CN1115088A

CN1115088A - 一种数字信号记录器/还原器的调制/解调电路

Info

Publication number: CN1115088A
Application number: CN94116511A
Authority: CN
Inventors: 金洵泰
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 1993-09-28
Filing date: 1994-09-28
Publication date: 1996-01-17
Anticipated expiration: 2014-09-28
Also published as: JP2934385B2; CN1054937C; US5535245A; KR950009673A; KR0145047B1; JPH07201139A

Abstract

数字信号记录器/还原器的调制/解调电路包括第一和第二高通滤波器，载波信号发生器，调制器，导波信号发生器，载波恢复电路，解调器，第一和第二检波器，第三和第四检波器，第五检波器，它们一起提高了恢复载波信号的精确度及电路的功效。

Description

一种数字信号记录器/还原器的调制/解调电路

本发明涉及用于数字信号记录器/还原器的调制/解调电路，特别涉及为了提高恢复载波信号的准确性的调制/解调电路，为了恢复载波信号，在记录/还原装置里插入了导波信号。

随着现代科技经历从模拟到数字处理技术的逐渐转变，提供了各种各样的数字记录和还原方法。

用以记录和还原一个数字图象信号的数字信号磁性记录器/还原器，虽然在图象质量和配音性能上，与用以记录和还原一个模拟图象信号的模拟信号磁性记录器/还原器相比，记录和恢复数字图像信号是较优越的，但是在记录相同图像信号上，与模拟信号磁性记录器/还原器相比，它记录在磁带上的数据量约为后者的十倍以上。

由于记录和恢复直流成份的困难，用于数字信号磁性记录器/还原器的作为一种传统的记录调制方法，采用了基带频率调制法，如不归零逆转调制法(NRZI)，部分响应调制法(PR)，8—14调制法(EFM)等等。这种基频调制方法是通过转换用二进制码表达的数据流的零行程长度来实现的，把一个信号的频谱集中在中频带，并且记录一个具有集中频率的信号来获得高密度的记录效果。然而，在其带频率调制法中，被记录信号的电平只有两个可能的电位值(逻辑“高”电平和逻辑“低”电平)，这样由于低频带使用效率而造成高密度记录的困难。

因而，我们需要一种适用于高密度记录信号的频道编码技术，为了记录和还原，用适当的方式改变和利用在通信领域中使用的调制方法，因此，在不增加记录频道数目的情况下，提高频带的使用率和提高记录位速率。

相应地，为了实现高密度记录，引入了一些应用于其它通信领域中的多级数字调制方法，如正交振幅调制(QAM)，正交锁相调制(QPSK)等，结果提高了频带的使用率，使高客度记录变得优越了。

图1示出了一种普通的数字信号记录器/还原器的调制系统。

参看图1，输入信号在A/D转换器10中被转换成数字信号，且在QAM调制电路20中进行正交调幅和调相，最后在D/A转换器30中被转换成模拟信号。

由偏压信号发生器41产生的基频信号Fs的频率以及记录信号频带的最大频率f_H被记录到一个磁性存储介质上，并且有下面关系：

F_s≥3f_H…(1)

在加法器42中，由D/A转换器30输出的正交调幅信号被加到偏压信号上。然后，从加法器42输出的信号通过记录放大器50，作为一个磁信号被记录到磁记录介质上，偏压信号用于纠正磁信号的滞后特性。

图2示出了一个普通数字信号记录器/还原器的解调系统，解调过程是调制过程的逆过程。

参照图2，记录到磁性存贮介质上的调制信号，在再生放大器60中被再生和放大，然后在A/D转换器70中被转换成数字信号，最后输入到再生补偿器80中。在再生补偿器80中，在传输过程中造成的信号失真和信号衰减得到校正。然后，在QAM解调电路90中，来自再生补偿器80的调制信号被解调，且恢复到原来的信号。并在D/A转换器100中，还原的原来信号被转回成模拟信号，且输出。

图3是QAM调制电路20(如图1)的电路图。

参看图3，在映象器21中，被译码的部份位和其余从A/D转换10(如图1所示)输出的未被译码的位输入到一起。然后，输入数据位和位需求数目度并行地同时得到处理，以致当进行解码时可以获得一个大的编码增益，并分离成I频长数据和Q频道数据，且被输出。

在第一个第二个凸起余弦滤波器(RCF)22和26中，进行了频带限制和波形整型，目的是为了去掉内码干扰(ISI)。

同时，在锁相环(PLL)电路24中，产生载波信号并直接输入到第一个平衡调制器23中，通过一个移相器25输入到第二个平衡调制器27中，这样是为了使PLL24的输出移相90度。相应地，输入到第一个平衡调制器23的第一个载波信号含有正弦成份，而输入到第二个平衡调制器27的第二个载波信号中含有余弦成份。

然而，在第一平衡调制器23中，从第一RCF22中出来的I—频道数据和第一载波信号(正弦)相乘，并且被平衡调制，而在第二平衡调制器27中，从第二RCF26中出来的Q—频道数据和第二载波信号(余弦)相乘，并且被平衡调制。平衡调制的I和Q频道信号在加法器28中合并到一起，且输出组合信号。

如图4中所示，表明了图3中的QAM调制电路输出的频谱特性，载波频率f_C的对称上边带和下边带在加法器28的输出端产生。此外，在f_C频带中去掉了载波信号成份。

图5示出了图3中的第一个和第二个凸起余弦滤波器22、26的频率特性。每一个凸起余弦滤波器含有一个用于波形整型和频带限制的低通滤波器，得到低通的奈奎斯特(Nyquist)滤波器特性。

另一方面，当16QAM调制应用到图3所示的调制电路中，图6中的载波恢复电路被应用到QAM调制电路90(图2所示)，是为了恢复载波信号，与普通QAM调制相比，乘法器91需要16个方波。这在实际实现中很困难，然而即使得以实现，花费也相当大。

然而，即使象图6所示，理论上可以通过载波恢复电路来实现载波信号的恢复(如图6所示)，但当f_C或其带频率较高时，实时处理是不可能实现的。

为了克服上面的问题，图3显示了图7中QAM调制电路的另一种形式，导波信号发生器129和加法器130被加到加法器128的末端，然后，将载波信号和调制信号一起传送到一个传输路径中。

和图3所示的调制电路相比，这一个调制电路的能量效率较低，然而，当这个解调电路的载波恢复电路象图10那样使用时，可以通过实时操作，比较容易地恢复载波信号。

然而，如图7所示，当比载波信号二倍频率还要高的导波信号，由导波发生器129产生并插入到加法器128的信号输出端时，如果上边带的带宽比由频道传输的信号带宽还要窄，这样幅度特性就比较差，但是如果带宽足够宽时就不会产生这样的问题。结果，信噪比(S/N比率)较差，比在载波信号情况下的毛刺产生得较多。因此，在一个接收器为载波信号中进行完善地恢复是比较困难的。

图8所示的是当导波频度f_P为2f_C时，图7中的QAM调制电路输出的频谱。

在此，当导波频率f_P为2f_C时，产生以下二个问题。

第一，如图8所示，由于导波频率f_P位于上边带最上部分，幅度特性即信噪比是比较差的，且导波信号很容易被邻近的频道所干扰。

第二，当QAM调制电路用于视频或盒式记录器时，在导波频率f_P中产生的毛刺要比低频道时多得多。结果，很难完善地恢复载波信号。

图9所示为图7中当导波频率f_P为f_C时，QAM调制电路输出的频谱。

当导波频率f_P为f_C时，邻近频道和上边带的干扰效果增强，可是，从频谱可知信噪比(S/N)没有增强。

图10示出了用于图2中的QAM解调电路90的载波恢复电路的另一种形式。它是一种用以恢复来自由图7所示的QAM调制电路所调制的QAM信号的载波信号的电路。

在带通滤波器191中，从接收信号来被导波信号装载的频带被滤波，与载波信号相应的时钟信号在PLL192中被恢复。

然而，在分别由图7、图10所示的QAM调制电路和载波恢复电路中，为了只恢复频带中的载波信号，必须采用一个具有窄带的带通滤波器(BPF)，原因在于一种用于传输通过载波信号所增加的原始信号到载波位置的方法。然而，即使这是可能的，由于周边部分的无用噪声(这本是一种信号信息，但从载波信号的角度被认为是噪声)，恢复载波信号也是很困难的。

为了解决以上问题，当采用图11中的QAM调制电路时，与图3所示的调制电路相比，差别在于在第一个RCFs223和第二个RCFs228前面分别采用色同步信号插入电路222和227。

图12是一个以图11所示的QAM调制电调电路输出沿时间轴的波形图，而图13所示是QAM调制电路输出的频谱图形。

在图11所示的调制电路中，加入一个色同步信号和恢复载波信号方法的问题在于：首先，由于信息传输效率低，减小了信息空间；其次，由于载波信号的毛刺与所有部分的信息不一致恢复载波信号的准确率恶化了。

本项发明的目的之一是为数字信号记录器/还原器(如数字录音机和数字传送机)等提供调制/解调电路，通过插入导波信号来提高恢复载波信号的准确性。

本项发明的另一项目的是为数字信号记录器/还原器提供调制解调电路，通过压缩在载波信号附近的频带信息，并且记录和传输压信息，从而提高恢复载波信号的准确性。

为了完成以上目标，这里为数字信号器/还原器提供了调制电路，用以调制第一级被编码的输入多级数字信号，并记录或传送调制了的信号，所述调制电路包括：

映象器，用于分别输出输入—相位(I)和正交相位(Q)频道数据，这是通过同时处理与位需求数目度并行的编码多级数字信号而实现的，结果在译码中可以获得大的译码增益；

一级和二级高通滤波器，用于去掉来自映象器输出的I和Q频道数据中的直流成份，并用来输出比第一级大的第二级的多级数字信号；

一级和二级波形整型波滤器，用于在第一和第二高通滤波器上进行波形整型和频带限制；

载波信号发生器，用于产生载波信号；

调制装置，用于在一级和二级波形整型滤波器的输出上，使用载波信号发生器产生的载波信号进行正交调幅和相位调制；

导波信号混合装置，用于产生导波信号，并将导波信号和调制输出装置的输出相混合，且输出记录或传输的结果。

解调电路，用于当第一级译码多级数字信号被调制成二级的多级数字信号时，对调制数字信号进行解调数字信号记录器/还原器，然后和导波信号一起进行记录或传输。它包括：

载波恢复装置，利用导波信号，恢复调制数字信号中的载波信号；

解调装置，利用恢复载波信号，在调制数字信号上实现正交调幅和相位解调，并且输出I和Q频道数据；

匹配滤波器装置，在来自解调装置的I和Q频道数据输出上实现振幅校正和失真补偿；

一级检测装置，用于检测来自匹配滤波装置的I和Q频道数据输出中的第二级的多级信号；

二级检测装置，用于将从一级检测装置的第二级的输出的多级信号转换成第一级的多级数字信号；

三级检测装置，用于将第二级检测装置中的输出译码成原来的信号。

通过详细地描述最佳实施例及附图，上述目标和此项发明的其它优点变得更加明显。附图中：

图1示出了常规的数字信号记录器/还原器的调制系统；

图2示出了常规的数字信号记录器/还原器的解调系统；

图3是图1中所示的QAM调制电路的电路图；

图4是图3的示的QAM调制电路输出频谱的图形表示；

图5是凸起余弦滤波器的频率特性的图形表示，凸起余弦滤波器是分别用于图1和图2各自所示的QAM调制电路和QAM解调电路。

图6是载波恢复电路框图，此电路用于恢复16QAM信号中的载波，此信号是由图3所示的QAM调制电路进行调制的；

图7是图1所示的QAM调制电路的另一种形式的电路框图；

图8是图7所示的当导波频率f_P为2f_C时，QAM调制电路输出的频谱的曲线图；

图9是图7所示的当导波频率f_P为f_C时，QAM调制电路输出的频谱的曲线图；

图10是载波恢复电路的框图，此电路用于恢复来自由图7所示的QAM调制电路调制信号中的载波信号；

图11是图1所示的QAM调制电路的另一种形式的电路图。

图12是图11所示的QAM调制电路输出的沿时间轴的波形图；

图13是图11所示的QAM调制电路的输出频谱曲线图；

图14是根据这项发明，用于数字信号记录器/还原器的调制电路实施例的电路图；

图15是体现图14所示的高通滤波器实施例的电路图；

图16A是图15所示的高通滤波器的幅频特性图，图16B是图15所示的相频特性图或高通滤波器的曲线图；

图17是图14所示的调制电路输出的频谱曲线图；

图18A是图14所示的映象器的QAM信号输出的曲线图；且图18B是图14所示的高通滤波器的QAM信号输出的曲线图；

图19是图14所示的高通滤波器的输出表；

图20A是图15所示，以码元间隔度(TS)为延迟的输入信号的波形图，图20B是表明图15所示的减法器的输入信号的波形图，而图20C是通过图15所示的减法器的输出信号的波形图；

图21是根据这项发明，用于数字信号记录器/还原器的解调电路的一个实施例的电路图。

图22是一个流程图，用于转换从图21所示的第一和第二检测器中检测出来的7级信号为4级信号。

根据这项发明，用于数字信号记录器/还原器的调制/解调电路的实施例将参照附图进行解释。

根据这项发明，图14是用于数字信号记录器/还原器的调制电路的实施例的电路图。

根据这项发明，用于数字信号记录器/还原器的调制电路，其电路包括：映象器321，用于分别输出I和Q频道数据，通过同时处理和位需求数目度并行的输入编码数据位，结果当译码时可以获得大的译码增益；第一和第二高通滤波器32和37，用于去掉来自映象器321中的I和Q频道数据输出的直流成份；第一和第二RCF_s323和328，用于对第一和第二高通滤波器322和327的输出进行波形整型和带宽限制；PLL325，用于产生和载波信号频率相一致的时钟信号；，移相器326，对PLL325的输出移相90度，第一级平衡调制器324，将第一RCF323的输出和PLL325的输出相乘，并对结果进行平衡调制；第二级平衡调制器329，将第二RCF328的输出和移相器326的输出相乘，并对结果进行平衡调制；第一加法器330，用于混合第一平衡调制器324和第二平衡调制329的输出；导波信号发生器31，用于产生和其载波具有相同频率的导波信号；第二加法器332，用于将第一加法器330的输出和导波信号发生器331的输出相加。

相应地，和图7所示的QAM调制电路相比，这项发明的特点在于，通过在第一RCF_s323和第二RCF_s328前面增加了第一HPF_s322和第二HPF_s327来去掉直流附近的成份，然后再进行调制。

同时，图14所示的数字信号记录器/还原器的调制电路的运行可以参照图15至图20来进行解释。

参照图14，映象器321建立了数字信号的信号点间的关系，这样当译码时可以得到大的编码增益，当经过一个译码过程如卷积译码的数字信号输入时，各自地输出到I和Q频道数据中。

在第一和第二高通滤波器322和327中，映象器321输出信号中直流附近的成份被滤除。第一和第二高通滤波器32及327如图15所示构造。

这样，当原始信号码元间隔度所延迟的信号加到原始信号上后，可以得到如图16所示的频率特性。

这里，高通滤波器的频率响应特性如下：h(t) ＝δ(t)－δ(t－Ts)H(jw) ＝F^－1{h(t)}

＝1－ej^2fπts

＝2e^－j2πfTs/2(e^－f2πTs/2/2－e^j2π fTs/2/2)

＝2e^－j2πfTs/2sin(2πf×Ts/2)|H(jw)|＝2sin(πfTs) …(2)∠H(jw)＝tan^－1(sin2πfTs/1－cos2πfTs) …(3)

在上面表达式中(2)，如果f等于1/2TS，则表达式结果大小为2；如果f等于0，则结果大小为0，如果f等于1/TS，结果为0作为这些关系的结果，高通滤波器的频率特性如图16A所示。

相位特性与频率是成比例的，如图16B所示。

这里，一个部分响应系统能被用作高通滤流器的另一个实施例。

图14的调制电路的频率频谱如图17所示。从载波信号来看，载波信号附近的信息频谱大幅度地降低，且信噪比增大。结果，通过一个解调电路，载波信号很容易被恢复。另外，尽管从调制电路传送的载波信号功率较小，通信也是可能的。结果，功效增强。尤其是对于需要大功率的设备，希望获得一个很大的效能。

由于上面所述的许多问题是可以通过载波恢复电路解决的，图10中所示的载波恢复可以如此使用。这里，使用了和载波频率f_P相同的导波频率f_C。

图18A示出了QAM信号的情况，此信号通过图14中所示的映像器321，用当QAM信号通过第一和第二高通滤波器322和327时，可获得图18B所示的那样，即4级信号的输入被转变成7级信号。

图19显示了图14中的第一和第二高通滤波器322和327。如果编码多值数字信号被分成4级，即：x1，x3，x5和x7，则通过高通滤波器的值被分成7级，即，x1到x7。

图20A所示是由码元间隔(TS)度延迟而输出的信号，码元间隔(TS)输出度由图15中所示的高通滤波器的延迟器333输出。图20B所示是图15所示的第一和第二高通滤波器322和327的输入信号的一个例子，且图20C示出了减法器334的输出信号，即在图15中所示的通过高通滤波器的信号。

这样，在图20B中所示的高通滤波器的输入信号中，中间部分的高通信号元损失地通过，但低通信号被抑制，与图20C中的高通滤波器的输出信号一样。

图21是根据本发明用于数字信号记录器/还原器的解调电路的一个实施例的电路图。

本发明的解调电路包括一个载波恢复电路391，用于恢复来自输入调制信号的载波信号；第三和第四平衡调制器392和397，用于对载波恢复电路391的载波信号和输入调制信号进行平衡调制，并且解调成I和Q通道数据；第三和第四RCFs393和398，用于对第三和第四平衡调制解调器392和397的输出进行幅度和相位校正；第一和第二检波器394和399，由采样保持电路组成，用于对第三和第四RCFS393和398的输出进行集成，且解调被调制成T根级的信号；一个码元间隔恢复电路395，用于产生来自第一和第二检波器394和398输出的采样保持控制信号，并输出采样保持控制信号到第一和第二检波器394和398中；第三和第四检波器396和400，用于把自第一和第二检波器394和398输出的7级信号转变成4级信号；和第五检波器401，由维特比(Viterbi)解码器组成，用于把自第三和第四检波器396和400输出的4级信号译码成源信号。

可参照图22的流程图解释图21中所示的解调电路的运行。

参考图21，在载波恢复电路391中，与来自被传送或再生的输入调制数字信号的导波信号相应的频带被过滤，然后恢复载波信号。和图10一样构成载波恢复电路。

在第三和第四平衡调制解调器392和397中，利用载波恢复电路391恢复载波信号，将输入调制数字信号正交幅度解调和相位解调成I和Q通道数据。

在第三和第四RCF_s393和398中，第三和第四平衡调制解调器392和397解调输出的幅度和相位得到校正。

在第一和第二检波器394和399中，接收到的7级信号，即，第三和第四RCF_s393和398的输出，被检测，并输出到第三和第四检波器396和400中，以及码元间隔恢复电路395中。

在码元间隔恢复电路395中，以与码元间隔(TS)一致的时间间隔，采样保持控制信号由第一和第二检测器394和399的输出反馈到第一和第二检波器394和398中。

根据图22的流程图，第三和第四检波器396和400分别由高通滤波器构成，且输入的7级信号被恢复成4级信号，即原始级。第五检波器401是一个多值检波器，用于接收第三和第四检波器396和400的输出，并且输出源数据，且维特比(Viterbi)译码器可被用作第五检波器。

根据最大似然译码(MLD)法，维特比译码器选择到接收数据流的加权平均间距最短的路径，并完成译码。

图22是一个流程图，把图21中所示的第一和第二检波器394和397中检测的7级信号转变成4级信号。

参考图22，由第一和第二检测器394和399检测出的7级数据信号被输入(步骤S1)，根据它们是不是x1(步骤S2)来决定输入信号。如果是x1，x1被输出(步骤S3)，如果不是x1，但如果是x7(步骤S4)，它将被再确定。如果它是x7，x7被输出(步骤S23)。如果它不是x7，则被返回到步骤S1。

在步骤S3中，x1被输出之后，7级数字信号从第一和第二检测器394和399被输入(步骤S5)。由输入信号是否x4来决定，如果它是x4，则执行步骤S3，输出x1(步骤S6)。如果不是x4，将再由它是不是x5来确定(步骤S7)，如果它是x5，x3被输出(步骤S8)。

另外，7级数字信号从第一和第二检波器394和399(步骤S9)输入，并且将由输入信号是否x3来确定。如果它是x3，则执行步骤S3，输出x1(步骤S10)，如果它不是x3，将再由它是不是x4来确定。

在步骤S11中如果信号是x4，在步骤S8中，x3被输出，如果信号不是x4，它将由信号是不是x5再被决定。如果信号是x5，则执行步骤S16，输出x3(步骤S12)。如果信号不是x5，它将由信号是不是x6再决定，且如果信号是x6，则执行步骤S23，输出x7(步骤S13)。如果信号不是x6，则检测出一个错误(步骤S14)。

在步骤S7中，决定信号是不是x5，如果信号不是x5，它将由信号是不是x6再决定(步骤S15)。如果信号是x6，则执行步骤S23，输出x5(步骤S16)。

再一次，7级数字信号自第一和第二检波器394和399(步骤S17)输入，且它由信号是不是x2所确定，如果信号是x2，则执行步骤S3，输出x1(步骤S18)，如果信号不是x2，它将由信号是不是x3再确定(步骤S19)。

在步骤S19中，如果信号是x3，则执行步骤S8，输出x3，如果信号不是x3，它将由信号是不是x4再决定。如果信号是x4，则执行步骤S16，输出x5(步骤S20)，如果信号不是x4，它再由信号是不是x5所决定(步骤S1)。

在步骤S1中，如果信号是x5，则执行步骤S23，输出x7，如果信号不是x5，则检测出一个错误(步骤S21和S14)。

在步骤S15中，决定信号是不是x6，如果信号不是x6，它再由信号是不是x7所决定(步骤S22)，如果信号是x7，x7被输出(步骤S23)。

再一次，来自第一和第二检测器394和399的7级数字信号被输入(步骤24)，下步由信号是否为x1决定，如果是x1则执行步骤S3，输出x1(步骤S25)，如果信号不是x1，它再由信号是不是x2来决定(步骤S26)。

在步骤S26中，如果信号是x2，则执行步骤S8，输出x3，如果信号不是x2，它将由信号是不是x3再决定。且如果信号是x3，则执行步骤S16，输出x5(步骤S27)。

在步骤S27中，如果信号不是x3，它由信号是不是x4再来决定。如果信号是x4，则执行步骤S23，输出x7，如果信号不是x4，则检测出一个错误(步骤S6和S14)。

如上述，根据这项发明，在数字信号记录和还原设备的调制/解调电路中，为了恢复一个载波信号，插入了导波信号。为了抑制装载载波信号的频带段，利用高通滤波器来提高载波恢复的精度和功效。

Claims

1. 数字信号记录/还原器的调制电路，用于调制第一级的编码多级数字信号，并记录和传输调制了的信号。所述调制电路包括：

映像器：用于分别输出内相位(I)和正交相位(Q)通道数据，这是通过同时处理半行于位的需求数目度的编码多级数字信号来完成的，这样，在译码期间，可以获得大的编码增益；

第一和第二高通滤波器，用于从所述的映像器输出的I和Q通道数据中除去直流电流成份；

第一和第二波形整形滤波器，用于在所述的第一和第二高通滤波器上完成波形整形和带宽限制；

载波信号发生器，用于产生载波信号；

调制装置，它利用所述的载波信号发生器产生的载波信号，对所述的第一和第二波形整形滤波器输出进行正交幅度和相位调制；

导波信号混频装置，用于产生导波信号，并且把导波信号和所述的调制装置的输出相混合，并输出结果以记录和传输。

2. 根据权利要求1的数字信号记录器/还原器的调制电路，其中所述的导波信号频率与载波频率一样。

3. 根据权利要求1的数字信号记录器/还原器调制电路，其中所述第一和第二高通滤波器压制装载载波频率的频带，且同时输出比来自所述的映像器中第一级信号大的第二级多级数字信号。

4. 根据权利要求3的数字信号记录器/还原器的调制电路，其中所述的第一和第二高通滤波器分别包括：

一个延迟装置，根据与一个码元间隔相应的周期度，延迟自所述的映像器输出的信号；

第一加法器，用于把所述的延迟输出和所述的映像器的输出加到一起。

5. 根据权利要求3的数字信号记录器/还原器调制电路，其中所述第一和第二高通滤波器把第一级的4级信号转变成第二级的7级信号，并输出这个结果。

6. 根据权利要求1的数字信号记录器/还原器调制电路，其中所述调制装置包括：

第一和第二平衡调制解调器，用于对所述的第一和第二波形整波滤波器的输出，利用所述的载波信号发生器产生的载波信号，进行正交幅度调制和相位调制；

第二加法器，用于把所述第一平衡调制解调器的输出和所述的第二平衡调制解调器的输出加到一起。

7. 根据权利要求6的数字信号记录器/还原器的调制电路，其中所述的导波信号混频装置包括：

导波信号发生器，用于产生导波信号，此信号的频率和所述的载波频率相同；

第三加法器，用于把所述的第二加法器的输出加到导波信号上，并输出结果。

8. 数字信号记录器/还原器的解调电路，当第一级的编译多级数字信号被调制成第二级的多级数字信号时，用于解调调制了的数字信号，并同时记录或和一个导波信号一起进行传输，所述电路包括：

载波恢复装置，利用所述的导波信号从所述的调制数字信号中恢复载波信号，这是通过：

调制装置，它利用了所述的恢复了的载波信号，对所述的调制信号进行正交幅度解调和相位解调，且输出I和Q通道数据；

匹配滤波装置，对所述的解调装置输出的I和Q通道数据进行幅度校正和失真补偿；

第一检测装置，用于在自所述的匹配滤波装置输出的I和Q通道数据中，检测出第二级的多级信号；

第二检测装置，它把来自于所述的第一检测装置的第二级的多级信号转变成所述的第一级的多级数字信号；

第三检测装置，把所述的第二检测装置的输出译码成原始信号。

9. 根据权利要求8的数字记录器/还原器的解调电路，其中所述的第一检测装置包括：

一个码元间隔恢复电路，用于输出与码元间隔相应的采样保持信号；

检波器，由采样保持电路组成，利用所述的码元间隔恢复电路的输出，检测I和Q通道数据中的多级数字信号，并输出到所述的第二检波装置中，且同时输出到所述的码元间隔恢复电路中。

10. 根据权利要求8的数字信号记录器/还原器解调电路，其中所述的第二检波器装置由高通滤波器组成。

11. 根据权利要求10的数字信号记录器/还原器解调电路，其中所述的第二检测装置把所述的第二级的7级信号转变成所述的第一级的4级信号。

12. 数字信号记录器/还原器的调制/解调电路，它把输入数字信号转变成编码的多级数字信号，并且调制和解调结果，所述电路包括：

一个映像器，通过同时处理和位的需求数目度并行的编码多级数字信号，分别输出内相位(I)和正交相位(Q)通道数据，这样，在译码期间可获得大的编码增益：

第一和第二高通滤波器，从来自于所述的映像器输出的I和Q通道数据的输出中，去掉直流电流成份，且把输出转变成一个大于所述的第一级的第二级的多级数字信号；

载波信号发生器，用于产生载波信号；

调制装置：利用所述的载波信号发生器产生的载波信号，对所述的第一和第二高通滤波器的输出进行正交幅度调制和相位调制；

导波信号混频装置，用于产生导波信号，且把导波信号和所述的调制装置的输出相混和，并输出结果进行记录和传输；

载波恢复装置，用于恢复载波信号，此信号来自再生的或接收到的调制数字信号，此数字信号利用所述的导波信号进行传送或记录；

解调装置：利用所述的恢复了的载波信号，对所述的调制数字信号进行正交幅度解调和相位解调，并输出I和Q通道数据；

第一检测装置，从来自所述的解调装置输出的I和Q通道数据的输出中检测出第二级的多级信号；

第二检测装置，把来自所述的第一检测装置的所述第二级输出的一个多级信号转变成第一级的多级数字信号；和

第三检测装置，用于把所述的第二检测装置的输出解码成原始信号。

13. 根据权利要求12的数字信号记录器/还原器的调制/解调电路，还包括：

第一和第二波形整形滤波器，它对第一和第二高通滤波器的输出进行波形整形和频带抑制；

第一和第二匹配滤波器，它对来自所述的解调装置的I和Q通道数据的输出进行幅度校正和失真补偿。