CN108599537A - 一种供电方法及控制器 - Google Patents

Abstract

本申请提供一种供电方法及控制器，涉及电路技术领域，能够在不增加外围电路的情况下，为电压变换器的上管持续供电。该方法包括：控制器检测电压变换器的工作模态，工作模态包括第一模态和第二模态，第一模态为M组开关管中的至少一组开关管中的上管常高，下管截止，第二模态为每一组开关管中的上管和下管都处于开关状态；当电压变换器的工作模态为第一模态时，控制器周期性地将电压变换器的工作模态从第一模态切换为第二模态，并在持续N个开关周期后，切换回第一模态；其中，电压变换器工作在第二模态时发出的充电脉冲，用于为与至少一组开关管中的上管连接的上管储能电容充电，以使得上管储能电容持续为至少一组开关管中的上管供电。

Description

一种供电方法及控制器

技术领域

本申请涉及电路技术领域，尤其涉及一种供电方法及控制器。

背景技术

四个开关管的降压升压(Four Switch Buck-Boost，FSBB)变换器能够同时支持三种工作模态，包括实现降压功能降压(buck)态，实现升压功能升压(boost)态，以及既可以实现降压功能，也可以实现升压功能的降压升压(buck-boost)态，因此经常被使用在宽输入电压、宽输出电压的场景中，用于实现直流电源与直流电源之间能量转换。

如图1所示，为典型的FSBB变换器的结构示意图，其中，Q1-Q4为四个开关，即金氧半场效晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,MOSFET)，Q1和Q3为上管，Q2和Q4为下管。Vin表示输入电压，Vo表示输出电压，L1为电感，C1和C2分别表示一个电容，V1表示Q1的参考地电压，V2表示Q3的参考地电压，Hb表示浮动点(即V1和V2)的电压源，Hi表示Q1和Q3的驱动输入信号，Ho表示Q1和Q3的驱动输出信号，Li表示Q2和Q4的驱动输入信号，Lo表示Q2和Q4的驱动输出信号，CB表示上管储能电容，CB1用于给Q1供电，CB2用于给Q3供电，Hs表示浮动点的参考地电压。控制器输出驱动输入信号后，触发驱动器1和驱动器2输出驱动输出信号，以驱动Q1-Q4进行开关工作，Vcc表示电源电压。当Q2导通时，Vcc、CB1和Q2形成回路为CB1充电，由CB1向Q1供电，以使得Q1有效导通。当Q2截止时，CB1的充电回路断开，CB1中的电能放完时,Q1截止。同理，当Q4导通时，Vcc、CB2和Q4形成回路为CB2充电，由CB2向Q4供电，以使得Q3有效导通。当Q4截止时，CB2的充电回路断开，CB2中的电能放完时,Q3截止。

然而当FSBB变换器工作在boost态时，需要保持Q1常高，Q2截止。当工作在buck态时，需要保持Q3常高，Q4截止。那么，为了使得FSBB变换器能够持续工作在boost态或者buck态，目前采用两种供电方式在下管截止的情况下持续为上管供电。一种是为每个上管储能电容设置独立的绕组供电电路。如图2所示，一个绕组供电电路至少包括一个绕组变压器T1、两个二极管D1和D3、一个电容C1、一个电阻R1以及一个稳压D2。当下管截止时，由该绕组供电电路供电。FSBB变压器则需要两个绕组供电电路，这就提高了FSBB变压器的物料成本和工作损耗，也增加了布板难度，不利于实现模组小型化。

另一种供电方式是采用专用的驱动器，例如LTC3780驱动器，当FSBB变换器工作在Buck态或Boost态时，在固定的周期1khz，下管固定导通1us给上管储能电容充电。而针对FSBB变换器的专用驱动器，也需要增加软启动、振荡等外围电路才能正常工作，提高了物料成本，且在充电过程中极易触发模块保护，导致掉电。

发明内容

本申请提供一种供电方法及控制器，能够在不增加外围电路的情况下，为电压变换器的上管持续供电，降低物料成本。

本申请提供一种供电方法，应用于电压变换器，该电压变换器用于实现降压buck功能和/或升压boost功能，电压变换器包括控制器、M组开关管、M组开关管中每一组开关管对应的驱动器，每一组开关管包括一个上管和一个下管，上管连接有对应的上管储能电容，M≥1，M为整数。方法包括：控制器检测电压变换器的工作模态，工作模态包括第一模态和第二模态，第一模态为M组开关管中的至少一组开关管中的上管常高，下管截止，第二模态为每一组开关管中的上管和下管都处于开关状态；当电压变换器的工作模态为第一模态时，控制器周期性地将电压变换器的工作模态从第一模态切换为第二模态，并在持续N个开关周期后，切换回第一模态；其中，电压变换器工作在第二模态时发出的充电脉冲，用于为与至少一组开关管中的上管连接的上管储能电容充电，以使得上管储能电容持续为至少一组开关管中的上管供电，N≥1，N为整数。

采用本申请提供的方法，通过周期性地在第一模态中插入N个第二模态，使得电压变换器在保证第一模态的功能的情况下，发出充电脉冲，导通对应的下管，从而为对应的上管储能电容充电，以使得上管储能电容能够具有电能持续为电压变换器的上管供电，且无需为上管储能电容单独提供供电绕组或者专用的驱动器等外围电路，降低了物料成本，减小了布板面积，有利于实现小型化。

可选的，当电压变换器为四开关管的buck-boost变换器时，M＝2，第一模态为buck态或者boost态，第二模态为buck-boost态。

可选的，电压变换器工作在第一模态时的增益和工作在第二模态时的增益相等。

在该可选方式中，由于在切换过程中不存在增益变化，使得电压变换器的输出端无波动，因此有利于实现高频化。且由于整个充电过程无增益损耗，开关网络中的电感不会受到的工作模态切换的影响，因此不会触发掉电保护。

可选的，将电压变换器的工作模态从第一模态切换为第二模态，包括：将第一模态对应的补偿环节切换为第二模态对应的补偿环节。

在该可选方式中，针对普通的单电压系统均适用，无需进行等增益运算，提高了工作模态的切换效率。

可选的，将电压变换器的工作模态从第一模态切换为第二模态，包括：根据电压变换器工作在第一模态时的增益，计算切换到第二模态时发波参数的变化量；根据变化量更新发波参数；根据更新后的发波参数发出buck-boost脉冲，以将电压变换器的工作模态从第一模态切换为第二模态，buck-boost脉冲中包括充电脉冲。

在该可选方式中，减少了补偿环节的个数，适用于双环控制。

可选的，当电压变换器为双开关管的buck变换器或者boost变换器时，M＝1，第一模态为直通态，第二模态为开关态。

可选的，周期性地将电压变换器的工作模态从第一模态切换为第二模态，并在持续N个开关周期后，切换回第一模态之前，方法还包括：根据上管储能电容的容量大小，确定N的数值以及充电脉冲的占空比。

在该可选方式中，控制器可以根据上管储能电容的大小，灵活的调整每次充电所需的脉冲个数以及占空比，使得对上管储能电容的充电更加灵活和精确。

且本申请提供的供电方法，是基于闭环控制，并且能够根据实际所需的增益要求、上管储能电容的大小灵活的调节工作模态切换前后PWM信号的占空比大小，因此适用于连续导通模式、临界导通模式等不同的电流型控制模式，支持电压变换器变频工作。

第二方面，本申请提供一种控制器，应用于如第一方面所述的电压变换器，该控制器包括：检测单元，用于检测电压变换器的工作模态，工作模态包括第一模态和第二模态，第一模态为电压变换器的M组开关管中的至少一组开关管中的上管常高，下管截止，第二模态为每一组开关管中的上管和下管都处于开关状态，M≥1，M为整数；控制单元，用于当检测单元检测到所电压变换器的工作模态为第一模态时，周期性地将电压变换器的工作模态从第一模态切换为第二模态，并在持续N个开关周期后，切换回第一模态；其中，电压变换器工作在第二模态时发出的充电脉冲，用于为与至少一组开关管中的上管连接的上管储能电容充电，以使得上管储能电容持续为至少一组开关管中的上管供电，N≥1，N为整数。

可选的，当电压变换器为四开关管的buck-boost变换器时，M＝2，第一模态为buck态或者boost态，第二模态为buck-boost态。

可选的，电压变换器工作在第一模态时的增益和工作在第二模态时的增益相等。

可选的，控制单元将将电压变换器的工作模态从第一模态切换为第二模态，具体包括：将第一模态对应的补偿环节切换为第二模态对应的补偿环节。

可选的，控制单元将电压变换器的工作模态从第一模态切换为第二模态，具体包括：根据电压变换器工作在第一模态时的增益，计算切换到第二模态时发波参数的变化量；根据变化量更新发波参数；根据更新后的发波参数发出buck-boost脉冲，以将电压变换器的工作模态从第一模态切换为第二模态，buck-boost脉冲中包括充电脉冲。

可选的，当电压变换器为双开关管的buck变换器或者boost变换器时，M＝1，第一模态为直通态，第二模态为开关态。

可选的，控制单元，还用于在周期性地将电压变换器的工作模态从第一模态切换为第二模态，并在持续N个开关周期后，切换回第一模态之前，根据上管储能电容的容量大小，确定N的数值以及充电脉冲的占空比。

本申请提供的控制器的技术效果可以参见上述第一方面或第一方面的各个实现方式的技术效果，此处不再赘述。

第三方面，本申请提供一种电压变换器，包括如第二方面或第二方面的任一可选方式所述的控制器、M组开关管、M组开关管中每一组开关管对应的驱动器，每一组开关管包括一个上管和一个下管，上管连接有对应的上管储能电容，M≥1，M为整数。

本申请提供的电压变换器的技术效果可以参见上述第一方面或第一方面的各个实现方式的技术效果，此处不再赘述。

附图说明

图1为现有技术提供的一种四个开关管的降压升压(Four Switch Buck-Boost，FSBB)变换器的拓扑结构示意图；

图2为现有技术提供的通过单独的供电绕组为上管供电的方法示意图；

图3A为本申请提供的在一种典型的高压直流输电(High Voltage DirectCurrent，HVDC)系统架构示意图；

图3B为本申请提供的一种典型的不间断电源(uninterruptible power supply,UPS)系统架构示意图；

图3C为本申请提供的一种典型的新能源光伏并网发电系统架构示意图；

图4A为本申请提供的一种双开关管的buck变换器的拓扑结构示意图；

图4B为本申请提供的一种双开关管的boost变换器的拓扑结构示意图；

图5为本申请提供的一种供电方法的一个实施例的流程示意图；

图6为本申请提供的一种buck-boost变换器工作在buck态时的供电示意图；

图7为本申请提供的一种buck-boost变换器工作在boost态时的供电示意图；

图8为本申请提供的一种buck-boost变换器工作在buck-boost态时的供电示意图；

图9为本申请提供的buck-boost变换器的增益曲线示意图；

图10为本申请提供的一种供电方法的另一个实施例的流程示意图；

图11为本申请提供的一种四个开关管在供电周期T内的开关状态变化示意图；

图12为本申请提供的Hb点的电压波形示意图；

图13为本申请提供的一种buck-boost负反馈系统示意图一；

图14为本申请提供的一种buck-boost负反馈系统示意图二；

图15为本申请提供的一种控制器的内部原理结构示意图；

图16为本申请提供的一种控制器在补偿环节切换工作模态的示意图；

图17为本申请提供的一种buck-boost负反馈系统示意图三；

图18为本申请提供的一种发波参数更新示意图；

图19为本申请提供的一种buck变换器或者boost变换器的上管和下管的开关状态示意图；

图20为本申请提供的一种供电方法的又一个实施例的流程示意图；

图21为本申请提供的一种控制器的结构示意图。

具体实施方式

本文中术语“和/或”，仅仅是一种描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，A和B，可以表示：单独存在A，同时存在A和B，单独存在B这三种情况。

当本申请提及“第一”、“第二”、“第三”或者“第四”等序数词时，除非根据上下文其确实表达顺序之意，否则应当理解为仅仅是起区分之用。

本申请提供的供电方法适用于采用电压变换器，实现直流电压与直流电压转换的电能场景中。如图3A-3C所示，为本申请提供的几种场景示意图。其中，图3A为典型的高压直流输电(High Voltage Direct Current，HVDC)系统架构。交流系统1通过交流电压至直流电压变流器将交流电压变换为直流电压，通过直流电缆进行电力传输至直流电压至交流电压变流器，直流电压至交流电压变流器再将直流电压转换为交流电压输入交流系统2。

图3B为典型的不间断电源(uninterruptible power supply,UPS)系统架构，正常情况下市电直接向负载供电，同时交流系统输出的工频交流市电可以经过交流电压至直流电压变流器实现交流电压到直流电压的转换，然后由直流电压至直流电压变流器对直流电压进行能量转换后，为电池供电。当市电发生故障时，电池经过直流电压至直流电压变流器和直流电压至交流电压变流器，实现由电池提供的直流电压转换为为负载供电的交流电压，并对负载进行供电。

图3C为典型的新能源光伏并网发电系统，光伏板输出的直流电经过直流电压至直流电压变流器转换为直流电压后，经过直流电缆传输，再经过直流电压至交流电压变流器转换回交流电压，实现电能向交流电网的传输。

在上述各个系统的各个变流器中，都集成了电压变换器，用于实现直流电压的能量转换。

其中，电压变换器用于实现降压(buck)功能和/或升压(boost)功能，包括控制器M组开关管以及M组开关管中每一组开关管对应的驱动器，每一组开关管包括一个上管和一个下管，上管连接有对应的上管储能电容，M≥1，M为整数。

控制器可以是脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)控制器，或者是集成了PWM控制器的数据信号处理器(digital signal processor，DSP)，用于输出脉冲信号。驱动器用于根据控制器输出的脉冲信号驱动对应的开关管工作。开关管可以是金氧半场效晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,MOSFET)。上管储能电容用于为对应的上管供电。

在本申请中，电压变换器可以是buck-boost变换器、buck变换器和boost变换器。

示例性的，buck-boost变换器可以为如图1所示的四开关管(M＝2)的buck-boost变换器(FSBB变换器)。

buck变换器可以是如图4A所示的双开关管(M＝1)的buck变换器，包括控制器、一组开关管(包括上管Q5和下管Q6)、驱动该一组开关管的驱动器3、用于为Q5供电的上管储能电容CB3。

在如图4A所示的拓扑结构，Vin表示输入电压，Vo表示输出电压，L2为电感，C3和C4分别表示一个电容，V3表示Q5的参考地电压，Hb表示浮动点(即V3)的电压源，Hi表示Q5的驱动输入信号，Ho表示Q5的驱动输出信号，Li表示Q6的驱动输入信号，Lo表示Q6的驱动输出信号，Hs表示浮动点的参考地电压。控制器输出驱动输入信号(脉冲信号)后，触发驱动器3输出驱动输出信号，以驱动Q5-Q6进行开关工作，Vcc表示电源电压。当Q6导通时，Vcc、CB3和Q6形成回路为CB3充电，由CB3向Q5供电，以使得Q5有效导通。当Q6截止时，CB3的充电回路断开，若不能及时为CB3充电，当CB3中的电能放完时,Q5截止。

boost变换器可以是如图4B所示的双开关管(M＝1)的boost变换器，包括控制器、一组开关管(包括上管Q7和下管Q8)、驱动该一组开关管的驱动器4、用于为Q7供电的上管储能电容CB4。

在如图4B所示的拓扑结构，Vin表示输入电压，Vo表示输出电压，L3为电感，C5和C6分别表示一个电容，V4表示Q7的参考地电压，Hb表示浮动点(即V3)的电压源，Hi表示Q7的驱动输入信号，Ho表示Q7的驱动输出信号，Li表示Q8的驱动输入信号，Lo表示Q8的驱动输出信号，Hs表示浮动点的参考地电压。控制器输出驱动输入信号(脉冲信号)后，触发驱动器4输出驱动输出信号，以驱动Q7-Q8进行开关工作，Vcc表示电源电压。当Q8导通时，Vcc、CB4和Q8形成回路为CB4充电，由CB4向Q7供电，以使得Q7有效导通。当Q8截止时，CB3的充电回路断开，若不能及时为CB4充电，当CB3中的电能放完时,Q7截止。

需要说明的是，上述如图1所示的FSBB变换器，如图4A所示的双开关管的buck变换器以及如图4B所示的双开关管的boost变换器，仅为示例性的列举。本申请提供的供电方法并不局限于上述三种电路结构的电压变换器。

在多种直流电压的能量转换场景中，要求电压变换器工作在第一模态。其中，第一模态是指电压变换器的M组开关管中的至少一组开关管中的上管常高，下管截止的工作模态。在第一模态中，由于该至少一组开关管中的下管截止，因此对应的上管储能电容的充电回路断开，若不能及时为上管储能电容充电，则当该上管储能电容中的电能放完时，该上管储能电容则无法为对应的上管供电，也就无法保持上管常高。

在现有技术中，为了保证电压变换器能够工作在第一模态，通常会为针对上管储能电容增加外围电路(示例性的，可以参见如图2所示的CB1上增加供电电路)，以实现在下管截止的情况下为上管储能电容充电。但这种方式会提高电压变换器的物料成本以及布板难度。本申请则提供另一种供电方法，能够在不增加外围电路的情况下，实现对上管储能电容的充电。

具体的，如图5所示，为本申请提供的一种供电方法的一个实施例的流程示意图，该方法包括：

步骤501，控制器检测电压变换器的工作模态，工作模态包括第一模态和第二模态，第一模态为M组开关管中的至少一组开关管中的上管常高，下管截止，第二模态为每一组开关管中的上管和下管都处于开关状态。

步骤502，当电压变换器的工作模态为第一模态时，控制器周期性地将电压变换器的工作模态从第一模态切换为第二模态，并在持续N个开关周期后，切换回第一模态。

其中，电压变换器工作在第二模态时发出的充电脉冲，用于为与至少一组开关管中的上管连接的上管储能电容充电，以使得上管储能电容持续为至少一组开关管中的上管供电，N≥1，N为整数。

示例性的，以该至少一组开关管中的任意一组开关管(假设上管为Q9，下管为Q10)为例。当电压变换器工作在第一模态时，Q9常高，即Q9的占空比为1，Q10截止，即Q10的占空比为0。若Q9的上管储能电容需要两个占空比为0.1的充电脉冲完成充电，并且能够持续在四个开关周期内为Q9供电。那么，控制器可以在电压变换器工作在第一模态的每4个开关周期之间，插入2个工作在第二模态的开关周期。在第二模态时，控制器可以控制输出的用于控制Q9的PWM信号的占空比为0.9，控制Q10的PWM信号的占空比为0.1。也就是在第二模态时，输出占空比为0.1的充电脉冲，为Q9的上管储能电容充电。在完成充电之后，即可切换回第一模态继续工作。

在本申请中，通过在第一模态中周期性的插入N(N≥1，N为整数)个开关周期第二模态态，为下管储能电容充电，以使得下管储能电容持续具有电能为上管供电，并在充电的过程中保持降压功能或者升压的功能。通过本申请提供的供电方法，不需增加额外电路支持，也能解决电压变换器的上管供电问题，从而降低了物料成本。

为了便于描述本申请提供的供电方法的原理，下面分别以如图1所示的FSBB变换器，如图4A所示的双开关管的buck变换器以及如图4B所示的双开关管的boost变换器为例，对本申请提供的供电方法进行示例性的说明。

首先，当电压变换器为FSBB变换器时，第一模态为buck态或者boost态，第二模态为buck-boost态。

如图6所示，为buck-boost变换器工作在buck态时的供电示意图，其中，右图为buck态时Q1-Q4的开关状态示意图，左图为buck态时的等效电路示意图。Ts表示开关周期，在buck态，Q1和Q2处于开关状态(即在每个开关周期内来回导通和截止的状态)，Q3常高，Q4截止。Q2在导通时为CB1充电，以使得CB1为Q1供电。在本申请中，可以将buck态时处于开关状态的开关管称为buck管，那么在如图1所示的FSBB中，Q1为buck上管，Q2为buck下管。

如图7所示，为buck-boost变换器工作在boost态时的供电示意图，其中，右图为boost态时Q1-Q4的开关状态示意图，左图为boost态时的等效电路示意图。在boost态，Q3和Q4处于开关状态，Q1常高，Q2截止。Q4在导通时为CB2充电，以使得CB2为Q3供电。在本申请中，可以将boost态时处于开关状态的开关管称为boost管，那么在如图1所示的FSBB中，Q3为boost上管，Q4为boost下管。

如图8所示，为buck-boost变换器工作在buck-boost态时的供电示意图，其中，右图为buck-boost态时Q1-Q4的开关状态示意图，左图为buck-boost态时的等效电路示意图。在buck-boost态，Q1-Q4均处于开关状态，通过调节Q1-Q4的占空比，控制buck-boost态时是实现升压功能还是降压功能。两个下管在导通时，分别为两个上管储能电容充电，以使得两个上管储能电容具有电能为两个上管供电。

如图9所示，为本申请提供的buck-boost变换器的增益曲线示意图。其中，boost_TL和boost_TH为boost态的两个切换临界点，boost_TL到boost_TH的增益区间为boost态的回滞区，buck-boost变换器工作在buck-boost态时，增益增加到boost_TH时，buck-boost变换器才会切换到boost态工作。buck-boost变换器工作在boost态时，增益降低到boost_TL时，buck-boost变换器才会切换到buck-boost态工作。同理，buck_TL和buck_TH为buck态的两个切换临界点，buck_TL到buck_TH的增益区间为buck态的回滞区，buck-boost变换器工作在buck-boost态时，增益降低到buck_TL时，buck-boost变换器才会切换到buck态工作。buck-boost变换器工作在buck态时，增益升高到buck_TH时，buck-boost变换器才会切换到buck-boost态工作。通过设置回滞区，能够避免buck-boost变换器在buck-boost态与boost态之间，以及buck-boost态与buck态之间来回切换，导致系统震荡。在回滞区，buck-boost态与buck态和boost态均存在等增益点，例如，图9中的A点和B点。

当增益大于1(即buck-boost变换器的输入电压Vin大于输出电压Vo)时，buck-boost变换器实现升压功能，当增益小于1(即Vin＞Vo)时，buck-boost变换器实现升压功能。

基于如图6-9所示的buck-boost变换器的三种工作模态的特性可知，当buck-boost变换器工作在buck-boost态时，既可以实现buck态的功能(降压功能)，又能实现boost态的功能(升压功能)。且下管也处于开关状态，能够在导通时为对应的上管储能电容充电，以使得上管储能电容具有能量为上管供电。本申请提供的供电方法则利用buck-boost态的特性，在buck-boost变换器工作在buck态或者boost态时，通过周期性的插入N(N≥1，N为整数)个开关周期的buck-boost态，为下管储能电容充电，以使得下管储能电容持续具有电能为上管供电，并在充电的过程中保持降压功能或者升压的功能。通过本申请提供的供电方法，不需增加额外电路支持，也能解决buck-boost变换器的上管供电问题，从而降低了物料成本。

具体的，如图10所示，为本申请提供的一种供电方法的另一个实施例的流程示意图，该方法包括：

步骤1001，控制器检测buck-boost变换器的工作模态。

步骤1002，当buck-boost变换器的工作模态为第一模态时，控制器周期性地将该buck-boost变换器的工作模态从第一模态切换为buck-boost态，并在持续N个开关周期后，切换回第一模态；其中，buck-boost变换器工作在buck-boost态时发出的充电脉冲，用于为该buck-boost变换器的上管储能电容充电，以使得该上管储能电容持续为该buck-boost变换器的上管供电。

示例性的，以控制器检测到buck-boost变换器工作在buck态为例，假设控制器每五个开关周期进行一次工作模态切换，将buck-boost变换器工作模态从buck态切换为buck-boost态，并在buck-boost态持续2个开关周期后切换回buck态。那么，结合如图1所示的FSBB变换器的拓扑结构，四个开关管Q1-Q4的在供电周期T(T＝5*Ts)内的开关状态变化可以如图11所示。可以看出，在每个供电周期T内，buck-boost变换器在前两个开关周期工作在buck-boost态，当下管Q4导通时，会为上管Q3所对应的上管储能电容充电。从而当buck-boost变换器在切换回buck态工作时，该上管储能电容中的电能足够为上管Q3供电，以使得Q3在供电周期T的后三个开关周期内保持有效导通。

其中，使得下管Q4导通的脉冲为充电脉冲，也就是说buck-boost变换器在buck-boost态能够发出充电脉冲为对应的上管储能电容充电。

在上述示例中，上管储能电容的电压值为如图1所示Hb点的电压，那么在上述充放电过程中，如图12所示，Hb点的电压波形呈锯齿状。

可以理解的是，通过周期性地在buck态或者boost态插入N个buck-boost态的充电方式，无需为上管储能电容单独提供外围电路或者专用的驱动器等，降低了物料成本，减小了布板面积，有利于实现小型化。

在一个示例中，控制器切换buck-boost变换器的工作模态时，可以遵循等增益切换原则。即在切换过程中，buck-boost变换器工作在第一模态的增益和工作在buck-boost态的增益保持相等，实现无增益损耗切换。

例如，结合如图9所示的增益曲线示意图，buck-boost变换器工作在buck态时的增益为buck_TH(如图9所示B点)，那么当控制器将buck-boost变换器的工作模态切换为buck-boost态后，增益应保持在buck_TH(如图9所示A点)。

值得说明的是，由于在切换过程中不存在增益变化，使得buck-boost变换器的输出端无波动，因此有利于实现高频化。且由于整个充电过程无增益损耗，开关网络中的电感(例如，如图1所示的电感L)不会受到的工作模态切换的影响，因此不会触发掉电保护。

如图13所示，为典型的buck-boost负反馈系统，包括误差器Ref、补偿环节Gvr(s)、发波环节Gpwm(s)、功率转换部分的传递函数环节Gvd(s)以及负反馈环节H(s)。当输入电压的扰动量Gvg(s)和输出负载的扰动量Gvi(s)叠加作用在输出端时，输出电压Vo将随着扰动发生波动，产生Vo的误差信号反馈环节准确地将传递给补偿环节，补偿环节输出纠偏量发波环节根据输出PWM信号(表示各个开关管在一个开关周期内的导通时间)，然后由传递函数环节根据触发各个开关管的开关状态，实现对输入电压的功率转换。

在本申请中，控制器可以在补偿环节切换工作模态，也可以在发波环节切换工作模态。

当控制器在补偿环节切换工作模态时，一种可能的实现方式为，三种工作模态分别对应三个相互独立的补偿环节，基于给定的增益要求进行独立运算，控制器在切换工作模态时，直接切换补偿环节。

示例性的，如图14所示的负反馈系统，buck态对应的补偿环节为Gvr1(s)，buck-boost态对应的补偿环节为Gvr2(s)，boost态对应的补偿环节为Gvr3(s)。假设当前系统要求buck-boost变换器实现降压功能，且增益为buck_TH。那么，Gvr1(s)和Gvr2(s)都会基于该增益要求计算对应的纠偏量。当控制器切换工作模态时，可以直接将Gvr1(s)切换为Gvr2(s)，然后发波环节根据Gvr2(s)输出的纠偏量发波。

其中，在发波环节包括buck发波环节Gpwm1(s)和boost发波环节Gpwm2(s)。buck发波环节发出的PWM信号控制buck管的开关状态，boost发波环节发出的PWM信号控制boost管的开关状态。当控制器在补偿环节切换工作模态后，可以直接将补偿环节输出的纠偏量转换为两路发波参数，无需进行等增益计算，也无需增加偏移量，直接由buck发波环节和boost发波环节根据对应的发波参数发出相应的PWM信号。

示例性的，在具体实现过程中，控制器的内部原理结构可以如图15所示，控制器包括模拟数字转换器(Analog-to-digitalconverter，ADC)、取样器(sampler)、负反馈传感器(sensor)、计时器(clock)、电机(如图15所示的M)M、buck补偿模块(如图15所示的Gvr1(Z))、buck-boost补偿模块(如图15所示的Gvr2(Z))、boost补偿模块(如图15所示的Gvr3(Z))、选择开关(如图15所示的MUX)、buck管对应的PWM模块1和boost管对应的PWM模块2。选择开关根据输入的工作模态选择不同的补偿模块。其中，u(KT)表示含有周期信息的发波参数，u1(KT)即为buck补偿模块输出的发波参数、u2(KT)即为buck-boost补偿模块输出的发波参数、u3(KT)即为boost补偿模块输出的发波参数。

选择开关将当前工作模态对应的发波参数输入到两个PWM模块中后，两个PWM模块根据对应的发波参数输出PWM信号。其中，d(KT)表示含有周期信息的PWM信号，d1(KT)即为PWM模块1发出的控制buck管的PWM信号、d2(KT)即为PWM模块2发出的控制boost管的PWM信号。发波参数中包括每个开关周期内，输入各个开关管的PWM信号的占空比。控制模块的两个PWM模块输出PWM信号后，将PWM信号输入受控对象(即包含被控制的开关管的拓扑结构，通过该拓扑结构实现输入电压的功率转换)。

示例性的，如图16所示，控制器在误差取样点检测buck-boost变换器当前的工作模态，当确定buck-boost变换器工作在buck态或boost态时，则会控制选择开关周期性地在补偿校正更新窗口将buck态或boost态的补偿模块切换为buck-boost态补偿模块，并持续N个开关周期。

本申请提供的这种在补偿环节切换工作模态的方式，针对普通的单电压系统均适用，无需进行等增益运算，提高了工作模态的切换效率。

当控制器在发波环节切换时，一种可能的实现方式为，如图17所示，三个工作模态可以采用同一补偿环路。当需要将第一模态切换为buck-boost态时，可以根据buck-boost变换器工作在第一模态时的增益，计算切换到buck-boost态时发波参数的变化量，根据该变化量更新发波参数，最后根据更新后的发波参数发出buck-boost脉冲，以将buck-boost变换器的工作模态从第一模态切换为buck-boost态。

那么，在更新发波参数时，控制模块可以根据开关周期将变化量转换成每一个发波参数的偏移量(offset)，并叠加在对应的发波参数上，完成发波参数的更新。示例性的，如图18所示，在一个开关周期内，当buck-boost变换器工作在buck态时，buck上管输入的PWM信号的占空比为D1，buck下管输入的PWM信号的占空比为D2。当切换成buck-boost态，计算得到的偏移量为d。那么切换后，buck上管输入的PWM信号的占空比为D1-d＝D3，buck下管输入的PWM信号的占空比为D2+d＝D4。

需要说明的是，buck-boost脉冲包括boost发波环节发出的PWM信号和buck发波环节发出的PWM信号，即buck-boost变换器在buck-boost态发出的所有PWM信号。以图8和图6为例，当buck-boost变换器从如图6所示的buck态，切换到如图8所示的buck-boost态后，如图8中所示的控制Q1-Q4的PWM信号均可以称为buck-boost脉冲。其中，由于在buck-boost态，是通过导通Q2为与Q1所对应的上管储能电容充电，因此，控制Q2导通的PWM信号可以称为充电脉冲。即在充电过程中，buck-boost脉冲包含充电脉冲。

本申请提供的这种在切换环节切换工作模态的方式，相比于在补偿环节切换的方式，虽然需要进行等增益运算，但是减少了补偿环节的个数，适用于双环控制，例如电压外环控制和电流内环控制的电流型控制模式。

当电压变换器为双开关管的buck变换器或者boost变换器时，第一模态为直通态，第二模态为开关态。

如图19所示，为buck变换器或者boost变换器的上管和下管的开关状态示意图。左图为在直通态时，上管和下管的开关状态示意图，其中上管常高，下管截止。右图为开关态时，上管和下管的开关状态示意图，其中，上管和下管都处于开关状态。

在本申请中，当控制器检测到buck变换器或者boost变换器工作在直通态时，控制器可以周期性地将该buck变换器或者boost变换器的工作模态从直通态切换为开关态，并在持续N个开关周期后，切换回直通态。

可以理解的是，在切换到开关态的N个开关周期中，电压变换器的下管会有一定的导通时间，使得上管储能电容的充电回路导通，从而为上管储能电容充电。控制器在该N个开关周期内，输出的用于控制下管导通的PWM信号，即为充电脉冲。在完成充电之后，即可切换回直通态继续工作。

示例性的，以控制器检测到boost变换器工作在直通态为例，假设控制器需要在每五个开关周期对上管储能电容进行一次充电，每次采用占空比为0.1的充电脉冲，充电两个开关周期，以保证上管储能电容能够持续为上管供电。那么每五个开关周期，boost变换器在前三个开关周期内工作在直通态，后两个开关周期切换到开关态为上管储能电容充电，同时保持boost变换器的boost功能。完成充电后，在次切换到直通态，以使得上管储能电容能够在后续的三个开关周期内持续为上管供电，保证上管工作有效导通。

buck变换器或者boost变换器中，当控制器将直通态切换为开关态时，虽然电压变换器的增益有所改变，但电压变换器仍然保持buck功能或者boost功能。

可选的，基于图5，如图20所示，为本申请提供的一种供电方法的又一个实施例的流程示意图，在上述步骤501之前，该方法还包括：

步骤503，控制器根据上管储能电容的容量大小，确定N的数值以及充电脉冲的占空比。

可以理解的是，控制器在切换电压变换器的工作模态的过程中，可以基于确定的充电脉冲的个数以及占空比，计算其他PWM信号的占空比。例如，在如图1所示的FSBB中，控制器可以根据上管储能电容CB1的电容大小，确定在对CB1充电时需要5个占空比为0.2的脉冲。那么，当控制器将buck态切换为buck-boost态时，需要在充电脉冲的占空比为0.2，且增益保持不变的条件下，计算控制Q1-Q3的PWM信号的占空比。在如图4A所示的buck变换器中，控制器可以根据上管储能电容CB3的电容大小，确定在对CB3充电时需要5个占空比为0.1的脉冲。那么当控制器将直通态切换为开关态时，需要在充电脉冲的占空比为0.1的情况下，确定控制Q5的PWM信号的占空比为0.9。

那么，采用该示例提供的方法，控制器可以根据上管储能电容的大小，灵活的调整每次充电所需的脉冲个数以及占空比，使得对上管储能电容的充电更加灵活和精确。

值得说明的是，本申请提供的供电方法，是基于闭环控制，并且能够根据实际所需的增益要求、上管储能电容的大小灵活的调节工作模态切换前后PWM信号的占空比大小，因此适用于连续导通(continuous current mode，CCM)、临界导通(critical conductionmode，CCM)等不同的电流型控制模式，支持buck-boost变换器变频工作。

如图21所示，为本申请提供的一种控制器的一种可能的结构示意图，包括：

检测单元2101，用于检测所述电压变换器的工作模态，所述工作模态包括第一模态和第二模态，所述第一模态为所述电压变换器的M组开关管中的至少一组开关管中的上管常高，下管截止，所述第二模态为所述每一组开关管中的上管和下管都处于开关状态，M≥1，M为整数。

控制单元2102，用于当所述检测单元2101检测到所电压变换器的工作模态为所述第一模态时，周期性地将所述电压变换器的工作模态从所述第一模态切换为所述第二模态，并在持续N个开关周期后，切换回所述第一模态，所述电压变换器工作在所述第一模态与工作在所述第二模态时均实现降压buck功能或者升压boost功能。

其中，所述电压变换器工作在所述第二模态时发出的充电脉冲，用于为与所述至少一组开关管中的上管连接的上管储能电容充电，以使得所述上管储能电容持续为所述至少一组开关管中的上管供电，N≥1，N为整数。

可选的呢，当所述电压变换器为四开关管的buck-boost变换器时，M＝2，所述第一模态为buck态或者boost态，所述第二模态为buck-boost态。

可选的，所述电压变换器工作在所述第一模态时的增益和工作在所述第二模态时的增益相等。

可选的，所述控制单元2102将将所述电压变换器的工作模态从所述第一模态切换为所述第二模态，具体包括：将所述第一模态对应的补偿环节切换为所述第二模态对应的补偿环节。

可选的，所述控制单元2102将所述电压变换器的工作模态从所述第一模态切换为所述第二模态，具体包括：根据所述电压变换器工作在所述第一模态时的增益，计算切换到所述第二模态时发波参数的变化量；根据所述变化量更新所述发波参数；根据所述更新后的发波参数发出buck-boost脉冲，以将所述电压变换器的工作模态从所述第一模态切换为所述第二模态，所述buck-boost脉冲中包括所述充电脉冲。

可选的，当所述电压变换器为双开关管的buck变换器或者boost变换器时，M＝1，所述第一模态为直通态，所述第二模态为开关态。

可选的，所述控制单元2102，还用于在周期性地将所述电压变换器的工作模态从所述第一模态切换为所述第二模态，并在持续N个开关周期后，切换回所述第一模态之前，根据所述上管储能电容的容量大小，确定N的数值以及所述充电脉冲的占空比。

在本申请中，控制器具体可以为PWM控制器、或者集成了PWM控制器的DSP等。示例性的，当该控制器用于FSBB变换器时，该控制器的一种可能的内部结构可以如图15所示。

采用本申请提供的控制器，通过周期性地在第一模态中插入N个第二模态，使得电压变换器在保证第一模态的功能的情况下，发出充电脉冲，导通对应的下管，从而为对应的上管储能电容充电，以使得上管储能电容能够具有电能持续为电压变换器的上管供电，且无需为上管储能电容单独提供供电绕组或者专用的驱动器等外围电路，降低了物料成本，减小了布板面积，有利于实现小型化。

本申请还提供一种电压变换器，包括如图21所示的控制器，以及M组开关管、所述M组开关管中每一组开关管对应的驱动器，所述每一组开关管包括一个上管和一个下管，所述上管连接有对应的上管储能电容。示例性的，当电压变换器为双开关管的buck变换器时，M＝1，该电压变换器的一种可能的拓扑结构如图4A所示，其中控制器3为如图7所示的控制器。当电压变换器为双开关管的boost变换器时，M＝1，该电压变换器的一种可能的拓扑结构可以如图4A所示，其中控制器4为如图7所示的控制器。当电压变换器为四开关管的buck-boost变换器时，M＝2，该电压变换器的一种可能的拓扑结构可以如图1所示，其中控制器1和控制器为如图7所示的控制器。

采用本申请提供的电压变换器，通过周期性地在第一模态中插入N个第二模态，使得电压变换器在保证第一模态的功能的情况下，发出充电脉冲，导通对应的下管，从而为对应的上管储能电容充电，以使得上管储能电容能够具有电能持续为电压变换器的上管供电，且无需为上管储能电容单独提供供电绕组或者专用的驱动器等外围电路，降低了物料成本，减小了布板面积，有利于实现小型化。

具体实现中，本申请还提供一种计算机存储介质，其中，该计算机存储介质可存储有程序，该程序执行时可包括本申请提供的供电方法的各实施例中的部分或全部步骤。所述的存储介质可为磁碟、光盘、只读存储器(英文：read-only memory，简称：ROM)或随机存储器(英文：random access memory，简称：RAM)等。

本申请还提供了一种包含指令的计算机程序产品，当其在计算机上运行时，使得计算机执行上述本申请提供的供电方法的各实施例中的部分或全部步骤。

本领域的技术人员可以清楚地了解到本申请中的技术可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现。基于这样的理解，本申请中的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品可以存储在存储介质中，如ROM/RAM、磁碟、光盘等，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者VPN网关等)执行本发明各个实施例或者实施例的某些部分所述的方法。

以上所述的本发明实施方式并不构成对本发明保护范围的限定。

Claims (15)

1.一种供电方法，应用于电压变换器，所述电压变换器用于实现降压buck功能和/或升压boost功能，所述电压变换器包括控制器、M组开关管、所述M组开关管中每一组开关管对应的驱动器，所述每一组开关管包括一个上管和一个下管，所述上管连接有对应的上管储能电容，M≥1，M为整数，其特征在于，所述方法包括：

控制器检测所述电压变换器的工作模态，所述工作模态包括第一模态和第二模态，所述第一模态为所述M组开关管中的至少一组开关管中的上管常高，下管截止，所述第二模态为所述每一组开关管中的上管和下管都处于开关状态；

当所述电压变换器的工作模态为所述第一模态时，所述控制器周期性地将所述电压变换器的工作模态从所述第一模态切换为所述第二模态，并在持续N个开关周期后，切换回所述第一模态；

其中，所述电压变换器工作在所述第二模态时发出的充电脉冲，用于为与所述至少一组开关管中的上管连接的上管储能电容充电，以使得所述上管储能电容持续为所述至少一组开关管中的上管供电，N≥1，N为整数。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，当所述电压变换器为四开关管的buck-boost变换器时，M＝2，所述第一模态为buck态或者boost态，所述第二模态为buck-boost态。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述电压变换器工作在所述第一模态时的增益和工作在所述第二模态时的增益相等。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述将所述电压变换器的工作模态从所述第一模态切换为所述第二模态，包括：

将所述第一模态对应的补偿环节切换为所述第二模态对应的补偿环节。

5.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述将所述电压变换器的工作模态从所述第一模态切换为所述第二模态，包括：

根据所述电压变换器工作在所述第一模态时的增益，计算切换到所述第二模态时发波参数的变化量；

根据所述变化量更新所述发波参数；

根据所述更新后的发波参数发出buck-boost脉冲，以将所述电压变换器的工作模态从所述第一模态切换为所述第二模态，所述buck-boost脉冲中包括所述充电脉冲。

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，当所述电压变换器为双开关管的buck变换器或者boost变换器时，M＝1，所述第一模态为直通态，所述第二模态为开关态。

7.根据权利要求1-6任一项所述的方法，其特征在于，所述周期性地将所述电压变换器的工作模态从所述第一模态切换为所述第二模态，并在持续N个开关周期后，切换回所述第一模态之前，所述方法还包括：

根据所述上管储能电容的容量大小，确定N的数值以及所述充电脉冲的占空比。

8.一种控制器，其特征在于，应用于如权利要求1-7任一项所述的电压变换器，所述控制器包括：

检测单元，用于检测所述电压变换器的工作模态，所述工作模态包括第一模态和第二模态，所述第一模态为所述电压变换器的M组开关管中的至少一组开关管中的上管常高，下管截止，所述第二模态为所述每一组开关管中的上管和下管都处于开关状态，M≥1，M为整数；

控制单元，用于当所述检测单元检测到所电压变换器的工作模态为所述第一模态时，周期性地将所述电压变换器的工作模态从所述第一模态切换为所述第二模态，并在持续N个开关周期后，切换回所述第一模态；

其中，所述电压变换器工作在所述第二模态时发出的充电脉冲，用于为与所述至少一组开关管中的上管连接的上管储能电容充电，以使得所述上管储能电容持续为所述至少一组开关管中的上管供电，N≥1，N为整数。

9.根据权利要求8所述的控制器，其特征在于，当所述电压变换器为四开关管的buck-boost变换器时，M＝2，所述第一模态为buck态或者boost态，所述第二模态为buck-boost态。

10.根据权利要求9所述的控制器，其特征在于，所述电压变换器工作在所述第一模态时的增益和工作在所述第二模态时的增益相等。

11.根据权利要求10所述的控制器，其特征在于，所述控制单元将将所述电压变换器的工作模态从所述第一模态切换为所述第二模态，具体包括：

将所述第一模态对应的补偿环节切换为所述第二模态对应的补偿环节。

12.根据权利要求10所述的控制器，其特征在于，所述控制单元将所述电压变换器的工作模态从所述第一模态切换为所述第二模态，具体包括：

根据所述电压变换器工作在所述第一模态时的增益，计算切换到所述第二模态时发波参数的变化量；

根据所述变化量更新所述发波参数；

根据所述更新后的发波参数发出buck-boost脉冲，以将所述电压变换器的工作模态从所述第一模态切换为所述第二模态，所述buck-boost脉冲中包括所述充电脉冲。

13.根据权利要求8所述的控制器，其特征在于，当所述电压变换器为双开关管的buck变换器或者boost变换器时，M＝1，所述第一模态为直通态，所述第二模态为开关态。

14.根据权利要求8-13任一项所述的控制器，其特征在于，

所述控制单元，还用于在周期性地将所述电压变换器的工作模态从所述第一模态切换为所述第二模态，并在持续N个开关周期后，切换回所述第一模态之前，根据所述上管储能电容的容量大小，确定N的数值以及所述充电脉冲的占空比。

15.一种电压变换器，其特征在于，包括如权利要求8-14任一项所述的控制器、M组开关管、所述M组开关管中每一组开关管对应的驱动器，所述每一组开关管包括一个上管和一个下管，所述上管连接有对应的上管储能电容，M≥1，M为整数。