CN111953206A - 直流变换器的控制方法、直流变换器及可读存储介质 - Google Patents

直流变换器的控制方法、直流变换器及可读存储介质 Download PDF

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Abstract

本公开提供一种直流变换器的控制方法、直流变换器及可读存储介质，包括：检测直流输入电压、直流输出电压，并根据直流输出电压与直流输入电压的比值确定电压增益；根据第一阈值和所述电压增益确定所述变换器的工作模式，并根据所述模式设定第一占空比、第二占空比；检测变换器中电感上的电流并产生电流反馈信号，根据电流反馈信号确定调节分量；根据调节分量调节第一占空比或第二占空比并产生驱动信号以控制直流变换器中开关的通断。本公开的直流变换器、直流变换器的控制方法及可读存储介质，通过电压增益和第一阈值确定变换器的工作模式，使得变换器能够在降压、升压以及降升压重叠等工作模式下运行，使电压增益在1附近也能够连续。

Description

直流变换器的控制方法、直流变换器及可读存储介质
技术领域
本公开涉及电路控制技术，尤其涉及一种直流变换器的控制方法、直流变换器及可读存储介质。
背景技术
在电池储能系统中，常常采用双向直流功率直流变换器(DC-DC直流变换器)连接不同电压的直流母线、储能元件和直流源、以及负载，以实现电流和功率的调节。其中，不隔离的Buck或者Boost双向直流变换器，以最少的开关元件实现高效率的功率变换。但直流变换器两端的电压必须始终是一边高一边低，即直流变换器稳定运行的电压增益只能是大于1(boost)或小于1(buck)。
通过Buck电路和Boost电路的前后级联并共用电感，形成四开关Buck-boost电路结构，可实现系统两端电压高低互换功率变换，即电压增益在1上下很宽模式内连续变化，从而在直流系统中具有很大的灵活性和应用潜力。
传统Buck-boost电路在运行时，对角线开关交替导通，但是在该控制方法下，输出电流或输入电流相比电感电流有效值和纹波都比较大，不利于降低损耗提升直流变换器的效率。为提升Buck-boost电路的变换效率，采用两模式运行控制方法，即根据输入直流输出电压增益要求选择两种不同的运行控制模式，在电压增益低于1时采用Buck模式，在电压增益大于l时采用Boost模式。但是，由于防止桥臂直通必须设置开关死区时间，使得实际Buck模式或Boost模式下的开关占空比总是不能接近1，电压增益在1附近不能实现连续，使得直流变换器的稳定运行控制难以实现。因此，对Buck-boost电路进行控制的方法具有一定的局限性。
为此有人提出在Buck模式和Boost模式之间设置两个模式重叠的过渡区间，采用双载波比较生成两组PWM波进行控制等方法，从而实现电压增益的连续。但这些方法不仅使控制线路复杂化，同时在保持直流变换器开关次数恒定，开关波形对称，并避免死区时间的影响等方面存在局限性。
发明内容
本公开提供一种直流变换器的控制方法、直流变换器及可读存储介质，以解决现有技术中，直流变换器进行控制的方法具有一定的局限性的问题。
本公开的第一个方面是提供一种直流变换器的控制方法，所述直流变换器包括电感和两组开关，第一组开关包括偶数个串联开关并耦接于输入电容的正负两端，第二组开关包括偶数个串联开关并耦接于输出电容的正负两端；所述电感耦接于第一组开关的串联中点和第二组开关的串联中点之间，所述控制方法包括：
检测直流输入电压、直流输出电压，并根据所述直流输出电压与所述直流输入电压的比值确定电压增益；
根据第一阈值和所述电压增益确定所述直流变换器的工作模式，并根据所述模式设定第一占空比、第二占空比；
检测所述电感上的电流并产生电流反馈信号，根据所述电流反馈信号确定调节分量；
根据所述调节分量调节所述第一占空比或所述第二占空比并产生驱动信号以控制所述直流变换器中开关的通断。
本公开的又一个方面是提供一种直流变换器，用于将直流输入电压转换为直流输出电压，包括：
输入电容和输出电容，其中输入电容与输出电容分别承担直流输入电压和直流输出电压；
两组开关，其中第一组开关包括自所述输入电容正端至负端串联连接的第一开关、第三开关、第五开关以及第七开关，第二组开关包括自所述输出电容正端至负端串联连接的第二开关、第四开关、第六开关以及第八开关；
电感，一端耦接于所述第一组开关中第三开关和第五开关的串联中点，另一端耦接于所述第二组开关中第四开关和第六开关的串联中点；
两只跨接电容，其中第一跨接电容耦接于所述第一组开关正端侧两只串联开关的中点与负端侧两只串联开关的中点之间，第二跨接电容耦接于所述第二组开关正端侧两只串联开关的中点与负端侧两只串联开关的中点之间。
控制器，用于采样所述直流输入电压、所述直流输出电压，根据所述直流输出电压与所述直流输入电压的比值确定电压增益，并根据第一阈值和所述电压增益确定所述直流变换器的工作模式，并根据所述模式设定第一占空比、第二占空比；并用于采样电感上的电流产生电流反馈信号，并根据所述电流反馈信号确定调节分量，根据所述调节分量调节所述第一占空比或所述第二占空比并产生驱动信号控制所述两组开关的通断。
本公开的又一个方面是提供一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行以实现如上述第一方面所述的直流变换器的控制方法。
本公开提供的直流变换器的控制方法、直流变换器及可读存储介质的技术效果是：通过电压增益和第一阈值确定出直流变换器的工作模式从而设定第一占空比以及第二占空比，再根据电感上的电流调节第一、第二占空比并产生驱动信号以控制直流变换器中开关的通断，使直流变换器能够工作于降压模式、升压模式、以及降压/增压的重叠模式，从而使直流变换器的电压增益在1附近实现连续。
附图说明
图1为一示例性实施例示出的直流变换器的电路结构图；
图2为本发明一示例性实施例示出的直流变换器的控制方法的流程图；
图3为本发明另一示例性实施例示出的直流变换器的控制方法的流程图；
图4为本发明一示例性实施例示出的控制方法的控制框图；
图5A为本发明一示例性实施例示出的电压增益与开关占空比的关系示意图；
图5B为本发明一示例性实施例示出的电压增益效果示意图；
图5C为本发明一示例性实施例示出的开关信号和电感电压电流示意图；
图6为本发明一详细示例性实施例示出的电压增益与开关占空比的关系示意图；
图7为本发明另一示例性的直流双桥臂双向直流变换器示意图；
图8A为本发明一示例性实施例示出的直流变换器中控制器的结构示意图；
图8B为本发明另一示例性实施例示出的直流变换器中控制器的结构示意图。
具体实施方式
以下将结合附图详细说明各实施例。然而，应了解，本发明提供可在各种具体上下文中体现的许多适用的发明性概念。所论述的具体实施例仅仅说明用以实施和使用本发明的具体方式，而不限制本发明的模式。
图1为一示例性实施例示出的直流变换器的电路结构图。
直流变换器包括两组开关以及一个电感，其中，第一组开关包括串联连接的第一开关S1和第三开关S3，耦接于输入电容Cin的正端A+和负端A-之间；第二组开关包括串联连接的第二开关S2和第四开关S4，耦接于输出电容Cout的正端B+和负端B-之间；电感L耦合在第一开关S1和第三开关S3的公共节点以及第二开关S2和第四开关S4的公共节点之间。通过对四个开关的快速通、断控制，能够使直流变换器中的电感L产生所需的电流值。需要说明的是，本案中的直流变换器是双向直流变换器，输入端和输出端的定义只是一个示例性表示。下文描述中以图1中的A+、A-端作为输入端，B+、B-端作为输出端；在其他一些实施例中，可以定义图1中的A+、A-端可以是输出端，B+、B-端是输入端。进一步的，直流变换器还可以包括控制器，如图1所示，控制器110可以检测直流输入电压V1、直流输出电压V2以及电感电流IL，并生成驱动信号驱动相应开关S1、S2、S3和S4。其中，所述控制器可以为PWM控制器。或者，所述控制器110可以实现为数字控制器，如微控制器和/或数字信号处理器等。
其中，本实施例提供的方案中，可以用于控制如图1所示的直流变换器，具体可以通过控制器执行本实施例提供的方法，控制直流变换器中开关的通断，使直流变换器中电感上的电流值稳定，进而向负载提供稳定的电流，并且使直流输出电压与直流输入电压的电压增益在1附近也能够连续。
图2为本发明一示例性实施例示出的直流变换器的控制方法的流程图。以图1中的直流变换器为例，本实施例提供的方法如图2所示，包括：
步骤201，检测直流输入电压V1、直流输出电压V2，并根据直流输出电压V2与直流输入电压V1的比值确定电压增益r。
实际应用时，可以在直流变换器中设置电压检测电路，用于检测直流变换器的直流输入电压和直流输出电压，也可通过控制器中的采样单元实现输入、直流输出电压的检测。
其中，根据检测的直流输出电压V2、直流输入电压V1计算直流输出电压与直流输入电压的比值V2/V1，将这个比值作为直流变换器控制需要实现的电压增益r，并根据电压增益r来判断直流变换器工作的模式。
步骤202，根据第一阈值K1和电压增益r确定直流变换器的工作模式，并根据所属的模式设定第一占空比D1、第二占空比D2。
其中，本实施例提供的方法中，还可以预先设置第一阈值。例如，可以根据实际需要设置一固定的第一阈值K1，并将其存储在控制器中；还可以根据预设开关频率和预设开关死区时间确定该第一阈值K1，并将其存储在控制器中。
具体的，开关频率是指直流变换器中开关的驱动信号的频率，即直流变换器中开关进行开通关断的频率，与开关周期成倒数关系。开关死区时间是指为了避免使如图1所示的每个桥臂的上下管同时导通而设置的一个保护时段。设计死区时间的驱动脉冲可以防止上下两个器件同时导通。也就是说，当一个器件导通后关闭，再经过一段死区，这时才能让另一个导通。实际应用时，可以根据需求设置相应的开关频率和开关死区时间。
占空比是指在一个开关周期内，开关导通时间相对于开关周期所占的比例。因此，在一个开关周期内，可以用开关周期Ts减去预设开关死区时间Tdead再除以Ts确定出直流变换器能达到的最大占空比，为(Ts-Tdead)/Ts，即为第一阈值K1，经过变形K1＝(1-fs*Tdead)，fs为预设开关频率。其中，预设开关死区时间可以根据实际情况进行设置。
进一步的，本实施例提供的方法中，根据第一阈值K1对直流变换器的工作模式进行划分，并通过电压增益r来判断直流变换器的工作模式，再根据不同模式设定相应开关的占空比，从而对直流变换器中开关的进行控制。由于直流变换器的电压增益在1附近的控制是目前的难点，因此，可以根据第一阈值进一步划分1附近的区域模式。例如，可以将电压增益r小于第一阈值K1时，控制直流变换器工作于第一个模式；将电压增益r在第一阈值K1与1之间时，控制直流变换器工作于第二个模式；将电压增益r在1与第一阈值的倒数1/K1之间时，控制直流变换器工作于第三个模式；将电压增益r大于第一阈值的倒数1/K1时，控制直流变换器工作于第四个模式。进一步的，可以根据不同的模式，设定第一占空比D1以及第二占空比D2。
步骤203，检测直流变换器中电感上的电流并产生电流反馈信号，根据电流反馈信号确定调节分量。
实际应用时，为了保证电感上的电流与需要的电流值相符，对电感上实际的电流进行采样得到电流反馈信号，确定调节分量，从而更进一步的对直流变换器中开关的占空比进行调整，使得电感上产生的电流更加稳定且符合预期。
其中，在直流变换器中还可以设置电流检测电路，用于检测直流变换器中电感上的电流从而产生电流反馈信号。也可通过控制器中的采样单元实现电感电流的检测。
可选的，步骤203中检测电流的步骤，可以与步骤201中检测电压的步骤同时进行，即同时检测直流变换器的直流输入电压、直流输出电压以及电感上的电流。因此，对于步骤203与步骤201-202的时序并不作限制。
步骤204，根据调节分量调节第一占空比D1或第二占空比D2并产生驱动信号以控制直流变换器中开关的通断。
具体的，本实施例提供的方法中，还可以通过电感上的电流对占空比实现闭环调节。基于不同模式下设定的基本的第一、二占空比，通过电感上电流的反馈信号对第一占空比或者第二占空比进行微调，从而调整电感上的电流大小。
根据调节后的第一占空比D1产生驱动信号控制直流变换器中的一组开关；根据调节后的第二占空比D2产生驱动信号控制直流变换器中的另外一组开关。例如，第一占空比D1可以用来控制图1中的S1、S3的状态，第二占空比D2可以用来控制其中的S2、S4的状态。通过控制开关的通断状态，能够改变直流变换器的直流输出电压，从而使直流变换器的电压增益与计算得到的电压增益相符。具体的，根据调节后的第一占空比D1产生驱动信号控制第一开关S1，并产生互补驱动信号控制第三开关S3，即S1导通时，S3断开，因此，第一占空比D1可以直接控制S1的状态，还可以间接的控制S3的状态。与之类似，根据调节后的第二占空比D2产生驱动信号控制第二开关S2，并产生互补驱动信号控制第四开关S4，即第二占空比D2可以直接控制S2的状态，还可以间接控制S4的状态。需要说明的是，实际应用中，互补导通的两个开关是考虑了死区时间的，为了简化分析，下述描述将不再特意说明，其属于本领域技术人员应当理解的内容。
本实施例提供的方法可以用于控制如图1所示的直流变换器，该方法由设置有本实施例提供的方法的设备执行，该设备通常以硬件和/或软件的方式来实现。
进一步的，图3为本发明另一示例性实施例示出的直流变换器的控制方法的流程图。如图3所示，本实施例提供的直流变换器的控制方法包括：
步骤301，根据预设开关频率和预设开关死区时间确定第一阈值K1；根据预设开关频率的一半和预设开关死区时间确定第二阈值K2。
本实施例提供的方法中，可以预先设置第一阈值K1以及第二阈值K2。实际应用时，设置第一阈值K1＝(1-fs*Tdead)。在第二、三模式(Buck-Boost模式)时，原有的开关频率基础上，四个开关的工作频率变为原来的一半，即0.5fs。相应的，随着频率的改变，开关的占空比阈值也会改变，可以根据开关频率的一半0.5fs确定第二阈值K2，与第一阈值的确定方式类似，第二阈值K2＝(1-0.5fs*Tdead)。其中，第三开关S3仍然与第一开关S1为互补的关系，第四开关S4仍然与第四开关S2为互补的关系。
步骤302，检测直流输入电压V1、直流输出电压V2，并根据直流输出电压V2与直流输入电压V1的比值确定电压增益r。
步骤302与步骤201的实现方式和原理相似，不再赘述。
具体的，直流输出电压V2与采集的直流输入电压V1的比值可以作为电压增益r，并根据电压增益r以及预设的第一阈值K1确定直流变换器的工作模式，从而根据不同模式对直流变换器的开关的进行控制。
步骤303，检测直流变换器中电感上的电流产生电流反馈信号。
步骤303与步骤203中检测电流反馈信号的实现方式和原理类似，不再赘述。
相似的，本实施例中，检测直流变换器的直流输入电压、直流输出电压以及检测电感上的电流也可以同时进行。即本步骤可以与步骤302中检测电压的步骤同时进行。
步骤304，根据预设电流参考值
Figure BDA0002058276990000083
与反馈电流信号进行比较，确定电流误差；通过电流调节器确定电流误差对应的调节分量。
其中，可以预先设置电流参考值
Figure BDA0002058276990000084
该电流参考值可以是期望的电流值。因此，可以通过调控电感上的电流大小，达到输出稳定电流的目的。另外，当直流变换器还具有电压外环控制时，该电流参考值可以由电压外环决定。
具体的，可以根据检测得到的电流反馈信号与预设电流参考值
Figure BDA0002058276990000085
进行比较，确定出电流误差，例如，可以将检测的电流值与电流参考值相减，得到电流误差。进一步的，可以将电流误差输入电流调节器，以使该电流调节器输出调节分量。电流调节器可以设置在控制器中，用于确定调节分量，例如，该电流调节器可以是PI调节器。
本实施例中，本步骤可以在确定直流变换器工作模式之前进行，即先根据电流反馈信号计算出调节分量，再根据电压增益与第一阈值判断直流变换器的工作模式，从而确定第一占空比、第二占空比。本步骤也可以先根据电压增益与第一阈值判断直流变换器的工作模式，确定好第一占空比、第二占空比，再根据电流反馈信号计算出调节分量。因此本案对该步骤的执行时序并不以此为限。
需要说明的是，稳态运行时直流变换器中电感两端的电压平均值相等，因此第一开关、第二开关与输入、输出两端电压的关系可以表示为：
D1*V1＝D2*V2
其中，D1是指第一开关S1的占空比，D2是指第二开关S2的占空比。第三开关S3与第一开关S1互补，第四开关S4与第二开关S2互补。
根据上述公式可以推导出
Figure BDA0002058276990000081
因此通过电压增益
Figure BDA0002058276990000082
来控制占空比来调节电感两端的电压值，进而调整电感上的电流值。
进一步的，对于步骤305、307、309、311，具体执行步骤基于电压增益以及第一阈值K1进行确定。其中，当计算的电压增益r远离1附近时，可以控制直流变换器工作于第一模式(步骤305)或者第四模式(步骤311)，并且基于电压增益r确定第一占空比和第二占空比，此时只有两个开关需要工作。具体如下：
步骤305，若电压增益r小于第一阈值K1，则控制直流变换器工作于第一模式。
实际应用时，本实施例提供的方法中，若计算的电压增益小于第一阈值K1，则认为电压增益较低，此时，可以设置直流变换器工作于第一模式。其中，该第一模式即为降压模式(Buck模式)。此时，开关频率为fs。
步骤306，设定第一占空比D1为电压增益r，设定第二占空比D2为1。
以图1为例，将第二占空比D2设定为1，也就是将第二开关S2设置为持续导通状态，将第四开关S4设置为持续关断状态。第一开关S1、第三开关S3按照电压增益r确定的占空比进行工作，从而使直流变换器变成传统的Buck电路，工作于第一模式(Buck模式)。当第一开关S1导通、第三开关S3关断时，电感储能；当第一开关S1断开，第三开关S3导通后，电感中的能量被转换到负载中，为负载提供能量。
步骤311，若电压增益r大于或等于第一阈值的倒数1/K1，则控制直流变换器工作于第四模式。
若电压增益大于或等于第一阈值的倒数，则可以认为电压增益较高，此时，可以将控制直流变换器工作于第四模式，即升压模式(Boost模式)。
步骤312，设定第一占空比D1为1，并设定第二占空比D2为电压增益r的倒数。
当电压增益属于第四模式时，电压增益r超过1/K1时，直流变换器进入Boost模式，从而设定第一占空比为1，第二占空比为电压增益的导数，即D1＝1，D2＝1/r。控制第一开关S1持续导通，相应的，第三开关S3持续关断，第二开关S2、第四开关S4按照电压增益确定的占空比1/r进行工作，从而使直流变换器进入Boost模式。当第四开关S4导通、第二开关S2关断时，电感储能；当第四开关S4断开，第二开关S2导通后，输入电容Cin和电感中的能量被转换到负载中，为负载提供能量。
进一步的，当电压增益r属于1附近的模式时，为了实现电压增益的连续，可以设置直流变换器工作于降压/升压的重叠模式(Buck-Boost模式)，并将电压增益大于1和小于1进行具体的模式划分(步骤307/步骤309)，并且基于第二阈值K2确定第一占空比和第二占空比。此时，四个开关需要共同动作，从而保证电压增益能够稳定在1附近。具体如下：
步骤307，若电压增益r等于或大于第一阈值K1且小于1，则控制直流变换器工作于第二模式。
此时，第二模式下的开关频率为是第一模式时开关频率的一半，即0.5fs。
步骤308，设定第一占空比D1为电压增益r与第二阈值K2的乘积，设定第二占空比D2为第二阈值K2。
实际应用时，当电压增益r在1附近时控制直流变换器工作于Buck-Boost模式。其中，若电压增益大于或等于第一占空比阈值K1，且小于1，控制直流变换器工作于第二模式。本实施例提供的方法将第一占空比D1设定为电压增益r与第二阈值K2的乘积，将第二占空比D2设定为第二阈值K2；从而第一开关S1的占空比随电压增益与第二阈值进行比例变换后得到，即D1＝r*K2，第二开关S2以一固定的占空比D2＝K2进行开关，从而实现直流变换器整体电压增益是Buck与Boost两种模式下电压增益的乘积。
步骤309，若电压增益r等于1，或大于1且小于第一阈值的倒数1/K1，则控制直流变换器工作于第三模式。
此时，开关频率为电压增益是第一模式时开关频率的一半，即0.5fs。
步骤310，设定第一占空比D1为第二阈值K2，设定第二占空比D2为第二阈值K2与电压增益r的比值。
具体的，电压增益在1附近，即电压增益r是大于或等于1且小于第一阈值的倒数1/K1时，控制直流变换器工作于第三模式。进入第三模式，可以设定第一占空比为第二阈值，设定第二占空比为第二阈值与电压增益的比值，即D1＝K2，D2＝K2/r。从而第一开关S1以一固定的占空比D1＝K2进行开关，第二开关S2的占空比随电压增益与第二阈值的比值进行比例变换后得到，即D1＝r*K2，同样实现直流变换器整体电压增益是Buck与Boost两种模式下电压增益的乘积。
步骤313，根据调节分量d调节第一占空比D1或第二占空比D2。
具体的，第一模式下，设定第一占空比D1为电压增益r，设定第二占空比D2为1，并且根据调节分量d微调第一占空比D1。在第二模式下，设定第一占空比D1为电压增益r与第二阈值K2的乘积，设定第二占空比D2为第二阈值K2，并根据调节分量d微调第一占空比D1。在第三模式下，设定第一占空比D1为第二阈值K2，设定第二占空比D2为第二阈值K2与电压增益r的比值，并根据调节分量d微调第二占空比D2。在第四模式下，设定第一占空比D1为1，并设定第二占空比D2为电压增益r的倒数，并且根据调节分量d微调第二占空比D2。
步骤314，根据调节后的第一占空比D1产生驱动信号控制第一开关S1、并产生互补驱动信号控制第三开关S3；根据调节后的第二占空比D2产生驱动信号控制第二开关S2、并产生互补驱动信号控制第四开关S4。
其中，如图1所示，第一开关S1与第三开关S3的通断为互补关系，第一占空比D1可以用于直接生成第一开关S1的驱动信号，还可以间接的生成第三开关S3的驱动信号；第二开关S2与第四开关S4的通断为互补关系，第二占空比D2控制第二开关和第四开关与之类似。当第一开关S1导通时，第三开关S3关断，相似的，当第二开关S2导通时，第四开关S4关断，反之亦然。从而基于调节后的第一占空比、第二占空比生成四个驱动信号分别用于驱动开关S1、S2、S3以及S4，从而控制直流变换器实现需要的电压增益。
第一、二模式中，调节分量只调节第一占空比，第二占空比未被调节，则基于调节后的第一占空比控制第一开关S1、第三开关S3的通断，基于未被调节的第二占空比控制第二开关S2、第四开关S4的通断；第三、四模式中，调节分量只调节第二占空比，第一占空比未被调节，则基于未被调节的第一占空比控制第一开关S1、第三开关S3的通断，基于被调节的第二占空比控制第二开关S2、第四开关S4的通断。
进一步的，设置第一占空比产生的驱动信号与第二占空比产生的驱动信号的相位为同相。在一些实施例中，第一占空比产生的驱动信号与第二占空比产生的驱动信号的相位可以错向180°或者其他角度，本案不以此为限。
图4为本发明一示例性实施例示出的控制方法的控制框图。
如图4所示，V1是直流变换器的直流输入电压，V2是直流输出电压，根据V1、V2确定出电压增益r，
Figure BDA0002058276990000111
为预设电流参考值，IL是电感的电流，基于电感的参考电流值和电感上的电流能够得到调节分量d，再根据计算得到的电压增益r以及调节分量d共同确定出第一、第二占空比D1、D2，从而实现闭环控制。
图5A为本发明一示例性实施例示出的电压增益与开关占空比的关系示意图。如图5A所示，横坐标为电压增益r，纵坐标为开关占空比D，具体图中是指第一占空比和第二占空比的示意图。其中的实线是第二占空比，虚线是第一占空比。
如图所示，在电压增益r小于第一阈值K1时，也就是属于第一模式(1#)时，设定第二占空比为1，第一占空比设置为电压增益；在电压增益r处于第一阈值K1与1之间时，也就是属于第二模式(2#)时，第二占空比为第二阈值K2的值，第一占空比等于电压增益r与第二阈值K2的乘积；在电压增益r处于1与第一阈值的倒数1/K1之间时，也就是属于第三模式(3#)时，设定第一占空比等于第二阈值K2的值，第二占空比为第二阈值K2与电压增益的比值；在电压增益r大于第一阈值K1的倒数时，也就是属于第四模式(4#)时，设定第一占空比等于1，第二占空比为电压增益的倒数。
本发明可以通过预设的第一阈值以及直流输出电压与直流输入电压的比值确定直流变换器的工作模式；在第二、三模式(buck-boost模式)中，基于模式重叠，采用占空比跳变与比例变换，实现电压增益的连续。另外通过电感上的电流对第一占空比和/或第二占空比进行微调，从而使直流变换器的输出更加准确。
图5B为本发明一示例性实施例示出的电压增益效果示意图。如图5B所示，横坐标是指计算的电压增益，纵坐标是实际的电压增益值。其中，实线现有技术中能够实现的电压增益，虚线是本实施例中能够实现的电压增益。具体的，左下方的折线是直流变换器在Buck模式下的电压增益，右上方的折线是直流变换器在Boost模式下的电压增益。从图中可以看出，在1#模式内，直流变换器仅工作在Buck模式下，在4#模式内，直流变换器仅工作在Boost模式下，在2#、3#模式内，直流变换器工作在Buck和Boost重叠的模式(Buck-Boost模式)下，重叠的电压增益如虚线部分所示。本实施例提供的方法，当目标的电压增益在1附近时，通过控制直流变换器工作在Buck、Boost重叠的模式下，采用占空比跳变与比例变换，能够使其实际的电压增益稳定在1附近，并且，能够使直流变换器的电压增益在1附近线性连续变化。另一方面，本实施例在2#、3#模式内时，开关频率降为一半，因此整个开关管的损耗并不会增加。
图5C为本发明一示例性实施例示出的开关信号和电感电压电流示意图。
如图5C所示，在1#模式内，第二占空比设定为1，因此第二开关S2的驱动信号维持高电平，第二开关S2为一直导通状态，相应的，第四开关S4为一直关断状态；设定第一占空比为电压增益r，因此第一开关S1和第三开关S3的驱动信号根据电压增益r确认的占空比确定，第一开关S1和第三开关S3交替导通。
在2#模式内，开关频率为第一模式或第四模式时的一半。并且第二开关S2的占空比固定为K2，相应的，第四开关S4的占空比固定为1-K2，根据占空比产生相应的驱动信号驱动第二开关和第四开关。第一开关S1占空比为r*K2，相应的第三开关S3的占空比为1-r*K2，根据相应的占空比产生驱动信号驱动第一开关和第三开关。并且此模式中，第一开关S1的驱动信号与第二开关S2的驱动信号的相位可以同相或者错向一定角度。
在3#模式内，开关频率为第一模式或第四模式时的一半。并且第一开关S1的占空比固定为K2，相应的，第三开关S3的占空比固定为1-K2，根据占空比产生相应的驱动信号驱动第一开关和第三开关。第二开关S2根据电压增益r确定的占空比动作，第二开关S2的占空比为K2/r，同时，相应的第四开关S4的占空比为1-K2/r，并根据相应的占空比产生驱动信号驱动第二开关和第四开关，从而使直流变换器工作在Buck和Boost重叠的模式下。并且此模式中，第一开关S1的驱动信号与第二开关S2的驱动信号的相位可以同相或者错向一定角度。
在4#模式内，第一开关S1的占空比设定为1，驱动信号维持高电平，即为一直导通状态，相应的第三开关S3的占空比为0，处于一直关断状态。另外第二开关S2和第四开关S4按照电压增益r确定的占空比动作，第二开关S2和第四开关S4交替导通，使直流变换器工作在Boost模式下。
下面以一详细实施例来说明本实施例提供的方案。
本实施例中，直流变换器为如图1所示的降压-升压直流变换器。
其中，预设开关频率为fs＝60kHz，第一阈值为K1＝1-fs*Tdead＝0.92；当开关频率的一半为30kHz时，第二阈值K2＝1-0.5*fs*Tdead＝0.96。
图6为本发明一详细示例性实施例示出的电压增益与开关占空比的关系示意图。其中虚线代表第一占空比，实线代表第二占空比。
如图6所示，假定起始时，电压增益远小于1，直流变换器工作在#1模式下，即第一模式(Buck模式)，第二占空比(实线)为1，第一占空比(虚线)等于电压增益r。随后电增益r(V2/V1)逐渐增加，第一占空比也随之逐渐增大，当电压增益r增大至0.92(也就是第一阈值)时，第一占空比D1也达到极限0.92。
此时直流变换器进入#2区，进入第二模式(buck-boost模式)四个开关开始同时工作。为了减小开关损耗，开关频率降为30kHz。此时第一占空比跳变为电压增益r与第二阈值K2的乘积0.883，即0.92与0.96的乘积；同时，第二开关S2由持续导通转为以开关频率30kHz，第二占空比0.96(第二阈值)开始工作，并且其占空比产生的驱动信号与S1的驱动信号同相或者错相一定角度。并且之后随着电压增益的增加，第一占空比为r*K2，第二占空比保持为0.96。
若电压增益r继续增大至1，第一开关S1的占空比将随之增大至0.96(第二阈值)，此后电压增益r继续增大时，直流变换器进入#3区，即进入第三模式(buck-boost模式)，第一开关S1的第一占空比固定等于第二阈值0.96，第二开关S2的第二占空比由固定的0.96转为第二阈值K2与电压增益r的比值(K2/r)，之后随r的增大而减小。并且第一占空比产生的驱动信号与第二占空比产生的驱动信号同相或者错相一定角度。
电压增益r继续增大，直至电压增益增大至1.087(第一阈值0.92的倒数)时，第一开关S1的第一占空比由0.96(第二阈值K2)跳变至1,第二开关S2的第二占空比由0.883(K2/r＝0.96/1.087)跳变至0.92(电压增益1.087的倒数)。此后直流变换器进入#4区，进入第四模式(Boost模式)，第一开关S1的第一占空比为1，开始持续导通，第二占空比变为1/r，并且继续随着电压增益而变化，开关频率由30kHz跳升为60kHz。
在另一种实施方式中，步骤313之后，还可以执行步骤315。
步骤315，根据调节后的第一占空比D1产生驱动信号控制第一组开关；根据调节后的第二占空比D2产生驱动信号控制第二组开关。
本实施例提供的方法，适用于控制包括两组开关的多电平直流变换器。在一些实施例中，直流变换器具有两组开关，其中第一组开关包括输入电容正端至负端串联连接的第一开关、第三开关、第五开关、第七开关等四个串联开关，第二组开关包括输出电容正端至负端串联连接的第二开关、第四开关、第六开关和第八开关等另四个串联开关；其中，第一组开关包括两个通断关系互补的第一开关与第七开关，和两个通断关系互补第三开关与第五开关；第二组开关包括两个通断关系互补的第二开关和第八开关，以及两个通断关系互补第四开关和第六开关；第一开关、第三开关的驱动信号相位错相180°；第二开关、第四开关的占空比的驱动信号相位错相180°。
图7为本发明另一示例性的直流双桥臂双向直流变换器示意图。如图7所示，在该直流变换器中，包括耦接至输入电容Cin正端A+至负端A-之间的第一组开关，第一组开关包括串联连接的第一开关S1、第三开关S3、第三开关S5、第七开关S7，其中，第一开关S1和第七开关S7互补导通，第三开关S3和第五开关S5互补导通。还包括耦接至输出电容Cout正端B+至负端B-之间的第二组开关，第二组开关包括串联连接的第二开关S2、第四开关S4、第六开关S6、第八开关S8，其中，第二开关S2和第八开关S8互补导通，第四开关S4和第六开关S6互补导通。电感，一端耦接于第一组开关中第三开关S3和第五开关S5的串联中点，另一端耦接于第二组开关中第四开关S4和第六开关S6的串联中点。两只跨接电容，其中第一跨接电容C1的一端耦接于第一开关S1和第三开关S3的串联中点，另一端耦接于第五开关S5和第七开关S7的串联中点之间，第二跨接电容C2的一端耦接于第二开关S2和第四开关S4的串联中点之间，另一端耦接于第六开关S6和第八开关S8的串联中点之间。
具体的，第一开关S1与第三开关S3占空比与第一占空比相同，且驱动信号相位错位180°；第二开关S2与第四开关S4的占空比与第二占空比相同，且驱动信号相位错位180°。
进一步的，可以认为第一组开关构成的桥臂为A桥臂，即S1、S3、S5、S7构成了直流变换器的A桥臂。第二组开关构成的桥臂为B桥臂，即S2、S4、S6、S8构成了直流变换器的B桥臂。这两个桥臂上的开关占空比可以单独控制。
当电压增益在第二模式、第三模式下时，第一开关S1的驱动信号与第二开关S2的驱动信号同相或者错相180°，第三开关S3的驱动信号与第四开关S4的驱动信号同相或者错相180°。在其他一些实施例中，还可以驱动信号还可以错相其他角度。
下面以例子详细说明基于本实施例提供的方法控制如图7所示的直流变换器。
假设预设开关频率为30kHz；当开关频率是30kHz时，第一阈值K1＝0.94；当开关频率一半15kHz时，第二阈值K2＝0.97。
假定起始时，电压增益远小于1，直流变换器工作于第一模式，A桥臂开关频率30kHz，B桥臂S2和S4常通。电感电压的等效开关频率为60kHz。
随后电压增益r(V2/V1)逐渐增加，第一占空比逐渐增大，到r增大至0.94时，占空比达到极限0.94，S1和S3降频为15kHz，其占第一占空比跳变至0.912后继续工作(为电压增益r与第二开关阈值0.97的乘积)，同时S2和S4由持续导通转为15kHz第二占空比0.97开关工作，并且第一开关S1的驱动信号与第二开关S2的驱动信号同相或者错相180°。
若电压增益r继续增大至1，S1和S3的占空比将随之增大至0.97，此后电压增益r继续增大时限制S1和S3的占空比不再增大保持恒定(0.97)，而让S2和S4开关占空比由固定转为随电压变比而浮动，即随r的增大而减小。
直至电压变比增大至1.064(第一阈值0.94的倒数)时，使S1和S3的占空比由0.97跳变至1(持续导通)，使S2和S4的占空比由0.912跳变至0.94并继续随着电压变比而变化，开关频率由15kHz跳升为30kHz。
图8A为本发明一示例性实施例示出的降压-升压直流变换器中控制器的结构示意图。
如图8A所示，控制器110，例如可以用于控制如图1中的两组开关的通断，包括：
采样单元611，用于检测直流输入电压、直流输出电压，以及检测电感L上的电流产生电流反馈信号；
电压调节单元612，用于根据直流输出电压与直流输入电压的比值确定电压增益r，并根据预设第一阈值和电压增益r确定直流变换器的工作模式，并根据所属的模式确定第一占空比、第二占空比；
电流调节单元613，用于根据电流反馈信号确定调节分量；
主计算单元614，用于根据调节分量调节第一占空比或第二占空比并产生驱动信号以控制直流变换器中开关的通断。
控制器110可以用于控制如图1所示的两组开关，同样的，图8A中的控制器可以用于如图7所示的直流变换器上的两组开关。实施例提供的直流变换器中，控制器110的具体原理和实现方式均与图2所示的实施例类似，此处不再赘述。
图8B为本发明另一示例性实施例示出的直流变换器中控制器的结构示意图。如图8B所示，所述控制器110中还包括预设单元615，用于：根据预设开关频率和预设开关死区时间确定第一阈值K1；根据所述预设开关频率的一半和所述预设开关死区时间确定第二阈值K2。
在一些实施例中，电流调节单元613具体用于：根据预设电流参考值与电流反馈信号进行比较，确定电流误差；通过电流调节器确定电流误差对应的调节分量。
电压调节单元612用于根据电压增益与第一阈值判断直流变换器的工作模式：
若电压增益r小于第一阈值K1，则控制直流变换器工作于第一模式；
若电压增益r等于第一阈值K1，或大于第一阈值且小于1，则控制直流变换器工作于第二模式；
若电压增益等于1，或大于1且小于第一阈值的倒数1/K1，则控制直流变换器工作于第三模式；
若电压增益大于或等于第一阈值的倒数1/K1，则控制直流变换器工作于第四模式。
若电压增益属于第一模式，则电压调节单元612还用于设定第一占空比K1为电压增益r，第二占空比为1；
若电压增益属于第四模式，则电压调节单元612还用于设定第一占空比为1，第二占空比为电压增益的倒数1/r。
若电压增益属于第二模式，则电压调节单元612还用于设定第一占空比为电压增益r与第二阈值K2的乘积r*K2，第二占空比为第二阈值K2。
若电压增益属于所述第三模式，则电压调节单元612还用于设定第一占空比为第二阈值K2，第二占空比为第二阈值K2与电压增益r的比值K2/r。
可选的，当直流变换器工作于第二模式或第三模式时，开关的开关频率为第一模式或第二模式时的一半。此处是指开关S1-S4的开关频率均为原来的一半。可选的，在第二模式、第三模式下，第一开占空比产生的驱动信号与第二占空比产生的驱动信号的相位同相或者错相一定角度。
控制器110还可以用于控制如图7所示的飞跨电容三电平的直流变换器。其中，主计算单元614具体用于：
根据调节后的第一占空比控制第一组开关(S1、S3、S5、S7)，其中，第一组开关包括两个通断关系互补的第一开关S1、第七开关S7，以及通断关系互补的第三开关S3、第五开关S5；
根据调节后的第二占空比控制第二组开关(S2、S4、S6、S8)，其中，第二组开关包括两个通断关系互补的第二开关S2、第八开关S8，以及通断关系互补的第四开关S4、第六开关S6；
其中，第一开关S1、所述第三开关S3的占空比相同，且两个开关S1、S3的驱动信号的相位错相180°；同样的，第二开关S2、所述第四开关S4的占空比相同，且驱动信号的相位错相180°。
可选的，在所述第二模式、第三模式下，第一开关S1与第二开关S2的驱动信号同相或者错相180°；第三开关S3与第四开关S4的驱动信号同相或者错相180°。在其他一些实施例中，驱动信号的相位还可以错向其他角度。
本实施例提供的降压-升压直流变换器中，控制器110的具体原理和实现方式均与图3所示的实施例类似，此处不再赘述。
本实施例还提供一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，
计算机程序被处理器执行以实现如上所述的任一种直流变换器的控制方法。
本领域普通技术人员可以理解：实现上述各方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成。前述的程序可以存储于一计算机可读取存储介质中。该程序在执行时，执行包括上述各方法实施例的步骤；而前述的存储介质包括：ROM、RAM、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的模式。

Claims (24)

1.一种直流变换器的控制方法，所述直流变换器包括电感和两组开关，第一组开关包括偶数个串联开关并耦接于输入电容的正负两端，第二组开关包括偶数个串联开关并耦接于输出电容的正负两端；所述电感耦接于第一组开关的串联中点和第二组开关的串联中点之间，其特征在于，所述控制方法包括：
检测直流输入电压、直流输出电压，并根据所述直流输出电压与所述直流输入电压的比值确定电压增益；
根据第一阈值和所述电压增益确定所述直流变换器的工作模式，并根据所述模式设定第一占空比、第二占空比；
检测所述电感上的电流并产生电流反馈信号，根据所述电流反馈信号确定调节分量；
根据所述调节分量调节所述第一占空比或所述第二占空比并产生驱动信号以控制所述直流变换器中开关的通断。
2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，还包括：
根据预设开关频率和预设开关死区时间确定所述第一阈值；
根据所述预设开关频率的一半和所述预设开关死区时间确定第二阈值。
3.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述根据所述电流反馈信号确定调节分量，包括：
根据预设电流参考值与所述电流反馈信号进行比较产生电流误差；
通过电流调节器确定所述电流误差对应的调节分量。
4.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于，所述根据第一阈值和所述电压增益确定所述直流变换器的工作模式，包括：
若所述电压增益小于所述第一阈值，则控制所述直流变换器工作于第一模式；
若所述电压增益等于所述第一阈值，或大于所述第一阈值且小于1，则控制所述直流变换器工作于第二模式；
若所述电压增益等于1，或大于1且小于所述第一阈值的倒数，则控制所述直流变换器工作于第三模式；
若所述电压增益大于或等于所述第一阈值的倒数，则控制所述直流变换器工作于第四模式。
5.根据权利要求4所述的控制方法，其特征在于，
于所述第一模式中，设定所述第一占空比为所述电压增益，设定所述第二占空比为1。
6.根据权利要求4所述的控制方法，其特征在于，
于所述第二模式中，设定所述第一占空比为所述电压增益与所述第二阈值的乘积，设定所述第二占空比为所述第二阈值。
7.根据权利要求4所述的控制方法，其特征在于，
于所述第三模式中，设定所述第一占空比为所述第二阈值，设定所述第二占空比为所述第二阈值与所述电压增益的比值。
8.根据权利要求4所述的控制方法，其特征在于，
于所述第四模式中，设定所述第一占空比为1，设定所述第二占空比为所述电压增益的倒数。
9.根据权利要求4所述的控制方法，其特征在于，所述第一组开关包括自所述输入电容正端至负端串联连接的第一开关、第三开关；第二组开关包括自所述输出电容正端至负端串联连接的第二开关、第四开关；其中，
根据调节后的所述第一占空比产生驱动信号控制第一开关，并产生互补驱动信号控制第三开关；
根据调节后的所述第二占空比产生驱动信号控制第二开关，并产生互补驱动信号控制第四开关。
10.根据权利要求9所述的控制方法，其特征在于，还包括：
在所述第二模式、第三模式下，所述第一开关的驱动信号与所述第二开关的驱动信号的相位为同相。
11.根据权利要求4所述的控制方法，其特征在于，还包括：
所述第二模式或第三模式下的开关频率为所述第一模式或第四模式下开关频率的一半。
12.根据权利要求4-8任一项所述的控制方法，其特征在于，所述第一组开关包括自所述输入电容正端至负端串联连接的第一开关、第三开关、第五开关、第七开关；第二组开关包括自所述输出电容正端至负端串联连接的第二开关、第四开关、第六开关、第八开关；其中，该控制方法还包括：
根据调节后的所述第一占空比产生驱动信号控制第一组开关，其中，所述第一组开关包括两个通断关系互补的第一开关、第七开关，和两个通断关系互补的第三开关、第五开关；
根据调节后的所述第二占空比产生驱动信号控制第二组开关，其中，所述第二组开关包括两个通断关系互补的第二开关、第八开关，和两个通断关系互补的第四开关、第六开关；
其中，所述第一开关、所述第三开关的占空比与所述第一占空比相同，且驱动信号相位错相180°；所述第二开关、所述第四开关的占空比与所述第二占空比相同，且驱动信号相位错相180°。
13.根据权利要求12所述的控制方法，其特征在于，在所述第二模式、第三模式下，所述第一开关的驱动信号与所述第二开关的驱动信号同相或错相180°。
14.一种直流变换器，用于将直流输入电压转换为直流输出电压，其特征在于，包括：
输入电容和输出电容，其中输入电容与输出电容分别承担直流输入电压和直流输出电压；
两组开关，其中第一组开关包括自所述输入电容正端至负端串联连接的第一开关、第三开关、第五开关以及第七开关，第二组开关包括自所述输出电容正端至负端串联连接的第二开关、第四开关、第六开关以及第八开关；
电感，一端耦接于所述第一组开关中第三开关和第五开关的串联中点，另一端耦接于所述第二组开关中第四开关和第六开关的串联中点；
两只跨接电容，其中第一跨接电容耦接于所述第一组开关正端侧两只串联开关的中点与负端侧两只串联开关的中点之间，第二跨接电容耦接于所述第二组开关正端侧两只串联开关的中点与负端侧两只串联开关的中点之间；
控制器，用于采样所述直流输入电压、所述直流输出电压，根据所述直流输出电压与所述直流输入电压的比值确定电压增益，并根据第一阈值和所述电压增益确定所述直流变换器的工作模式，并根据所述模式设定第一占空比、第二占空比；并用于采样电感上的电流产生电流反馈信号，并根据所述电流反馈信号确定调节分量，根据所述调节分量调节所述第一占空比或所述第二占空比产生驱动信号控制所述两组开关的通断。
15.根据权利要求14所述的直流变换器，其特征在于，所述控制器中还包括预设单元，用于：
根据预设开关频率和预设开关死区时间确定所述第一阈值；
根据所述预设开关频率的一半和所述预设开关死区时间确定第二阈值。
16.根据权利要求14所述的直流变换器，其特征在于，所述控制器还包括电流调节单元，所述电流调节单元根据预设电流参考值与所述电流反馈信号进行比较产生电流误差；并通过电流调节器确定所述电流误差对应的调节分量。
17.根据权利要求15所述的直流变换器，其特征在于，所述控制器还包括电压调节单元，所述电压调节单元根据所述第一阈值和所述电压增益确定所述变换器的工作模式，其中，
若所述电压增益小于所述第一阈值，所述电压调节单元控制所述直流变换器工作于第一模式；
若所述电压增益等于所述第一阈值，或大于所述第一阈值且小于1，所述电压调节单元控制所述直流变换器工作于第二模式；
若所述电压增益等于1，或大于1且小于所述第一阈值的倒数，所述电压调节单元控制所述直流变换器工作于第三模式；
若所述电压增益大于或等于所述第一阈值的倒数，所述电压调节单元控制所述直流变换器工作于第四模式。
18.根据权利要求17所述的直流变换器，其特征在于，
于所述第一模式中，所述电压调节单元设定所述第一占空比为所述电压增益，设定所述第二占空比为1；
于所述第四模式中，所述电压调节单元设定所述第一占空比设定为1，设定所述第二占空比为所述电压增益的倒数。
19.根据权利要求17所述的直流变换器，其特征在于，
于所述第二模式中，所述电压调节单元设定所述第一占空比为所述电压增益与所述第二阈值的乘积，设定所述第二占空比为所述第二阈值。
20.根据权利要求17所述的直流变换器，其特征在于，
于所述第三模式中，所述电压调节单元设定所述第一占空比为所述第二阈值，设定所述第二占空比为所述第二阈值与所述电压增益的比值。
21.根据权利要求17所述的直流变换器，其特征在于，所述控制器还包括主计算单元，其中，
所述主计算单元根据调节后的所述第一占空比产生驱动信号控制第一开关、第三开关的通断，产生互补驱动信号控制第五开关、第七开关的通断；
所述主计算单元根据调节后的所述第二占空比产生驱动信号控制第二开关、第四开关的通断，产生互补驱动信号控制第六开关、第八开关的通断；
其中，所述第一开关与所述第三开关的占空比与第一占空比相同，相位差为180°；所述第二开关与所述第四开关的占空比与第二占空比相同，相位差为180°；
并且，所述第一开关与所述第七开关的通断为互补关系，所述第二开关与所述第八开关的通断为互补关系，所述第三开关与所述第五开关的通断为互补关系，所述第四开关与所述第六开关的通断为互补关系。
22.根据权利要求21所述的直流变换器，其特征在于，
所述第二模式、第三模式下，所述第一开关的驱动信号与第二开关的驱动信号相位同相或错向180°。
23.根据权利要求17所述的直流变换器，其特征在于，
所述第二模式或第三模式下的开关频率为所述第一模式或第四模式下开关频率的一半。
24.一种计算机可读存储介质，其特征在于，其上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行以实现如权利要求1-13任一种所述的方法。
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