，对模数转换器的动态范围的利用率低，不超过60％，造成了模数转换器分辨率的浪费。现有技术中温度传感器其带隙基准电路和传感器核心电路是相互独立的，这在一定程度上增加了温度传感器的误差来源，增加了电路的复杂度和功耗。此外现有技术的低功耗温度传感器方案，为了追求低功耗，较少使用必要的精确电路技术，导致温度误差很大在±1℃以上，实际使用价值不高。 

发明内容

本发明目的在于克服以上现有技术之不足，基于现有的比例测量原理集成温度传感器设计思想，提供一种新的温度转换方法以及低功耗高精度集成温度传感器，具体由以下技术方案实现： 

采用由带有传感核心的带隙基准电路、正负同步开关电容积分电路与全差分模数转换器连接组成的温度传感器,带隙基准电路由第三PNP晶体管以及电流密度比值为m的第一PNP晶体管、第二PNP晶体管连接组成，所述第一PNP晶体管、第二PNP晶体管的发射极分别设有阻值相同的第一偏置电阻和第二偏置电阻，其特征在于在第一偏置电阻、第二偏置电阻与电流源之间设置电流源动态元件匹配模块，在第一PNP晶体管支路、第二PNP晶体管支路的电流源与第三PNP晶体管支路的电流源之间设置一电流镜； 

采用包括正向积分单元与负向积分单元的正负同步开关电容积分电路，所述正负同步开关电容积分电路接受传感核心输出的电压信号，所述正向积分单元与负向积分单元分别设有不交叠时钟信号控制的积分开关、调零开关和采样电容动态元件匹配模块，当调零开关闭合时，采样电容动态元件匹配模块顺序选择一个正负同步开关电容积分电路中的采样电容，用于采样失调电压；当调零开关断开，积分开关闭合时，正负同步开关电容积分电路处于积分模式，对输入信号进行正负向同步积分，并消除失调电压完成调零；若干次积分后，与绝对温度成正比的电压实现了与偏移电压V_off的相减，然后输入全差分模数转换器与参考电压进行比较，得到一个与绝对温度成正比的比值，如式(6)，使得传感器在所需温度范围[T_min,T_max]内，当满足[M·ΔV_BE,Tmax-N·V_shift]-[M·ΔV_BE,Tmin-N·V_shift]＝2·V_REF时，模数转换器的动态范围利用率达到100％； 

${\mathrm{\μ}}_{\mathrm{new}}=\frac{M\·\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{BE}}-V_{\mathrm{off}}}{V_{\mathrm{REF}}}=\frac{M\·\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{BE}}-N\·V_{\mathrm{shift}}}{V_{\mathrm{REF}}}---\left(6\right)$

其中，T_max和T_min为传感器所需探测温度范围的最大和最小值，μ_new为经过改进的输入模数转换器的温度转换函数，ΔV_BE为PNP晶体管基射结电压差，V_off为总的偏移电压，V_shift为单次积分有效偏移电压，V_REF为模数转换器的参考电压，M为ΔV_BE的放大系数，N为V_shift的放大系数，M、N与积分次数有关，并且V_off＝N·V_shift。 

所述温度转换方法的进一步设计在于，在第一偏置电阻、第二偏置电阻与电流源动态元件匹配模块之间分别设置第一开关与第二开关，所述第一开关、第二开关分别可选通地将动态元件匹配模块控制的1:m和m:1的精确比例电流输入第一PNP晶体管、第二PNP晶体管的发射极以形成所述传感核心，输出极性交替变换的与温度成正比的电压信号±ΔV_BE； 

在第一PNP晶体管、第二PNP晶体管的基极之间设置有阻值为偏置电阻1/m的电阻，并在该电阻两端分别设置第三开关和第四开关来选择该电阻串联到第一PNP晶体管或第二PNP晶体管的基极和地之间，用于消除PNP晶体管有限的电流放大系数带来的误差； 

在第一PNP晶体管、第二PNP晶体管与电流镜间设置斩波运算放大器，在斩波运算放大器的放大输入端分别设置第一输入斩波开关与第二输入斩波开 关，保证了偏置电阻可以正确接入电路以产生I_PTAT；在运算放大器的输出电流镜支路设置第一输出斩波开关与第二输出斩波开关，用于第一PNP晶体管、第二PNP晶体管轮流偏置在1:m和m:1的电流比下运算放大器同相、反相输入端极性交换时，保证反馈极性的正确。 

所述温度转换方法的进一步设计在于，还包括一不交叠时钟产生电路，所述第一开关、第二开关、第三开关、第四开关、第一输入斩波开关、第二输入斩波开关、第一输出斩波开关、第二输出斩波开关分别通过所述时钟产生电路提供的时序Φ₃，以控制所述开关的启闭；所述电流源动态元件匹配模块通过所述时钟产生电路提供的时序Φ₃，以控制所述模块输出动态元件匹配控制信号，产生精确比例电流源；所述调零开关通过所述时钟产生电路提供的时序Φ₁，以控制所述调零开关的启闭；所述积分开关通过所述时钟产生电路提供的时序Φ₂，以控制所述积分开关的启闭。所述采样电容动态元件匹配模块通过所述时钟产生电路提供的时序sel，以控制所述模块输出动态元件匹配控制信号，顺序选择采样电容。 

如所述温度转换方法提供一种低功耗高精度集成温度传感器，包括带有传感核心的带隙基准电路、正负同步开关电容积分电路以及模数转换器，所述正负同步开关电容积分电路与模数转换器通信连接，其特征在于还包括分压及缓冲电路、时钟产生电路以及电流源及采样电容动态元件匹配模块， 

所述带有传感核心的带隙基准电路，用于接收所述电流源动态元件匹配模块的控制信号，输出零温度系数的带隙基准电压；所述传感核心用于输出极性交替变化的基射结电压差； 

所述时钟信号产生电路，用于产生若干种时序不交叠的时钟信号； 

所述电流源和采样电容动态元件匹配模块，用于接受所述时钟产生电路的时钟信号，并输出控制信号； 

所述正负同步开关电容积分电路，包括全差分运算放大器、控制单元以及相互通信连接的正向积分单元、反向积分单元，用于接收所述基射结电压差、时钟产生电路的对应的时钟信号以及分压及缓冲电路的电压，经过积分输出模拟信号； 

所述模数转换器，用于接受所述模拟信号，输出数字信号； 

所述分压及缓冲电路，接受所述零温度系数的带隙基准电压，输出参考电压与反 向积分单元的工作电压。 

所述低功耗高精度集成温度传感器的进一步设计在于，所述带隙基准电路包括第三PNP晶体管与电流密度比值为m的第一PNP晶体管、第二PNP晶体管，所述第一PNP晶体管、第二PNP晶体管的发射极分别设有阻值相同的第一偏置电阻和第二偏置电阻，在所述第一偏置电阻、第二偏置电阻与电流源动态元件匹配模块之间设置第一开关与第二开关，所述第一开关、第二开关分别可选通地将动态元件匹配模块控制的1:m和m:1的精确比例电流输入第一PNP晶体管、第二PNP晶体管的发射极；在第一PNP晶体管、第二PNP晶体管的基极之间设置有阻值为偏置电阻1/m的电阻，并在该电阻两端分别设置第三开关和第四开关来选择该电阻串联到第一PNP晶体管或第二PNP晶体管的基极和地之间，用于消除PNP晶体管有限的电流放大系数带来的误差； 

所述低功耗高精度集成温度传感器的进一步设计在于，第一PNP晶体管支路、第二PNP晶体管支路的电流源通过一电流镜与第三PNP晶体管支路的电流源通信连接。 

所述低功耗高精度集成温度传感器的进一步设计在于，所述第一PNP晶体管、第二PNP晶体管与电流镜间设置斩波运算放大器，在斩波运算放大器的放大输入端分别设置第一输入斩波开关与第二输入斩波开关，保证了偏置电阻可以正确接入电路以产生I_PTAT；在运算放大器的输出电流镜支路设置第一输出斩波开关与第二输出斩波开关，用于第一PNP晶体管、第二PNP晶体管轮流偏置在1:m和m:1的电流比下运算放大器同相、反相输入端极性交换时，保证反馈极性的正确； 

所述低功耗高精度集成温度传感器的进一步设计在于，所述控制单元为两个，分别对应地通信连接于正向积分电路以及负向积分单元，每个控制单元包括由时序不交叠的时钟信号控制的积分开关.、调零开关和采样电容动态元件匹配模块，当调零开关闭合时，采样电容动态元件匹配模块顺序选择一个采样电容，正负同步开关电容积分电路在采样电容上采样失调电压。当调零开关断开，积分开关闭合时，正负同步开关电容积分电路处于积分模式，对输入信号进行正负向同步积分，并消除失调电压完成调零。 

所述低功耗高精度集成温度传感器的进一步设计在于，所述控制单元由两控 制支路并接组成，一控制支路为所述调零开关，另一控制支路由一电容与所述积分开关连接组成。 

所述低功耗高精度集成温度传感器的进一步设计在于，所述第一开关、第二开关、第三开关、第四开关、第一输入斩波开关、第二输入斩波开关、第一输出斩波开关、第二输出斩波开关分别通过所述时钟产生电路提供的时序Φ₃，以控制所述开关的启闭；所述电流源动态元件匹配模块通过所述时钟产生电路提供的时序Φ₃，以控制所述模块输出动态元件匹配控制信号，产生精确比例电流源；所述调零开关通过所述时钟产生电路提供的时序Φ₁，以控制所述调零开关的启闭；所述积分开关通过所述时钟产生电路提供的时序Φ₂，以控制所述积分开关的启闭。所述采样电容动态元件匹配模块通过所述时钟产生电路提供的时序sel，以控制所述模块输出动态元件匹配控制信号，顺序选择采样电容。 

本发明的优点如下： 

将传统技术中的传感核心与带隙基准电路进行有效合并，实现一体化集成，简化了电路结构，其中设置电流源动态元件匹配模块，提供比例为1:m的精确电流源来交替偏置PNP晶体管对，产生极性交替变化的与绝对温度成正比的基射结电压差，采用新型正负同步开关电容积分电路，完成改进的基于比例测量原理的温度转换函数，使模数转换器的动态范围利用率达到了100％，同时对采样电容进行动态元件匹配，提高了积分精度；最终由全差分模数转换器对有效温度信号进行量化处理以提供数字输出。本发明能有效降低传感器的温度误差和电路功耗，适用于低功耗高精度温度传感应用。 

附图说明

图1为本发明提供的低功耗高精度集成温度传感器的温度转换函数曲线图。 

图2为带有传感核心的带隙基准电路。 

图3为斩波运算放大器具体结构。 

图4为正负同步开关电容积分电路以及模数转换器。 

图5为时钟信号产生模块。 

图6为正负同步开关电容积分时序图。 

图7为DEM电流源结构。 

具体实施方式

下面结合附图对本发明方案进行详细说明。 

首先对传统的温度传感器简要工作原理进行阐述： 

两个偏置在不同电流密度的双极型晶体管的基射结电压(base-emitter voltage,V_BE)差ΔV_BE与绝对温度成正比(Proportional To Absolute Temperature,PTAT)，并将其线性放大到合适的幅度得到V_PTAT。只要再产生一个与温度无关的参考电压(reference voltage,V_REF)通过模数转换器(Analog to Digital Converter,ADC)对V_PTAT量化并进行简单的线性处理就可以得到当前环境温度的数字输出，称为比例测量原理(ratio-metric measurement)。由于标准CMOS集成电路多为N阱工艺的限制，只能采用寄生衬底PNP晶体管，集电极必须始终接最低电位。因此在使用时需要将基极(base)和集电极(collector)短接到地形成二极管连接的形式。假如在发射极(emitter)加入偏置(bias)电流，得到基射结电压： 

$V_{\mathrm{BE}}=\frac{\mathrm{kT}}{q}\ln \left(\frac{I_C}{I_S}\right)---\left(1\right)$

其中k为玻尔兹曼常数(1.38×10^-23J/K)，T为绝对温度单位为K，q为单位电荷量(1.602×10^-19C)，I_C为集电极电流，I_S为PNP晶体管的p-n结饱和电流，并且I_S与基射结面积A_J成正比，可以得到两个PNP管在不同的电流偏置下产生的PTAT电压差： 

$\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{BE}}=\frac{\mathrm{kT}}{q}\ln \left(\frac{I_{C1}{A}_{J2}}{I_{C2}{A}_{J1}}\right)---\left(2\right)$

其中I_C1，A_J1，I_C2，A_J2分别为两个晶体管的集电极电流和基射结面积，假设I_C1/I_C2＝m，A_J2/A_J1＝r，又可以得出： 

${\mathrm{\ΔV}}_{\mathrm{BE}}=\frac{\mathrm{kT}}{q}\ln (m\·r)---\left(3\right)$

其温度系数为k/q·ln(m·r)且是正数，由于基射结电压V_BE是负温系数的(不同的集成电路工艺会略有不同，根据所用工艺参数确定)。如图1所示的水平线，将ΔV_BE乘以适当权重系数α与V_BE相加可以得到一个零温度系数的带隙基准电压V_g＝V_BE+αΔV_BE。而参考电压V_REF可以直接使用V_g，也可以将其乘以一个比例系数进行使用，这取决于模数转换器的参考电压的设置。 

根据比例测量原理可以得到两个电压的比例表达式也即是ADC输出数字码为： 

$\mathrm{\μ}=\frac{V_{\mathrm{PTAT}}}{V_g}=\frac{\mathrm{\α\Δ}{V}_{\mathrm{BE}}}{V_{\mathrm{BE}}+\mathrm{\α}{V}_{\mathrm{BE}}}---\left(4\right)$

其中V_REF是与温度无关的，因此μ是PTAT的。摄氏温标表示的温度值可以通过线性运算得到： 

D_OUT＝A·μ+B   (5) 

其中A约为600K(μ从0变化到1所跨越的温度范围为600K)，而B为-273K。从图1可以看到实际所关心的温度范围[T_min,T_max]很窄(一般为-55℃到125℃)，如式(4)所示的现有技术的温度转换函数(见图1)，大概只用到了ADC的30％的动态范围。 

如图1所示，本发明通过提高原来曲线斜率并进行平移即减去一个偏移量(offset voltage,V_off)使得传感器在所需温度范围[T_min,T_max]内满足[M·ΔV_BE,Tmax-N·V_shift]-[M·ΔV_BE,Tmin-N·V_shift]＝2·V_REF时，实现全差分模数转换器动态范围的利用率为100％。本发明中使用新型正负同步开关电容积分电路，在积分的同时减掉偏移量得到新的比例表达式(温度转换函数)： 

${\mathrm{\μ}}_{\mathrm{new}}=\frac{M\·\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{BE}}-V_{\mathrm{orr}}}{V_{\mathrm{REF}}}=\frac{M\·\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{BE}}-N\·V_{\mathrm{shift}}}{V_{\mathrm{REF}}}---\left(6\right)$

其中，T_max和T_min为传感器所需探测温度范围的最大和最小值，μ_new为经过改进的输入模数转换器的温度转换函数，ΔV_BE为PNP晶体管基射结电压差，V_off为总的偏移电压，V_shift为单次积分有效偏移电压，V_REF为模数转换器的参考电压，M为ΔV_BE的放大系数，N为V_shift的放大系数，M、N与积分次数有关，并且V_off＝N·V_shift。式(5)变为： 

D_OUTnew＝A_new·μ_new+B_new   (7) 

其中A_new变小，而B_new不变。相比于现有技术的温度转换函数，从图1可以看出本发明方法可以做到100％的利用率。因此极大节省了ADC的分辨率，降低了电路的复杂度，降低了功耗，解决了传统方法对模数转换器的动态范围利用率低的问题。 

本实施例提供包括带有PNP晶体管传感核心的带隙基准电路，新型正负同步开关电容积分电路，分压及缓冲电路，不交叠时钟产生电路，动态元件匹配(dynamic element matching,DEM)模块(包括：电流源DEM模块和采样电容DEM模块)，12位全差分超低功耗逐次逼近模数转换器(SAR ADC)。在开关电容积分器 中使用全差分运算放大器(FDOPA)，在提高输出电压摆幅的同时消除了开关电容电路中不可避免的电荷注入和时钟馈通引起的共模电压的影响。 

本实施例中的带有传感核心的带隙基准电路如图2所示，主要由第三PNP晶体管(Q₀)与电流密度比值为m的第一PNP晶体管(Q_L)、第二PNP晶体管(Q_R)组成。Q_L、Q_R的发射极分别设置阻值相同的第一偏置电阻(R_bias,L)和第二偏置电阻(R_bias,R)，在R_bias,L、R_bias,R与电流源动态元件匹配模块之间设置第一开关(SW₁)与第二开关(SW₂)，SW₁、SW₂分别可选通地将动态元件匹配模块控制的1：m和m:1的精确比例电流输入Q_L和Q_R，使Q_L和Q_R偏置在不同的电流密度下，产生与温度成正比的基射结电压差，通过运放的反馈，在偏置电阻中产生与温度成正比的电流I_PTAT。然后经过电流镜拷贝在第三PNP晶体管支路的电阻(R₀)上产生与温度成正比的V_PTAT来补偿Q₀负温度系数的V_BE，构造出温度无关的带隙基准电压V_g，然后通分压及缓冲电路产生所需要的参考电压V_REF及偏移电压±V_shift。由于本发明结合了开关电容电路技术，因此将基准电路设计为开关型，可以将斩波技术应用进来，Q_L、Q_R与电流镜间设置斩波运算放大器(如图3所示)，采用折叠共源共栅结构，斩波运算放大器的放大同相、反相输入端分别对应地设有第一输入斩波开关(SW_A)与第二输入斩波开关(SW_B)，保证了偏置电阻R_bias,L和R_bias,R可以正确接入电路以产生I_PTAT，同时在Q_L和Q_R发射极之间产生极性交替变化的±ΔV_BE，作为后续正负同步开关电容积分电路的正向积分输入信号以形成传感核心。斩波运算放大器的输出电流镜支路设置第一输出斩波开关(SW_C)与第二输出斩波开关(SW_D)，用于Q_L、Q_R轮流偏置在1:m和m:1(本实施例中m取为8，在电流源DEM模块控制下精确产生)的电流比下运算放大器同相、反相输入端极性交换时，保证反馈极性的正确。Q_L、Q_R的基极之间设置有阻值为偏置电阻的1/m的电阻(R_S)，第三开关(SW₃)和第四开关(SW₄)保证R_S正确接入到Q_L或Q_R的基极和地之间，用于消除PNP晶体管有限的电流放大系数带来的误差。 

正负同步开关电容积分电路，如图4所示，主要由包括全差分运算放大器、控制单元以及相互通信连接的正向积分单元、反向积分单元组成，用于接收所述基射结电压差、时钟产生电路的对应的时钟信号以及分压及缓冲电路的电压，经过积分输出模拟信号。本实施例中，所述控制单元为两个，分别对应地通信连接于全方差放大器的同相输入端与反向输入端。每个控制单元包括由时序不交叠的 时钟信号(如图5)控制的积分开关.、调零开关、采样电容以及采样电容动态元件匹配模块组成。当调零开关闭合时，采样电容动态元件匹配模块顺序选择一个采样电容，正负同步开关电容积分电路在采样电容上采样失调电压。当调零开关断开，积分开关闭合时，正负同步开关电容积分电路处于积分模式，对输入信号进行正负向同步积分，并消除失调电压完成调零。控制单元由两控制支路并接组成，一控制支路为调零开关，另一控制支路由一电容与积分开关连接组成。 

本实施例的电路中主要采用了动态元件匹配技术(DEM)解决了PNP晶体管偏置电流比例和采样电容与积分电容比例(C_S/C_int)的误差及失配问题，还采用了带有动态失调消除技术的开关电容积分器。在该电路结构工作过程中，每次积分前都会做自动调零，因此残余的失调电压不会累积，大大降低了残余失调电压引入到V_PTAT中带来的温度误差；同时降低了现有技术采用连续时间积分器功耗大的问题。 

根据图6所示电路时序，通过三相不交叠时钟的控制，其中Φ₃作为DEM逻辑的控制时钟，产生DEM控制信号，作为DEM电流源(见图7)中电流源流向选择开关M_0-m,3和M_0-m,4的控制量，每次m+1个单位电流源分为两组，形成1：m的比例，如果一单位电流源I_j(1≤j≤m+1)偏置Q_L，其他另外的m支单位电流源就偏置Q_R。于是在Q_L、Q_R管(本实施例中两个晶体管发射结面积相同，即r＝1)在Φ₃的上升沿和下降沿交替产生+ΔV_BE和-ΔV_BE(由传感器核心电路产生)。虽然每次电流源比例都会有一定误差，但是经过2m次动态交替偏置后其平均误差近似为零，可以消除两电流源比例的一阶失配问题，同时也能消除晶体管面积的失配问题，而积分电路的积分次数恰好为动态元件匹配次数的一半为m。在每次温度转换之前，SW₇和SW₁₀闭合，先进行一次复位(reset)将积分电容C_int上的电荷清零。在Φ₁为高电平期间，SW₅和SW₈闭合，即进入自动调零相，运放工作在单位增益模式，在sel信号的控制下由采样电容DEM模块顺序选择一个采样电容C_SP,x，C_SN,x依次接入(每次DEM接入的电容的值都是相同的)，并且将失调电压存储在了C_SP,x和C_SN,x下极板上，同时输入电压+ΔV_BE采样在正向积分采样电容C_SP,x上极板，而-V_shift采样在负向积分采样电容C_SN,x上极板。当Φ₂为高电平期间，SW₅和SW₈断开，SW₆和SW₉闭合，电路处于积分模式，此时正向积分输入电压已经由DEM电路切换为-ΔV_BE，负向积分输入电压也切换为+V_shift。于是一次积分的输出电压 为2×[ΔV_BE×(C_SPx/C_int)-V_shift×(C_SNx/C_int)]，同时也对固有的失调与在电容上存储的等值电压进行相减运算，结果消除了失调电压的影响。于是经过m次的积分可以得到最终的输出电压为V_int＝2×m×[ΔV_BE×(C_SPx/C_int)-V_shift×(C_SNx/C_int)]。利用(3)式可以得到传感器的温度系数TC_S＝2×m×(k/q)×ln(m)×(C_SP/C_int)。本实施例中采用12位全差分输入逐次逼近模数转换器进行数字量化输出，带隙基准电路在正负积分完成之后，开关不再交替切换，停留在Φ₃的最后的相位上，以产生恒定的参考电压V_REF(本实施例中取为1V)。采用X个最低有效位(LSB)对应1度的温度分辨率以达到可以忽略ADC量化误差带来的温度误差(本实施例中采用X＝32即0.03125℃/LSB的温度分辨率)。传感器和ADC的温度系数必须一致，因此： 

得到C_SP/C_int＝5.452，然后通过对偏移电压V_shift的合理设置可以将ADC的中间码2048(即ADC的差分输入电压为0V)对应于今后要单点校准的校准点温度T_cal(一般为室温27℃)，在300K(27℃)时，令2×m×[(kT)/q×ln(m)×(C_SP/C_int)-V_shift×(C_SN/C_int)]＝0(本实施例中取C_SN/C_int＝1)得到V_shift＝(kT)/q×ln(m)×[(C_SP/C_int)/(C_SN/C_int)]＝0.293V。于是数码0(-V_REF即-1V)则对应(T_cal-2^N-1/X)＝-37℃，而满量程数码2^N-1(+V_REFF即+1V)对应[T_cal+(2^N-1-1)/X]＝90.969℃，传感器具有很宽的温度测量范围(T_range)为2^N/X＝128℃。将ADC的输出码D可以使用如式(9)所示的简单线性公式在数字电路中进行转换得到环境温度的摄氏温标表示的数字码: 

T＝T_cal+(D-2^N-1)/X＝27+(D-2048)/32(℃)   (9) 

由于高精度温度感测需要有很高的温度系数TC_S，但低电压系统工作在1.8V电源电压及以下，现有技术的温度转换函数在放大V_PTAT在[T_min,T_max]内差值的同时将V_PTAT在某一温度下的绝对值也进行了放大，很容易超过电源电压(本实施例中使用现有技术的温度转换函数仅在27℃即300K时V_PTAT就已经达到了4.6877V)，在低压系统中无法有效完成温度信号转换。对此本发明实际也提出了低压系统模拟域的温度信号转换方法，即进行正负两个方向同时积分，在积分±ΔV_BE的同时，反方向积分±V_shift，即减去偏移电压V_off，在保证V_PTAT差值满足精度要求的同时将V_PTAT的绝对值降低到系统电源电压以下，因此可以方便地在模拟域完成温度 信号的转换，然后经过ADC转换得到数字码输出。只要偏移电压设置合理，可以很好地解决低电源电压和高温度系数之间的矛盾，使得传感器具有极高的设计灵活性，感测温度范围和温度分辨率可以方便地进行调整。 

Claims (10)

1.一种温度转换方法，采用由带有传感核心的带隙基准电路、正负同步开关电容积分电路与全差分模数转换器连接组成的温度传感器,带隙基准电路由第三PNP晶体管以及电流密度比值为m的第一PNP晶体管、第二PNP晶体管连接组成，所述第一PNP晶体管、第二PNP晶体管的发射极分别设有阻值相同的第一偏置电阻和第二偏置电阻，其特征在于在第一偏置电阻、第二偏置电阻与电流源之间设置电流源动态元件匹配模块，在第一PNP晶体管支路、第二PNP晶体管支路的电流源与第三PNP晶体管支路的电流源之间设置一电流镜； 

采用包括正向积分单元与负向积分单元的正负同步开关电容积分电路，所述正负同步开关电容积分电路接受传感核心输出的电压信号，所述正向积分单元与负向积分单元分别设有不交叠时钟信号控制的积分开关、调零开关和采样电容动态元件匹配模块，当调零开关闭合时，采样电容动态元件匹配模块顺序选择一个正负同步开关电容积分电路中的采样电容，用于采样失调电压；当调零开关断开，积分开关闭合时，正负同步开关电容积分电路处于积分模式，对输入信号进行正负向同步积分，并消除失调电压完成调零；若干次积分后，与绝对温度成正比的电压实现了与偏移电压V_off的相减，然后输入全差分模数转换器与参考电压进行比较，得到一个与绝对温度成正比的比值，如式(6)，使得传感器在所需温度范围[T_min,T_max]内，当满足[M·ΔV_BE,Tmax-N·V_shift]-[M·ΔV_BE,Tmin-N·V_shift]＝2·V_REF时，模数转换器的动态范围利用率达到100％； 

其中，T_max和T_min为传感器所需探测温度范围的最大和最小值，μ_new为经过改进的输入模数转换器的温度转换函数，ΔV_BE为PNP晶体管基射结电压差，V_off为总的偏移电压，V_shift为单次积分有效偏移电压，V_REF为模数转换器的参考电压，M为ΔV_BE的放大系数，N为V_shift的放大系数，M、N与积分次数有关，并且V_off＝N·V_shift。 

2.根据权利要求1所述的温度转换方法，其特征在于在第一偏置电阻、第二偏置电阻与电流源动态元件匹配模块之间分别设置第一开关与第二开关，所述 第一开关、第二开关分别可选通地将动态元件匹配模块控制的1:m和m:1的精确比例电流输入第一PNP晶体管、第二PNP晶体管的发射极以形成所述传感核心，输出极性交替变换的与温度成正比的电压信号±ΔV_BE； 

在第一PNP晶体管、第二PNP晶体管的基极之间设置有阻值为偏置电阻1/m的电阻，并在该电阻两端分别设置第三开关和第四开关来选择该电阻串联到第一PNP晶体管或第二PNP晶体管的基极和地之间，用于消除PNP晶体管有限的电流放大系数带来的误差； 

在第一PNP晶体管、第二PNP晶体管与电流镜间设置斩波运算放大器，在斩波运算放大器的放大输入端分别设置第一输入斩波开关与第二输入斩波开关，保证了偏置电阻可以正确接入电路以产生I_PTAT；在运算放大器的输出电流镜支路设置第一输出斩波开关与第二输出斩波开关，用于第一PNP晶体管、第二PNP晶体管轮流偏置在1:m和m:1的电流比下运算放大器同相、反相输入端极性交换时，保证反馈极性的正确。 

3.根据权利要求2所述的温度转换方法，其特征在于还包括一不交叠时钟产生电路，所述第一开关、第二开关、第三开关、第四开关、第一输入斩波开关、第二输入斩波开关、第一输出斩波开关、第二输出斩波开关分别通过所述时钟产生电路提供的时序Φ₃，以控制所述开关的启闭；所述电流源动态元件匹配模块通过所述时钟产生电路提供的时序Φ₃，以控制所述模块输出动态元件匹配控制信号，产生精确比例电流源；所述调零开关通过所述时钟产生电路提供的时序Φ₁，以控制所述调零开关的启闭；所述积分开关通过所述时钟产生电路提供的时序Φ₂，以控制所述积分开关的启闭；所述采样电容动态元件匹配模块通过所述时钟产生电路提供的时序sel，以控制所述模块输出动态元件匹配控制信号，顺序选择采样电容。 

4.如权利要求1-3的任意一项，提供一种低功耗高精度集成温度传感器，包括带有传感核心的带隙基准电路、正负同步开关电容积分电路以及全差分模数转换器，所述正负同步开关电容积分电路与模数转换器通信连接，其特征在于还包括分压及缓冲电路、时钟产生电路以及电流源及采样电容动态元件匹配模块， 

所述带有传感核心的带隙基准电路，用于接收所述电流源动态元件匹配模块 的控制信号，输出零温度系数的带隙基准电压；所述传感核心用于输出极性交替变化的基射结电压差； 

所述时钟信号产生电路，用于产生若干种时序不交叠的时钟信号； 

所述电流源和采样电容动态元件匹配模块，用于接受所述时钟产生电路的时钟信号，并输出控制信号； 

所述正负同步开关电容积分电路，包括全差分运算放大器、控制单元以及相互通信连接的正向积分单元、反向积分单元，用于接收所述基射结电压差、时钟产生电路的对应的时钟信号以及分压及缓冲电路的电压，经过积分输出模拟信号； 

所述全差分模数转换器，用于接受所述模拟信号，输出数字信号； 

所述分压及缓冲电路，接受所述零温度系数的带隙基准电压，输出参考电压与反向积分单元的工作电压。 

5.根据权利要求4所述的低功耗高精度集成温度传感器，其特征在于所述带隙基准电路包括第三PNP晶体管与电流密度比值为m的第一PNP晶体管、第二PNP晶体管，所述第一PNP晶体管、第二PNP晶体管的发射极分别设有阻值相同的第一偏置电阻和第二偏置电阻，在所述第一偏置电阻、第二偏置电阻与电流源动态元件匹配模块之间设置第一开关与第二开关，所述第一开关、第二开关分别可选通地将动态元件匹配模块控制的1:m和m:1的精确比例电流输入第一PNP晶体管、第二PNP晶体管的发射极；在第一PNP晶体管、第二PNP晶体管的基极之间设置有阻值为偏置电阻1/m的电阻，并在该电阻两端分别设置第三开关和第四开关来选择该电阻串联到第一PNP晶体管或第二PNP晶体管的基极和地之间，用于消除PNP晶体管有限的电流放大系数带来的误差。 

6.根据权利要求5所述的低功耗高精度集成温度传感器，其特征在于第一PNP晶体管支路、第二PNP晶体管支路的电流源通过一电流镜与第三PNP晶体管支路的电流源通信连接。 

7.根据权利要求6所述的低功耗高精度集成温度传感器，其特征在于所述第一PNP晶体管、第二PNP晶体管与电流镜间设置斩波运算放大器，在斩波运算放大器的放大输入端分别设置第一输入斩波开关与第二输入斩波开关，保证 了偏置电阻可以正确接入电路以产生I_PTAT；在运算放大器的输出电流镜支路设置第一输出斩波开关与第二输出斩波开关，用于第一PNP晶体管、第二PNP晶体管轮流偏置在1:m和m:1的电流比下运算放大器同相、反相输入端极性交换时，保证反馈极性的正确。 

8.根据权利要求7所述的低功耗高精度集成温度传感器，其特征在于所述控制单元为两个，分别对应地通信连接于正向积分单元与反向积分单元，每个控制单元包括由时序不交叠的时钟信号控制的积分开关.、调零开关、采样电容以及采样电容动态元件匹配模块，当调零开关闭合时，采样电容动态元件匹配模块顺序选择一个采样电容，正负同步开关电容积分电路在采样电容上采样失调电压。当调零开关断开，积分开关闭合时，正负同步开关电容积分电路处于积分模式，对输入信号进行正负向同步积分，并消除失调电压完成调零。 

9.根据权利要求8所述的低功耗高精度集成温度传感器，其特征在于所述控制单元由两控制支路并接组成，一控制支路为所述调零开关，另一控制支路由一电容与所述积分开关连接组成，所述两控制支路分别通信连接于全差分运算放大器与正向积分单元或反向积分单元。 

10.根据权利要求9所述的低功耗高精度集成温度传感器，其特征在于所述第一开关、第二开关、第三开关、第四开关、第一输入斩波开关、第二输入斩波开关、第一输出斩波开关、第二输出斩波开关分别通过所述时钟产生电路提供的时序Φ₃，以控制所述开关的启闭；所述电流源动态元件匹配模块通过所述时钟产生电路提供的时序Φ₃，以控制所述模块输出动态元件匹配控制信号，产生精确比例电流源；所述调零开关通过所述时钟产生电路提供的时序Φ₁，以控制所述调零开关的启闭；所述积分开关通过所述时钟产生电路提供的时序Φ₂，以控制所述积分开关的启闭。所述采样电容动态元件匹配模块通过所述时钟产生电路提供的时序sel，以控制所述模块输出动态元件匹配控制信号，顺序选择采样电容。