CN103118454A - 数字切换转换器控制 - Google Patents

Abstract

本文涉及数字切换转换器控制，公开了一种控制切换转换器操作以向负载提供调节后负载电流的控制电路。切换转换器包括电感器和切换经由电感器提供的负载电流的高侧和低侧晶体管。该电路包括配置为提供具有由数字占空比值确定的占空比的调制信号的数字调制器；耦接至晶体管中的至少一个且配置为定期采样负载电流值的电流检测电路；耦接至电流检测电路且配置为将采样负载电流值与第一阈值比较并提供相应比较器输出信号的比较器，第一阈值取决于所定义期望输出电流以及比较器输出信号指示采样电流值是否小于或大于期望输出电流；以及配置为接收比较器输出信号并计算更新的数字占空比值的调节器。此外，公开了一种控制切换转换器的操作的相应方法。

Description

数字切换转换器控制

技术领域

本发明涉及切换转换器的数字控制，具体地，涉及用于向例如基于发光二级管（LED）的照明装置提供具体所需电流的DC/CD转换器的闭环控制。

背景技术

诸如DC/CD转换器的切换转换器通常提供调节后输出电压。然而，在一些应用中，需要调节后输出电流。这尤其是电流驱动向其提供电能的负载的情况。一种重要类型的电流驱动负载是在照明装置领域中变得日益重要的发光二级管（LED）。

基于LED的现代照明装置通常包括几个单独LED的串联电路。因此，LED“共享”共用调节后负载电流（regulated output current），而跨LED的相应电压降可能由于温度变化以及老化而改变。此外，单个LED的正向电压可能由于因生产工艺导致的不可避免的容差而显著不同。

由于许多原因（最重要的是效率），提供调节后输出电流（负载电流）的切换转换器优于线性调节器。然而，负载电流控制需要负载电流反馈以及由此的负载电流检测电路。为此，通常使用精确的低欧姆检测电阻器。由于这种电阻器不能集成在集成电路（IC）中，所以其必须作为外部（即，未集成在IC中）器件来提供。此外，当平均负载电流与LED的可视亮度相关时，可能需要滤波电路来对电流检测信号（即，跨检测电阻器的电压降）滤波。有关包括用于操作适当切换转换器的控制电路的全集成LED驱动电路的一个实例是来自国家半导体的器件LM3421（见数据表LM3421、LM3421Q1、LM3421Q0、LM3423、LM3423Q1、LM3423Q0，“用于稳恒电流LED驱动器的N沟道控制器（N-Channel Controllers forConstant Current LED Drivers）”，国家半导体，2010年1月）。

发明内容

考虑提供调节后输出电流的现有切换转换器控制电路，仍存在改进需求，尤其是对于需要较少的不易集成在配置在一个单芯片封装壳内的一个或多个半导体芯片中的外部元件的集成控制电路。

利用权利要求1所述的控制电路至少能部分满足该需求。独立权利要求涵盖了本发明的几个示例性实施方式。

公开了一种用于控制切换转换器的操作以向负载提供调节后负载电流的控制电路。该切换转换器包括电感器和用于切换经由电感器提供的负载电流的高侧和低侧晶体管。该电路包括：数字调制器，其被配置为提供具有由数字占空比值确定的占空比的调制信号；电流检测电路，其耦接至晶体管中的至少一个，且被配置为定期对负载电流值采样；比较器，其耦接至电流检测电路，且被配置为将采样负载电流值与第一阈值相比较，并提供相应的比较器输出信号，第一阈值取决于所定义的期望输出电流，以及比较器输出信号指示采样电流值是否小于或大于期望输出电流；以及调节器，其被配置为接收比较器输出信号并计算所更新的数字占空比值。此外，公开了一种用于控制切换转换器的操作的相应方法。

附图说明

参照以下附图和描述能更好地理解本发明。附图中的元件不一定成比例，而是将重点放在示出本发明的原理上。此外，附图中，类似附图标记指示相应部分。附图中：

图1示出了用于驱动LED串联电路的常规电路，该电路包括降压转换器和适当控制电路；

图2示出了作为本发明的一种示例性实施方式的包括用于操作向LED提供电流的切换转换器的改进型数字控制电路的LED驱动电路；

图3是为说明电路功能而示出图2的电路中的一些信号的时序图；

图4是示出在图2的电路中使用的比较器的特性曲线的曲线图；

图5更详细地示出了在图2的电路中使用的控制器的一个实例；

图6以示例性时序图示出了图2的电路的减光（dimming）性能的原理；

图7示出了如图4的（b）所示的比较器作为状态机的一种示例性实施；

图8示出了如图2的实例所示的电流检测电路的一个实例。

具体实施方式

下文中，利用LED驱动器作为一个实例来讨论本发明。然而，应当注意，可以简单采用切换转换器控制电路来提供具有调节后负载电流的任意负载（除LED之外）。在本文所讨论的实例中，使用降压转换器。然而，可采用任何其他的切换转换器来替代，诸如升压转换器、降压-升压转换器、升压-降压（split-pi）转换器、

转换器、SEPIC转换器、zeta转换器等。

图1示出了用于控制其切换操作从而实现输出电流调节的降压转换器（采用电流模式控制的降压转换器1）和各控制电路的功能和基本结构。在本实例中，切换转换器是包括高侧开关SW_HS（例如，MOSFET）和在本实例中为二极管LD_LS的低侧开关SW_LS的降压转换器。两个开关串联连接以形成耦接在上端供电电位V_IN与下端供电电位（例如，地电位GND）之间的半桥。两个开关SW_HS、SW_LS之间的共用电路节点（即，半桥的输出节点）连接至电感器L的第一端。电感器L的第二端可被看作是连接至负载（例如，LED器件10）以向其提供负载电流i_L的降压转换器输出节点。LED器件包括多个串联连接的LED。为提供负载电流反馈，检测电阻器R_SENSE与LED器件10串联连接。跨检测电阻器的电压降V_SENSE=i_L·R_SENSE表征供给负载10的实际负载电流i_L。

切换转换器控制电路包括调制器20，其可作为简单的SR锁存器来实施，以实现脉宽调制（PWM）。调制器20由时钟发生器CLK来提供时钟。在本实例中，由时钟发生器CLK提供的时钟信号S_SET被提供给SR锁存器的置位输入S，以在每个时钟周期T_PWM的开始将锁存器的输出Q置为高电平（即，逻辑“1”）。因此，切换转换器的切换频率f_PWM=T_PWM ^-1由时钟发生器CLK来确定且通常是常量。向SR锁存器20的复位输入R提供复位信号S_RES。因此，复位信号S_RES将SR锁存器20的输出复位成低电平（逻辑“0”）的时刻确定了SR锁存器的输出信号S_PWM（还被称作PWM信号）的占空比DS。PWM信号S_PWM的开启时间是D·T_PWM，而截止时间是(1-D)·T_PWM，即，当D=0.3时，则调制器输出信号S_PWM在一个切换周期的30%内处于高电平，以及在剩余70%内处于低电平。PWM信号S_PWM确定了开关SW_HS和SW_LS的实际切换状态。高侧开关SW_HS在PWM信号S_PWM处于高电平时有效开启，而其在PWM信号S_PWM处于低电平时关闭且低侧开关SW_LS（本实例中为二极管LD_LS）导通。

根据检测到的电流信号V_SENSE，以平均负载电流avg{i_L}匹配由基准信号V_REF限定的期望负载电流这一方式来控制复位信号S_RES复位SR锁存器20的时刻以及由此的PWM信号的占空比。在本实例中，期望负载电流可被计算为V_REF/R_SENSE。

从基准信号V_REF中减去电流检测信号V_SENSE，且差V_REF-V_SENSE被一般称作误差放大器的放大器EA放大。滤波网络40耦接至放大器输出端。然而，在一些应用中，滤波网络40可耦接至误差放大器输入端。滤波网络40通常被称作“环路补偿器”，且是确保闭环控制系统的稳定性所需的。

利用比较器K来比较由误差放大器EA和滤波网络40提供的误差信号V_ERR以及电流检测信号V_SENSE（可选择地，可被增益G放大）。当（放大后的）电流检测信号V_SENSE达到误差信号V_ERR时，则比较器K触发SR锁存器20的复位，从而关闭电流反馈回路。图1的切换转换器控制电路在很大程度上可集成到一个单芯片中。然而，除了电感器L，电流检测电阻R_SENSE和滤波网络40（环路补偿器）也必须作为外部元件来提供。

由图1的电路实施的控制策略通常被称作电流模式控制，其通常在模拟域中实施，且不易转换为数字实施。为减少外部元件以及克服由温度相关性和由外部元件老化而导致的限制，提出数字实施。根据实际（数字）实施，在切换转换器的输出处可能出现极限环振荡（limit-cycle oscillation）。当（例如，利用执行适当软件的微控制器）数字实施由误差放大器EA、比较器K和SR锁存器20提供的功能时，这些极限环振荡在存在于调节后输出电流i_L内的电流阶跃中变得明显。由于振荡通常不具有所定义频率，所以它们无法被补偿，并因此在负载电流中可见。减少振荡的一种选择将是增大（数字）PWM调制器20的分辨率。然而，这将显著增加总系统的复杂性。图2中示出了可替代的不要求高分辨率的PWM调制器20的数字控制电路的一个实例。此外，图2的实例不必需要外部环路补偿器或外部检测电阻器。

包括在图2的电路中的切换转换器也是降压转换器。MOS晶体管半桥可被用于切换电感器电流。然而，也可应用其它类型的开关。与前述实例相同，电感器L耦接在两个开关SW_HS、SW_LS的共用节点（半桥输出节点）与连接至负载（例如，LED器件10）的切换转换器输出节点之间。MOS开关驱动器30被用于根据类似于图1电路的PWM信号S_PWM来有序激活和无效MOS晶体管SW_HS、SW_LS。与图1的实例相比，在负载10处未采用与该负载串联耦接的检测电阻器来检测负载电流。而是在半桥的高侧晶体管SW_HS和低侧晶体管SW_LS处检测负载电流。对于在晶体管源极处的电流检测，可易于使用所谓的“检测晶体管”配置，其中，在各自的源极或漏极端处，使用形成负载晶体管的一个或少量多个晶体管单元来检测表征负载电流i_L的电流。由于已充分知晓这种检测晶体管（或检测FET）配置，所以这里不再给出细节，且电流检测配置仅被示意性描述为图2中的高侧电流检测CS_HS和低侧电流检测CS_LS。电流检测配置CS_HS、CS_LS均提供了表征各晶体管电流（也流过电感器）的信号。

为进一步讨论，我们应当记住，所述元件（比较器K、控制器50、调制器20）至少部分地例如在使用适当软件的微控制器中数字实施。然而，比较器例如可以是被配置为将由电流检测配置CS_HS或CS_LS提供的电流检测表征与基准电流i_REF相比较的指定元件。比较器输出V_COMP可在采样负载电流i_L小于基准电流i_REF时提供第一值B，以及比较器输出i_COMP可在采样负载电流i_L高于基准电流i_REF时提供第二值C。

每个PWM周期（周期T_PWM）计算或采样比较器输出i_COMP一次。因此，根据占空比D的实际值，可在占空比（开启时间间隔）的中间或截止时间间隔的中间对数字负载电流值i_L采样（也参见图3）。对于大于约50%的占空比DS，在高侧开关CS_HS处对负载电流采样，对于小于约50%的占空比DS，在低侧开关CS_LS处对负载电流采样。从高侧处的电流采样向低侧的切换可具有滞后。例如，对于大于55%（50%的阈值加偏置）的占空比DS，在高侧晶体管处对负载电流采样。当占空比下降至小于45%（50%的阈值减偏置）时，电流采样切换至低侧晶体管。对于小于所述45%的占空比DS，在低侧晶体管处对负载电流采样。最终，当占空比上升至高于所述55%时，电流采样切换回高侧晶体管等。考虑使偏置与50%相比较小，例如15%、10%或5%或者甚至更小。当比如分别对于“约”大于50%或者“约”小于50%的占空比在高侧或低侧处对电流采样时，包括滞后行为。取决于占空比的电流检测晶体管的改变（从高侧向低侧晶体管，且反之亦然）提高了电流测量的质量。假设1MHz的PWM切换频率f_PWM（即，T_PWM=1μs）以及5%的占空比，侧开启时间（图3中的t₃-t₁和t₇-t₅）将仅为50ns。若将在开启时间的中间（例如，在图3中的t₂或t₆处）在高侧晶体管处对电流采样，则电流采样将仅必须占用上升沿之后的25ns，这可能由于切换瞬态、噪声和所需建立时间而出现问题。相反，当截止时间期间在低侧晶体管处进行电流采样（与实际相同）时，则在已建立切换瞬态之后，电流采样占用切换沿后的475ns。

需要理解，比较器可被视为1位模数转换器。然而，正如以下将进一步说明的那样，另外增加比较器阈值以形成非线性的2位模数转换器可以是有用的。向数字控制器50（例如，具有比例和积分分量的P/I控制器）提供比较器输出信号V_COMP。控制器50被配置为调谐由调制器20提供的占空比DS，使得平均负载电流与基准电流相匹配（即，平均误差电流i_SENSE-i_L为零）。数字PWM调制器20本质上被配置为将表征占空比的数字值转换为具有所述占空比的调制输出信号S_PWM。与图1的实例相同，PWM信号S_PWM被提供给根据该PWM信号S_PWM来驱动开关SW_HS、SW_LS开和关的开关驱动器30。

现参照图3所示时序图更详细地说明图2所示电路的功能。控制电路的数字部分由其频率f_CLK=T_CLK ^-1确定了数字PWM调制器20的分辨率的时钟发生器来提供时钟。若数字PWM调制器的分辨率是n位（例如，PWM信号S_PWM可用2ⁿ个不同的占空比生成），则频率f_CLK必须是高于所期望PWM频率f_PWM=T_PWM ^-1的2ⁿ的因数，即T_CLK·2ⁿ=T_PWM。在图3的实例中，PWM调制器的分辨率是4位（n=4）。通常利用从零至2ⁿ-1（本实例中为0至15，且反之亦然）向上和向下计数的数字计数器来实现数字调制器20。当计数器值下降至定义占空比的阈值时，PWM信号S_PWM（调制器输出信号）被设定为高电平（即，为逻辑值“1”）。当计数器再次达到阈值时，PWM信号S_PWM被复位为低电平（即，为逻辑值“0”）。在本实例中，阈值为5，其对应于5/16或31.25%的占空比。最小占空比将为6.25%。当计数器向上和向下计数时，开启脉冲（on-pulse）的位置从PWM周期的开始变化至PWM周期的结束。结果，有效PWM周期倍增至T_CLK·2ⁿ⁺¹。然而，可选解决方案可使用仅在一个方向上计数且当达到最大或最小值时溢出的计数器。图3的两个上侧时序图示出了如上所讨论的数字PWM调制器20的功能。可替代地，例如可使用其他类型的数字PWM调制器，诸如Zdravkoet al.:"Multibit ∑-ΔPWM Digital Controller IC for DC–DCConverters Operating at Switching Frequencies Beyond 10MHz",in:IEEETrans.on Power Electronics,vol.22,no.5,Sept.2007的出版物中所述，其中，使用∑-Δ调制器来减小数字（例如，16位）控制器输出字的字长。

从第三时序图可以看出，正如以上详细讨论的那样，当计数器分别处于在开启时间或截止时间的中间的其最大值或其最小值时，对负载电流采样。图3的底部图示出了在PWM信号S_PWM的开启时间期间（近似线性）上升以及在PWM信号S_PWM的截止时间期间（也近似线性）下降的相应负载电流i_L。

图4示出了图2所示的比较器K的两条示例性特性曲线。图4的（a）示出了上述比较器仅具有单阈值i₀的情况。当采样负载电流值被直接提供给比较器从而避免了对单独的误差放大器EA的需求时，该阈值可等于所期望负载电流i_REF。即，在图4的实例中，比较器输出信号V_COMP可仅假设为两个值B和C，其中，当i_L<i_REF时V_COMP=B，以及当i_L>i_REF时V_COMP=C。在数字实施中，可分别选择值B和C为-1和1。

图4的（b）中示出了可选的比较器特性。为提高反馈回路的动态行为，引入了两个附加的比较器阈值i₁和i₂。它们是固定的且关于i₀=i_REF对称，即，i₁=i_REF-Δi以及i₂=i_REF+Δi，其中，Δi例如可以是62.5mA，并因此与典型基准电流相比可忽略。作为经验法则，值Δi可被设定为基准电流i_REF的值的约10%，使得系统变得“更快”，直到负载电流i_L偏离基准电流少于10%。然而，在实际实施中，实际值Δi应当通过仿真来验证，以检查由于固有非线性而导致的可能的不稳定性。在所述实例中，比较器输出信号V_COMP可仅假设为四个值A、B、C和D，其中，当i_L<i₁时V_COMP=A，当i_L>i₂时V_COMP=D，当i₁<i_L<i₀时V_COMP=B，以及当i₀<i_L<i₂时V_COMP=C。通常保持以下关系：A<B<C<D，其中，在数字实施中，可分别选择值B和C为-1和1，以及可分别选择值A和D为-8和8。然而，可采用大于1（以及小于-1）的其他值。从图4的（b）可以看出，比较器可被视为具有非线性特性的模数转换器。

如图4所示，可被（例如，非线性地）视为离散误差信号的比较器输出V_COMP被提供给以下将参照图5更详细地讨论的P/I调节器50。该调节器被数字化实施，且包括比例和积分通路，两条通路均接收作为输入的比较器输出信号V_COMP。对两条通路的输出求和以形成作为供给数字PWM调制器20的更新后的占空比值DS的调节器输出。积分通路包括数字积分器单元52和相应增益K_I。比例通路包括增益K_p和用于避免由于比较器K的非线性行为而导致的不稳定性的饱和单元51。饱和单元51将向比例通路的输入限制为具有最低量级的比较器输出值B和C（上述实例中为-1、1）。即，当比较器输出上升至D（或下降至A）时，被比例通路“看到”的值仍为C（或相应为B）。在值B和C分别为-1和1的实例中，饱和单元可简单执行符号函数。应当注意，在每个PWM周期T_PWM中，更新后的占空比值DS仅被计算一次。

选择增益值K_I和K_P以确保闭环系统的稳定性。具体地，比例增益可被设定为K_P=1/(2ⁿ)，其中，n为确定调制器20的分辨率的位数。在稳定状态下，这种设置产生占空比D的最低有效位（LSB）的振荡。由可近似被设定为K_I=K_P·BW·T_PWM的增益K_I来确定闭环系统的带宽BW。

上述振荡具有f_PWM/2的频率，且因此足够高从而不会作为配备有输出负载的LED的可视亮度调制而感知。与占空比在稳定状态下不改变的已知电路相比，切换转换器控制电路的设计还允许放松对调制器分辨率的要求。在已知电路的情况下，当调制器的分辨率不够高时（尤其是当未使用所述∑-ΔPWM时），极限环将在低频处发生，这可能产生所提供LED的可视闪烁。

闭环系统的带宽在使用电路来驱动LED器件时对该电路的减光性能具有一些影响。图6示出了在本系统中如何实现减光。由于（至少当负载电流的变化足够快以致它们不能被人眼感知并因此避免了闪烁时）LED器件10的发光强度与平均负载电流成比例，所以LED器件10可通过定期在30%的时间内中断负载电流来减光至例如最大亮度的所述30%。这种电流的定期中断也可遵循脉宽调制原理，由此用于减光的PWM调制的频率f_DIM应大于200Hz，例如1kHz。与其相比，闭环控制系统中使用的PWM信号S_PWM的频率f_PWM更高，例如500kHz或1MHz。用于减光的低频PWM信号还被表示为“减光信号”S_DIM。当信号S_DIM具有高电平（即“1”）时，切换转换器（例如，如图2所示）如以上参照图2至图5所讨论的那样工作。当减光信号S_DIM处于低电平（例如，“0”）时，数字PWM调制器20（见图2）的输出被设定为零，因此停止向负载的负载电流供应。同时，数字控制回路“冻结”（暂停），即，例如通过存储和不更新其输出值（占空比D）来停止P/I调节器50的工作。当减光信号S_DIM被设定回高电平时，用在中断切换转换器的工作之前已计算的占空比值DS来恢复切换转换器的正常工作。图6中示出了该行为。

图6的上侧时序图示出了当从不减光（减光比为1）向0.3的减光比（即，基准电流的30%引起最大发光强度的30%）切换时的减光信号S_DIM。图6的第二时序图示出了提供给例如LED器件10的所产生的负载电流i_L。第三示意图示出了所计算的占空比D。可以看出，占空比值DS的更新在调制信号S_DIM的截止状态期间受抑制。然而，实际应用的占空比在减光信号S_DIM的截止状态期间为零（见图6的底部图）。在图6的最后两幅图中还可看到上述占空比的最低有效位的振荡。

现参照图7和图8来说明图2的控制电路的一种非常有效的实施。如上所述，可由比较器通过将比较器阈值移动基准电流值i_REF来代替误差放大器的功能。图7示出了图4的（b）的比较器利用可在执行适当软件的微控制器中实施的状态机的实现。每个状态被绘成一个圆圈，其中，印在上半圆圈中的值（A、B、C、D）是在各状态期间向控制器50提供的所产生的比较器输出，以及印在下半圆圈中的电流是相应的比较器阈值。箭头指示从一种状态向另一状态改变，其中，用“>”符号标记的箭头表示作为对高于各阈值的负载电流的响应而执行的状态改变，以及用“<”符号标记的箭头表示作为对小于各阈值的负载电流的响应而执行的状态改变。

利用实例来进一步说明图7的示意图，并假设负载电流小于阈值i₁（=i_REF-Δi），且因此比较器输出V_COMP等于A（图7中最左侧状态）。现假设电流上升至i₁与i₀（=i_REF）之间的值，从左侧第一状态开始。当负载电流高于i₁时，第二状态为B且阈值保持为i₁（参照从左侧起第二状态）。下一步，当电流再次高于i₁时，输出为B且新阈值为i₀（参照从左侧起第三状态）。接下来，当负载电流小于i₀时，输出为B且阈值被设定回i₁等。只要负载电流在i₁与i₀之间，则状态机在提供输出值B的两个状态之间交替，从而交替检验两个阈值i₁和i₀。若负载电流i_L上升至高于阈值i₀，则状态机向右侧跳过两个状态（从左侧起第五状态，从右侧起第二状态），从而将输出值从B变为C并将阈值变为i₂。只要负载电流在i₀与i₂之间，则状态机在提供输出值C的两个状态之间交替，从而交替检验两个阈值i₀和i₁。最后，当负载电流上升至高于阈值i₂时，状态机跳至提供输出值D的状态，从而保持阈值为i₂。

实施为状态机的比较器可能与图8的电流检测电路相结合尤为合适。因此，该比较不作为软件来实施，而是使用专用比较器K。然而，通过使用电流输出数模转换器等的微控制器软件来设定阈值i_TH∈{i₁,i₀,i₂}。

图8的电路包括负载10（例如，LED器件）、包括具有两个负载晶体管SW_HS和SW_LS的晶体管半桥和电感器L的切换转换器、以及高侧电流检测电路CS_HS和比较器K。高侧晶体管SW_HS具有并联耦接的检测晶体管SW_SENSE。在本实例中，晶体管SW_HS和SW_SENSE的栅极与源电极相连接，而检测晶体管SW_SENSE的漏电极与提供确定比较器阈值的电流i_TH（即，阈值电流i_TH的值根据图7所示状态而改变）的电流源相连接。为精确起见，阈值电流等于按比例或两个晶体管的有效区域缩放的图7的阈值。

若两个晶体管SW_HS和SW_SENSE工作在相同工作点处，则它们的漏极和源极电位相等。若阈值电流i_TH高于或低于相应的负载电流，则两个晶体管的漏极电位彼此不同，这可通过比较器K来检测。比较器K的输入端电容性耦接（耦合电容器C₁、C₂）至相应的两个晶体管的漏极端，其中，该连接可被在采样时刻（参照图3，第三时序图示出了表示各漏极电位被采样的时刻的“电流检测触发”）闭合的两个开关中断。然而，在对漏极电位采样之前，通过施加跨两个耦合电容器C₁和C₂的规定电压来初始化比较器。在本实例中，耦合电容器C₁、C₂的一端与输入电压相连接，以及耦合电容器C₁、C₂的另一端与比较器输出相连接。在对负载和检测晶体管SW_HS、SW_SENSE的漏极电位采样之前，通过合适的触发信号来触发该初始化。由于所产生的比较器输出仅具有两种不同状态，所以可很容易地通过执行适当软件的微控制器来处理比较结果。

Claims (15)

1.一种用于控制切换转换器的操作以向负载（10）提供调节后负载电流（i_L）的控制电路；所述切换转换器包括电感器（L）和用于切换流过所述电感器（L）的所述负载电流（i_L）的高侧晶体管和低侧晶体管（SW_HS、SW_LS）；所述电路包括：

数字调制器（20），其被配置为提供具有由数字占空比值（DS）确定的占空比的调制信号（S_PWM）；

电流检测电路（CS_HS、CS_LS、SW₁），其耦接至所述晶体管（SW_HS、SW_LS）中的至少一个，且被配置为定期对负载电流值采样；

比较器（K），其耦接至所述电流检测电路（CS_HS、CS_LS、SW₁），且被配置为将采样负载电流值与第一阈值（i₀）相比较，并提供相应的比较器输出信号（V_COMP），所述第一阈值取决于所定义的期望输出电流（i_REF），以及所述比较器输出信号（V_COMP）指示所述采样电流值是否小于或大于所述期望输出电流（i_REF）；以及

调节器（50），其被配置为接收所述比较器输出信号（V_COMP）并计算所更新的数字占空比值（DS）。

2.根据权利要求1所述的控制电路，

其中，所述比较器（K）被配置为将所述采样负载电流值与所述第一阈值（i₀）以及第二阈值和第三阈值（i₁=i₀-Δi，i₂=i₀+Δi）相比较，使得所述比较器输出信号（V_COMP）指示所述采样负载电流与所述期望输出电流（i_REF）的差是否超过分别由所述第二阈值和所述第三阈值（i₁=i₀-Δi，i₂=i₀+Δi）确定的量（Δi）。

3.根据权利要求2所述的控制电路，其中，所述比较器输出值（V_COMP）在所述采样负载电流低于所述第二阈值（i₁）时被设定为第一值（A），在所述采样负载电流处于所述第二阈值（i₁）与所述第一阈值（i₀）之间时被设定为第二值（B），在所述采样负载电流处于所述第一阈值（i₀）与所述第三阈值（i₂）之间时被设定为第三值（C），以及在所述采样负载电流高于所述第三阈值（i₂）时被设定为第四值（D）。

4.根据权利要求3所述的控制电路，其中，所述第一值、所述第二值、所述第三值以及所述第四值（A、B、C、D）非线性地取决于所采样的输入电流值。

5.根据权利要求1至4中任一项所述的控制电路，其中，所述调节器具有积分通路（K_I，52）和比例通路（K_P，51），两条通路包括增益（K_I，K_P），且所述比例通路包括饱和元件（51）。

6.根据权利要求1至5中任一项所述的控制电路，其中，所述比较器输出信号（V_COMP）表征所述负载电流（i_L）的非线性量化，所述量化是粗略的，以致所述调节后负载电流（i_L）以对应于所述调制器的调制频率（f_PWM）的频率表现出跨所述期望负载电流值（i_REF）的极限环。

7.根据权利要求1至6中任一项所述的控制电路，其中，

所述数字调制器（20）被配置为将所述调制信号设定为响应减光控制信号而停止所述负载电流流通的值，以及其中，

所述调节器（50）被配置为在所述减光信号使所述负载电流流通停止时，保持所述数字占空比值（DS）。

8.根据权利要求7所述的控制电路，其中，所述减光信号是具有显著比所述数字调制器（20）的调制周期长（例如，是其10倍）的调制周期的调制信号。

9.根据权利要求1至8中任一项所述的控制电路，其中，所述电流检测电路包括第一检测晶体管配置（CS_HS），所述第一检测晶体管配置包括耦接至所述高侧晶体管（SW_HS）或所述低侧晶体管（SW_LS）的检测晶体管（SW_SENSE）和被配置为将所述检测晶体管的电流设定为表示比较器阈值的定义值的电流源。

10.根据权利要求9所述的控制电路，其中，所述检测晶体管（SW_SENSE）的控制电极和漏电极/源电极与相应的高侧晶体管或低侧晶体管的控制电极和漏电极/源电极相连接，以具有相同电位，以及其中，

所述比较器（K）被配置为将所述检测晶体管（SW_SENSE）的源电极/漏电极电位与相应的高侧晶体管或低侧晶体管（SW_HS、SW_LS）的源电极/漏电极电位相比较。

11.一种用于控制切换转换器的操作以向负载（10）提供调节后负载电流（i_L）的方法；所述切换转换器包括电感器（L）和用于切换流过所述电感器（L）的所述负载电流（i_L）的高侧晶体管和低侧晶体管（SW_HS、SW_LS）；所述电路包括：

提供具有由数字占空比值（DS）确定的占空比的调制信号（S_PWM）；

定期对负载电流值采样；

将采样负载电流值与第一阈值相比较以提供相应的比较器输出信号（V_COMP），其中，所述第一阈值取决于所定义的期望输出电流（i_REF），以及所述比较器输出信号（V_COMP）指示所述采样电流值是否小于或大于所述期望输出电流（i_REF）；以及

根据给定控制法则，由比较器输出电流来计算所更新的数字占空比值（DS）。

12.根据权利要求11所述的方法，其中，所述将采样负载电流值与第一阈值（i₀）相比较包括：

提供比较器输出信号（V_COMP），即取决于状态机状态的预定输出值（A、B、C、D）；以及

将所述采样负载电流值与取决于所述状态机状态的可变阈值相比较，

其中，所述状态机状态中的每一状态与所定义的输出值（A、B、C、D）和所定义的阈值相关联；

其中，所定义的输出值的数量等于所定义的阈值的数量加一。

13.根据权利要求11或12所述的方法，其中，所述对负载电流值采样包括对所述高侧晶体管或所述低侧晶体管（SW_HS、SW_LS）的源极电位或漏极电位采样。

14.根据权利要求13所述的方法，其中，所述将采样负载电流值与第一阈值相比较包括将所述高侧晶体管或所述低侧晶体管（SW_HS、SW_LS）的源极电位或漏极电位与相应的检测晶体管（SW_SENSE）的各源极电位或漏极电位相比较，

其中，所述检测晶体管（SW_SENSE）的漏极电流或源极电流被设定为表示所述第一阈值的值。

15.根据权利要求11至14中任一项所述的方法，其中，所述对负载电流值采样包括：

根据所述数字占空比值（DS），在所述低侧晶体管（SW_LS）处或在所述高侧晶体管（SW_HS）处对负载电流值采样。

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