CN1223046A - 用于传输的数字数据的编码的多电平、多频率干扰图形模拟波形 - Google Patents

Abstract

数字数据编码成由正弦波干涉图形的干涉产生的一系列模拟波形,称为码元波形。每个波形是一种N－比特的数据的编码型式(方块210)。这些编码码元波形是一种在状态上和在传播特性上与习惯的电压状态信号和脉冲码很不相同的编码形式。该编码的码元波形通过产生(方块230和240)和叠加(方块270A和270B)一组模拟正弦波形成,这里计算每个波的增益(方块260A和260B)和相移(方块250A和250B),以便在组合中提供经过信号处理技术由检测器识别的唯一干涉图形,并然后解码。计算码元波形以使连续码元波形接合在一起形成一个平滑连续的AC模拟信号,该模拟信号本身不能产生干涉频率,能被带通滤波,和适合于长距离传播。本发明的传输技术尤其可应用到数字通信设备或系统。

Description

用于传输的数字数据的编码的 多电平、多频率干扰图形模拟波形

本发明涉及一种能够把数字数据编码成平滑模拟波形的数据编码方法和装置。

图1表示在IEEE标准802系列内规定的100Mbps以太网线LAN中脉冲编码调制(PCM)。PCM广泛用于连接分布式计算机到服务器和在其他计算机网络，例如内联网。然而，这种技术受到328呎的传播的特性所限制。而且，电压状态改变产生许多受数据传输干扰的不需要的频率和由检测器检测复杂数据。例如，在几个毫微秒内一个伏特的电压摆动导致图1所示的振铃。

已经提出了多个N频率的N选择正弦波被设置到特殊的增益电平和特殊的相移，以形成一个代码组(码元)。该代码组由在每个N频率上对已检测的码元进行离散傅里叶变换(DFT)计算的检测器检测，以恢复实际上在码元间隔期间设置的每个N增益和N相移。每个N波形作为单独副载波处理和带宽复盖所使用的N频率的全部范围。由于在每个码元边界上N波形的不连续性和计算的复杂性，该码元必须对检测器保持足够长的码元持续时间(时间间隔)，以识别和解码所接收的码元。然而，这种长码元时间间隔导致低数据传输速率和可以说明这种方法为何不用于当前可用的数据传输设备。

而不执行复杂计算来解码来自多个波的数据，最好是，希望选择一组呈现可控制特性的正弦波，以致所得的干扰图象由组合、或叠加而产生，这些波形可被检测(解码)作为唯一码码元(数据)以在大距离上提供高速的信息通信，特别是数字信息。

因此，本发明的一个目的是提供一种在长距离上以高速率编码和传送数据，特别是数字数据的技术。

本发明的另一个目的是提供一种控制用于传送编码数据的波形的频率内容的编码方法和装置。

本发明的又一目的是提供一种如上述的装置和技术，其中传送编码数据的AC模拟波形处在窄带宽内，以使它能带通滤波，以消除带外噪声，由此，能使独立传输信道对于有效频谱利用可精细地被隔开。

本发明的一个附加目的是提供一种如上所述的装置和技术，用于用高速编码效率编码数据。

本发明的各种其它目的、优点和特征通过下列详细描述将变得显而易见，和新颖特征将在附加权利要求中特别指出。

根据本发明，提供一种编码方法，用于将输入数据编码成多个模拟波，被组合产生表示输入数据的唯一干扰图形。选择频率的多个模拟波被产生，每个呈现根据输入数据控制的相位和增益。相位和增益控制波被组合来产生作为单个AC模拟波形出现的唯一干扰图形。

优选地，输入数据被划分成N-比特的数据段和N-比特数据段编码成多个相位和增益控制的模拟波。

在最佳实施例中，编码和解码装置分别引入在发射机和接收机中，以允许在远距离上信息的通信。而且，编码和解码装置引入在再生转发器中，以有助于信息的传输，而没有失真。

通过结合附图，以实例方式给出的下列详细描述，和不企图限制本发明仅于此，将可最好理解，其中：

图1是100Mbps以太网传输的实际A/D取样；

图2是本发明的200KHz波形传输的实际A/D取样；

图3是使用与表示为连续AC模拟波形的所得的干扰图形一起表示的W=3正弦波由本发明的一个实施产生的两个码元曲线图；

图4是由本发明的另一个实施例产生和发送的码元波形S(t)的实际A/D取样；

图5是由本发明再一个实施例产生和发送的码元波形S(t)的实际A/D取样；

图6是由本发明又另一个实施例产生和发送的码元波形S(t)的实际A/D取样；

图7是由本发明还有另一个实施例产生和发送的码元波形S(t)的实际A/D取样；

图8是表示本发明的编码装置的一个实施例的方框图；

图9是表示本发明的编码装置的另一个实施例方框图；

图10是表示引入图9编码装置中的W单独频率合成器的方框图；和

图11是本发明用于检测和解码接收的AC模拟波形的广义A/D取样和信号处理装置的方框图。

本发明的传输装置直接在导线或空气中传播平滑模拟AC波形，或另外该波形调制然后传播的载波。该波形由在码元边界上接合在一起的码元的序列构成。在码元边界上的波形的电压为零，以致于码元可接合在一起而没有明显不连续。图2表示根据本发明具有200KHz频率的平滑AC模拟波形。根据本发明的波形能够在支持几百Mbps的数据率的导线中传播几千呎。其数据率仅受本集成电路(IC)技术的最大时钟速率的限制，而不受噪声限制。另一方面，根据本发明的AC模拟波形可以调制一个RF载波。在本发明的另一个应用中，例如在窄带宽应用中，根据本发明产生的AC模拟波形提供一种由精密地间隔非干扰载波或精密间隔非干扰直接传播波形产生的高频谱利用。此外，由于允许滤掉它的带外噪声的窄带宽，本发明的载波与噪声比是非常好的，以便支持给定的比特误差率。

每个码元编码N比特的数字数据。每个码元由叠加多个W正弦波构成，以构成唯一的和可识别的干扰图形。2^N不同干扰图形(码元)需要编码N比特的传输数据，然而，E外加或附如码元能被分配到传输控制用途，由此需要总数为M=(2^N+E)唯一码元。换言之，每个码元能被编码的最大的数据比特数为N≤log₂M。

计算需要编码和产生码元波形，和需要检测和解码这些码元波形的几种变量。优选地，这些计算的变量被设计成惯例的集成电路(IC)实施本发明的传输技术。

在本发明的每个不同应用中，对于它的特殊工作环境，通过下面讨论的计算，选择最佳的变量。对于本发明的每个应用，变量的多次组合是可得到的，但是这些变量的最佳选择是受一系列的折衷，例如成本和特殊应用的各种特性要求限制的。

每个码元跨越预定定时间隔，称为单元，每个单元表示预定的时间间隔L秒。表示码元的AC模拟波形的极性由单元交替，也就是，它在邻接单元中是相反的。

假设W基本上纯正弦波被叠加来产生由一个码元波形构成的干扰图形，以致于码元波形可用S(t)表示： $s\left(t\right)=\underset{x\∈W}{\mathrm{\Σ}}{g}_x\sin \[(\frac{\mathrm{xt}}{\mathrm{KL}}+p_x)\mathrm{\π}\]------\left(1\right)$ 式中t范围从0到KL秒(确定一码元的外边界)，K等于间隔或单元数，和g_x和p_x表示x波的增益和相位。在此，x波的频率由f_x=x/2KLHz给定。W波中的一此波必须具有小于f_k=K/(2KL)=1/2L Hz的频率和有些波必须具有大于f_k的频率。为了产生接近连续平滑的波形，方程S(t)在所有码元边界上制约为零，即S(0)=S(KL)=0mV。换言之，每个波的增益和/或相位被控制，以使码元波形S(t)的信号电平在所有码元边界上基本为零。可理解为，叠加波形的频率不必限制到1/2KL的整数倍，但是，能够为1/2KL的非整数倍，例如，f_1.8=1.8/2KL。

如果所有组成波形在t=0处是同相的，方程(1)简化如下： $s\left(t\right)=\underset{x\∈w}{\mathrm{\Σ}}{g}_x\sin \left(\frac{\mathrm{xt\π}}{\mathrm{KL}}\right).------\left(2\right)$

现在结合图3对其中增益是对被传送的码元波形S(t)的每个组成波计算的方法予以说明。图3图示出表示两个接合在一起以形成AC模拟波形的码元的两个码元波形S(t)。在该实例中，一个码元复盖仅一个单个单元(K=1单元间隔)和在t=0点同相的三个波被用于产生由码元波形S(t)表示的干扰图形。这三个波的频率为：

    f_.5=.5/2LHz

    f_.9=.9/2LHz

    f_1.6=1.6/2LHz

可理解为，每个波的频率的选择几乎是任意的，仅需要所得的码元波形S(t)在码元边界(或在K=1的单元边界)上基本上为零，和一些波的频率小于f₁=1/2L和一些波大于f₁。

由于用于每一个码元的码元波形S(t)用在码元端点(边界)处的零电压产生，即S(0)=0，和S(1L)=0，以使码元能接合在一起而没有明显的不连续，以形成AC模拟波形。在t=0点同相条件总是产生S(0)=0，因为Sin(0)=0。而且，一组三个单独线性方程式可由方程式(2)得出，其中码元波形S(t)的幅度制约到在t=0.25L点的C₁mV和在t=0.75L点的C₂mV。

S(0.25L)=C₁=g_.5Sin.125π+g_.9sin.225π+g_1.6Sin0.4π(3)

S(0.75L)=C₂=g_.5Sin.375π+g_.9sin.675π+g_1.6Sin1.2π(4)

S(1L)=0=g_.5Sin.5π+g_.9sin_.9π+g_1.6Sin1.6π        (5)式中g_x表示具有频率f_x的组成波的增益。通过代入，方程式(3)-(5)得出下列对于g_.5,g_.9和g_1.6的解：

g_1.6=1.0514^*g_.5+0.3249^*g_.5

g_.5=1.0644^*C₁-1.5418^*C₂

g_.9=2.2244^*C₂-0.4921^*C₁

如用数字表示的例子，如果对C₁和对C₂选择四个可能值(幅度电平)，即70mV,90mV,110mV和130mV，然后M=16唯一干扰图形可被产生，在该例子中，用16干扰图形的每一个表示唯一码元。按照表达式N≤1og₂M，在这个例子中，每个码元可编码的最大数据比特数为N=4，和数据率通常用D=N/KL定义。由于M=2^N，在该例中没有外加码元，以致于E=0。虽然约束的数目，即C₁和C₂表示为每个单元等于两个，可理解为，每个单元约束的数目可以是大于或等于1的任何数。

在图3中，对于第一码元C₁=70mV和C₂=110mV和对于第二码元C₁=90mV和C₂=-130mV。可理解为，由于码元波形S(t)的极性在邻接单元中是相反的，当K为奇数时，S(t)的幅度的极性，即C₁和C₂用每个码元交替，以保持根据本发明的连续模拟波形。

表1.1和1.2包含在图3中每个单元在P=12等间隔点取样的码元波形S(t)的幅值(电压)。

0,L/12,L/6,L/4,L/3…11L/12和端点L对应于后序码元的起始点t=0。由方程式(3)-(5)得出的每个单元在相同的12个取样点三个组成波的每一个的相应取样值也包括在图3中，以曲线表示由组成波制约和抵销的干扰图形。表1.1和1.2也列出在图3中表示的分别对第一和第二码元计算的增益g_x，这里S_.5(t)=g_.5Sin0.5πt,S_.9(t)=g_.9Sin0.9πt和S_1.6(t)=g_1.6Sin1.6πt和S(t)=g_.5(t)+S_.9(t)S_1.6(t)。如图3曲线所示和在表1.1和1.2所列的，组成波在码元边界上显示不连续性，而根据本发明，AC模拟波形在码元边界上是连续的。也就是，表示第一和第二码元的码元波形在t=0和t=L处等于零，而组成波的幅度在t=L处不等于零，即在表1.1的最末行表示S_.5(L)=-95.1mV,S_.9(L)=65.0和S_1.6(L)=30.1mV。

                           表1.1

第一码元约束：C1=70mV和C2=110mV
					增益变量：g.5=-95.09  g.9=210.24  g1.6=-31.67
t/L	S(t)	S.5(t)	S.9(t)	S1.6(t)
					0.000	0.0	0.0	0.0	0.0
0.083	23.8	-12.4	49.1	-12.9
					0.167	47.3	-24.6	95.4	-23.5
0.250	70.0	-36.4	136.5	-30.1
					0.333	91.0	-47.5	170.1	-31.5
0.417	108.9	-57.9	194.2	-27.4
					0.500	121.8	-67.2	207.6	-18.6
0.583	127.6	-75.4	209.6	-6.6
					0.667	124.2	-82.4	199.9	6.6
0.750	110.0	-87.9	179.3	18.6
					0.833	84.2	-91.8	148.7	27.4
0.917	47.1	-94.3	109.8	31.5
					1.000	0.0	-95.1	65.0	30.1

                            表1.2

第二码元约束：C1=-90mV和C2=130mV
					增益变量：g.5=104.64  g.9=244.88  g1.6=30.45
t/L	S(t)	S.5(t)	S.9(t)	S1.6(t)
					0.000	0.0	0.0	0.0	0.0
0.083	-31.1	13.7	-57.2	12.4
					0.167	-61.5	27.1	-111.2	22.6
0.250	-90.0	40.0	-159.0	29.0
					0.333	-115.5	52.3	-198.1	30.3
0.417	-136.2	63.7	-226.2	26.4
					0.500	-150.0	74.0	-241.9	17.9
0.583	-154.8	83.0	-244.1	6.3
					0.667	-148.6	90.6	-232.9	-6.3
0.750	-130.0	96.7	-208.8	-17.9
					0.833	-98.5	101.1	-173.2	-26.4
0.917	-54.5	103.7	-128.0	-30.3
					1.000	0.0	104.6	-75.7	-29.0

在图3中，数据传输率是D=4/Lbps。可理解为，每个码元单元数(K)，组成波的数目(W)，和每个组成波的频率和相位的选择可由用户来选择。根据本发明的特殊应用这些参数的选择，例如码元的规定数目，由检测器以低误差概率单个识别是否是足以唯一的。

如另一个实例，图4是由表示5个连续码元的5个码元波形S(t)形成的接收AC模拟波形。每个码元波形是由具有频率f_1.8,f₂和f_2.2窄带的三个正弦波形成的干扰图形。在该例子中，一个码元跨越两个单元，即K=2单元间隔，和在t=0处同相的三个正弦波用于形成干扰图形(即S(0)=0)。

由于对于每一个码元的码元波形S(t)是在码元端点用零电压产生的，即S(2L)=0，以致于表示连续码元的码元波形S(t)能被接在一起，而没有明显不连续性，以形成AC模拟波形，如果码元波形S(t)的幅度制约在t=0.5L,C₁mV，在t=L0mV和在t=1.5LC₂mV，一组四个方程可由方程式(2)得出：

s(0.5L)=C₁=g_1.8sin0.9π+g₂sinπ+g_2.2sin1.17    (6)

s(1L)=0=g_1.8sin1.8π+g₂sin2π+f_2.2sin2.2π     (7)

s(1.5L)=C₂=g_1.8sin2.7π+g₂sin3π+g_2.2sin3.3π (8)

s(2L)=0=g_1.8sin3.6π+g₂sin4π+g_2.2sin4.4π,   (9)式中g_x表示具有频率f_x的组成波的增益。

方程式(7)和(9)是相关的方程式并提供下列等式；g_2.2=g_1.8。如在上述例子中，现在有I=3独立的线性方程式，即方程式(6)-(8)或(6)，(8)和(9)，导出对I=3波变量g_1.6,g₂和g_2.2的下列解：

g₂=-9.2147^*C₁-10.2147^*C₂

g_1.8=g_2.2=-0.5611^*(C₂+g₂)

作为数字的例子，如果四个可能值(幅度值)被选择为，对于C₁，即70mV,90mV,110mV和130mV，和5个可能幅度电平，对于C₂，即20mV,90mV,110mV,130mV和150mV，然后，M=4^*5=20唯一干扰图形可用表示唯一码元的20干扰图形产生，和N=4数据比特可在该例子中编码，于是剩下E=M-2^N=4码元作为外加码元。图4表示模拟波形的实际A/D取样，这里L=1μS和D=2Mbps。

图4是包括诸如由5个接合在一起的码元产生的滤波、传输衰减等之类的系统传输效果的接收模拟波形。这些波形被产生和接合在一起以形成模拟波形，这里对于第一码元，C₁=90mV，和C₂=-90mV，对于第二码元，C₁=70mV和C₂=-110mV，和对于第三码元C₁=130mV和C₂=-90mV，对于第四码元C₁=90mV，和C₂=-70mV，和对于第五码元，C₁=110mV和C₂=110mV。可以理解为，由于模拟波形的极性在相邻单元中是相反的，当K是偶数时，每一个C₁是正的和每一个C₂是负的。

现在结合图5将对于码元波形S(t)的组成波计算相位的方法予以说明。图5是包括表示两个码元的两个码元波形S(t)的系统传输效果的接收模拟波形。它由三个具有频率f₁、f₃和f₅的正弦波形成。这三个波在t=0处不必同相。在该例子中，每个码元跨越三个单元，即K=3单元间隔，和仅三个组成波之一，即具有频率f₃(或f₃波)的波在t=0处同相即p₃=0。也就是，f₃波的幅度在t=0处为零。f₁波的相位和f₅波的相位分别在t=0处称相P₁和P₅。由于组成波在t=0处不都是同相的，简化的方程式(2)不能用于对g_x求解和方程式(1)必须使用。

5个方程式可通过任意制约在t=0.5L处，码元波形S(t)的幅度到C₁mV，在t=1.5L处，C₂mV，在t=2.5L处，C₃mV和在内部单元边界上即在t=1L，和t=2L处，0mV，从方程(1)导出。

s(0.5L)=C₁=g₁sin(0.167+p₁)π+g₃sin(0.833+p₅)π        (10)

s(1L)=0=g₁sin(0.333+p₁)π+g₃sinπ+g₅sin(1.667+p₅)π   (11)

s(1.5L)=C₂=g₁sin(0.5+p₁)π+g₃sin1.5π+g₅sin(2.5+p₅)π(12)

s(2L)=0=g₁sin(0.667+p₁)π+g₃sin2π+g₅sin(3.33+p₅)π    (13)

s(2.5L)=C₃=g₁sin(0.833+p₁)π+g₃sin 2.5π+g₅sin(4.167+p₅)π,

                                                       (14)

这里g_x和P_x表示具有频率f_x的组成波的增益和相位。两个附加方程式可由方程式(1)导出，因为码元波形S(t)也必须满足在码元边界上零电压条件，即，S(0)=0mV和S(3L)=0mV：

s(0)=0=g₁sinp₁π+g₃sin0+g₅sinp₅π              (15)

s(3L)=0=g₁sin(1+p₁)π+g₃sin3π+g₅sin(5+p₅)π.    (16)四个零电压条件，S(0)=S(L)=S(2L)=S(3L)=0，是要求g₁=-g₅和p₁=1-p₅的三角恒等式。于是，有5个独立方程，即g₁=-g₅,p₁=1-p₅和方程(10)、(12)和(14)必须解出，但是，这些方程式在前面的例中不是线性方程。

一种解出现在g₃=(C₁-C₂+C₃)/3作为在3单元的每一个的中心的S(t)的平均电压电平的时候。如前面所述的，码元波形的极性每一个单元中交替，其中在该例子中，C₁是正的，C₂是负的等，但是，对于g₁,p₁的解从0到1迭代直到g₁同时满足下列三个方程： $g_1=\frac{c_1-g_3}{2\sin (\frac{.5\mathrm{\π}}{3}+p_1\mathrm{\π})},$ $g_1=\frac{g_3+c_2}{2\sin (\frac{1.5\mathrm{\π}}{3}+p_1\mathrm{\π},)}$ 和 $g_1=\frac{c_3-g_3}{2\sin (\frac{2.5\mathrm{\π}}{3}+p_1\mathrm{\π})}$

作为用数表示的例子，如果相同的六个可能值对于C₁、C₂和C₃选择的，即160mV,200mV,240mV,280mV,320mV和380mV，则可产生M=6^*6^*6=216唯一码元。根据表示式N≤1og₂M，每个码元可编码的最大数据比特数为N=7，于是，剩下E=M-2^N=88码元作为外加码元。图5表示L=5/6μs和D=2.8Mbps的模拟波形的实际A/D取样。

在图5中，表示两个码元的两个码元波形S(t)的接收模拟波形被接合在一起，以形成模拟波形，对于第一码元C₁=200mV,C₂=-320mV和C₃=280mV，和对于第二码元C₁=-160mV,C₃=360mV和C₃=-240mV。

对于C₁、C₂和C₃上面选择的值导致下列对于第一码元的解：

g₁=-35.28mV

g₃=266.67mV

g₅=35.28mV

p₁=0.2272

p₅=0.7728和对于第二码元的解：

g₁=58.12mV

g₃=-253.33mV

g₅=-58.12mV

p₁=0.1301

p₅=.8699

表2.1和2.2包含在图5中每个码元在p=8取样点上对于总数为每个码元24点采样的码元波形S(t)的幅度值(电压)，

0,L/8,3L/8,…L,9L/8,…2L,17L/8…23L/8，和在相应的8个取样点上，三个组成波的每个的相应幅度值，这里：

S₁(t)=g₁sin(0.333πt+p₁π),S₃(t)=g₃sinπt和

S₅(t)=g₅sin(1.667πt+p₅π)，和S(t)=S₁(t)+S₃(t)+S₅(t)。

将相移p₁和p₅引入组合波的优点在于数据传输率可增加到D=7/3L，而不改变组成波(W=3)的数目。

                           表2.1

第一码元约束：C1=200mV,C2=-320mV,C3=280mV
					变量：g1=35.28mV,g3=266.67mV,g5=35.28mV,p1=0.2272,p5=0.7728
t/L	S(t)	S1.8(t)	S2(t)	S2.2(t)
					0.000	0.0	-23.1	0.0	23.1
0.125	77.8	-26.4	102.1	2.1
					0.250	139.6	-29.2	188.6	-19.8
0.375	181.3	-31.5	246.4	-33.5
					0.500	200.0	-33.3	266.7	-33.3
0.625	192.4	-34.6	246.4	-19.4
					0.750	155.9	-35.2	188.6	2.5
0.875	90.3	-35.2	102.1	23.4
					1.000	0.0	-34.6	0.0	34.6
1.125	-104.0	-33.5	-102.1	31.5
					1.250	-204.9	-31.7	-188.6	15.4
1.375	-282.9	-29.5	-246.4	-7.1
					1.500	-320.0	-26.7	-266.7	-26.7
1.625	-305.0	-23.4	-246.4	-35.2
					1.750	-237.6	-19.8	-188.6	-29.2
1.875	-129.0	-15.8	-102.1	-11.1
					2.000	0.0	-11.5	0.0	11.5
2.125	124.4	-7.1	102.1	29.5
					2.250	221.2	-2.5	188.6	35.2
2.375	274.8	2.1	246.4	264
					2.500	280.0	6.7	266.7	6.7
2.625	241.7	11.1	246.4	-15.8
					2.750	172.2	15.4	188.6	-31.7
2.875	86.9	19.4	102.1	-34.6

                             表2.2

第二码元约束：C1=-160mV,C2=360MV,C3=240mV
					变量：g1=58.12mV,g3=-253.33mV,g5=-58.12mV,p1=0.1301,p5=0.8699
t/L	S(t)	S1(t)	S3(t)	S5(t)
					0.000	0.0	23.1	0.0	-23.1
0.125	-52.9	29.92	-96.9	14.1
					0.250	-97.5	36.1	-179.1	45.5
0.375	-134.2	41.8	-234.0	58.1
					0.500	-160.0	46.7	-253.3	46.7
0.625	-167.3	50.8	-234.0	15.9
					0.750	-146.5	54.0	-179.1	-21.4
0.875	-90.4	56.4	-96.9	-49.9
					1.000	0.0	57.7	0.0	-57.7
1.125	113.3	58.1	96.9	-41.8
					1.250	228.1	57.5	179.1	-8.5
1.375	318.2	55.9	234.0	28.2
					1.500	360.0	53.3	253.3	53.3
1.625	340.3	49.9	234.0	56.4
					1.750	260.8	45.5	179.1	36.1
1.875	138.3	40.4	96.9	0.9
					2.000	0.0	34.6	0.0	-34.6
2.125	-124.6	28.2	-96.9	-55.9
					2.250	-211.8	21.4	-179.1	-54.0
2.375	-249.8	14.1	-234.0	-29.9
					2.500	-240.0	6.7	-253.3	6.7
2.625	-194.5	-0.9	-234.0	40.4
					2.750	-130.1	-8.5	-179.1	57.5
2.875	-62.1	-15.9	-96.9	50.8

结合图6对码元波形S(t)的5个约束波的每一个计算增益的方法予以说明。在这个实例中，一个码元跨越三个单元(K=3)和干扰图形由5个具有各自频率f₁、f₂、f₃、f₄、f₅的波构成和5个波在t=0处是同相的。

由于在码元边界上码元波形S(t)的幅度基本上为零，一个方程式，S(3L)=0，可从方程(2)得出：

S(3L)=0=g₁sinπ+g₂sin2π+

        g₃sin3π+g₄sin4π+g₅sm5π    (17)另外，六个其它方程式通过任意约束模拟波形S(t)的幅度到在t=0.25L,C₁mV，在t=0.75LC₁mV，在t=1.25LC₂mV，在t=1.75LC₂mV，在t=0.25LC₃mV和在t=2.75LC₃mV得出：

s(0.25L)=C₁=g₁sin0.0833π+g₂sin0.1667π+g₄sin

0.25π+

             g₄sin0.333π+g₅sin0.4167π

(18)

s(0.75L)=C₁=g₁sin.25π+g₂sin0.5π+g₃sin0.75π+

             g₄sinπ+g₅sin1.25π

(19)

s(1.25L)=C₂=g₁sin0.4167π+g₂sin0.8333π+g₃sin

1.25π+

              g₄sin1.6667π+g₅sin2.08333π

(20)

s(1.75L)=C₂=g₁sin0.5833π+g₂sin1.1667π+g₃sin

1.75π+

             g₄sin2.333π+g₅sin2.g167π

(21)

s(2.25L)=C₃=g₁sin0.75π+g₂sin1.5π+g₃sin2.25π

             g₄sin3π+g₅sin3.75π

(22)

s(2.75L)=C₃=g₁sin0.9167π+g₂sin1.8333π+g₃sin

2.75π+

             g₄sin3.6667π+g₅sin4.5833π

(23).

与上述的例子相反，在内部边界上的码元波形S(t)的幅度不制约到零和在零电压电平上是不必要的。然而，某些优点由这种选择产生，例如，AC模拟波形的形状可更精确地控制和C₁、C₂和C₃的两个读数可被提供来减小噪声的影响。后面描述一个通过控制，即倾斜在每个单元内的波形增加码元的数目M的技术的例子。

由于规定S(3L)的方程式(17)的每个分量等于零，方程式(17)不能用于对5个波形变量g₁-g₅求解。然而，方程式的数目可减少到I=5独立线性方程式和5个波变量可通过以各种方法组合其余方程式得出。例如，从S(7.5L)减去S(2.25L)导出下列解，g₂=(C₁-C₃)/2和从S(1.25L)减去S(1.75L)导出下列等式，g₄=0.5774g₂。对于g₁,g₃和g₅的其余解可通过S(.25L)加上S(2.75L)，S(.75L)加上S(2.25)L，和S(125L)加上S(1.75L)得出： $g_5=\frac{(.5c_1+c_2+.5c_3)}{5.7952},$ $g_1=3.732g_5,$ $g_3=\frac{(c_3+g_2-1.9318g_5)}{.7071}.$

如用数字表示的例子，如果选择对于C₁、C₂和C₃的相同7个可能值，即54mV,66mV,78mV,90mV,102mV,114mV和126mV,然后，M=7^*7^*7=343唯一干扰图形可用表示唯一码元的343干扰图形的每一个产生。根据表示式N≤log₂M，每个码元可编码的最大数据比特数为N=8，于是，剩下E=M-2^N=87码元作为外加码元。图6表示包括其系统传输效果的接收模拟波形的实际A/D取样。在此，L=10/9μS和D=2.4Mbps。虽然对于C₁,C₂和C₃的可能值的数目表示为等于在该例中的7，可以理解为可能值的数目对于C₁、C₂和C₃可以不同。

在图6中，表示三个连续码元的码元波形接合在一起，以形成模拟波形，对于第一码元C₁=54mV,C₂=-90mV和C₃=102mV，对于第二码元，C₄=-114mV，C₂=78mV和C₃=-126mV，和对于第三码元，C₁=66mV,C₂=-102mV和C₃=78mV。

如另一个例子，有关的具有频率f₆(这里f₆=1/LHz)的同相波的任意选择被加到前面例子的5个组成波。这有关于f₆波的相加以下列方法改变上述7个方程式(10)-(16)，因为sin(6(.25L)π/3L)=1和sin(6(.75L)π/3L)=-1等：

s(.25L)=C₁+g₆    (24)

s(.75L)=C₁-g₆    (25)

s(1.25L)=C₂+g₆   (26)

s(1.75L)=C₂-g₆   (27)

s(2.25L)=C₃+g₆   (28)

s(2.75L)=C₃-g₆   (29)

s(3L)=0+g₆sin6π. (30)如所要求的，S(3L)仍然等于零，以避免在接合连续码元时的不连续性。7个方程式(24)-(29)将+g₆或g₆加到方程(18)-(23)，任一任意值可赋予g₆，作为自由度。在该例子中，存在有I=5独立方程式和6个波变量，即g₁-g₆。

如在前面例子中，对于C₁、C₂和C₃选择相同的7个可能幅度电平，可表示码元的唯一干扰图形的数目在本例子中可用相关的同相f₆波的加法增加。图7是表示如图6中相同的三个码元的接收模拟形，除了具有g₆=6mV(形状倾斜)的相关的f₆波外，用于产生表示第一码元的码元波形S(t)，具有g₆=0mV(无倾斜)的相关f₆波用于产生表示第二码元的码元波形S(t)，和具有g₆=-6mV(相反形状倾斜)用于产生表示第三码元的码元波形S(t)。在该例子中对于g₆的三个相关的设置，+6mV,0mV和-6mV，三倍M码元的数目，以致于现在M=3^*343=1029唯一码元，每个码元N=10比特和E=5码元。用相关的波倾斜码元波形S(t)有利地增加每个码元从8到10编码的比特的数目。因此，如前面例子中，数据率已从D=2.4增加到D=3Mbps。

可以理解为，任意选择可相加的相关波的数目不限于1，但是，任一大于或等于1的实际数目只要满足码元边界条件能够相加，独立方程式的数目没有增加和检测器能够识别附加干扰图形。例如，如果具有频率f₉的另一个相关同相波加到上述例子，唯一码元的数目可进一步增加。

在导线传输应用中，某些链路必须传播比其它较长距离的信号(波形)，优点在于，对于较短链路产生全部码元组，即，使用最大相关波的数目和使用对于较长链路的减小码元组，即使用几个或零相关波。而且，该系统可动态调节M的值(唯一码元的数目)，以响应于传输信道的条件即使用对于有噪信道减小码元的组，对于“无噪”信道全部码元组。例如，数据(传输)率可以初始地设置到最高无差错率并在该误差计数超过预定阈值时降低，即数据率可通过把g₉设置为零降低和通过把g₉和g₆设置为零进一步降低。可以理解为，该系统动态地调节M的值。以响应于其它条件，例如超载检测器。

在窄带应用中，附加相关波可用于减小W正弦波的幅度要求，以建立唯一干扰图形。

虽然以上描述了5个例子，可理解为，其它，不同参数选择可根据本发明的特殊应用进行考虑。一个参数的每个选择具有其优点和缺点。例如，较低单元间隔K允许被表示的几个码元(M)和每个码元(N)几个数据比特；而且也需要较少时间，以产生每个码元。总的模拟波形包含更多接缝，即更多码元边界。

在取得的窄频带应用中，例如，K=5的单元间隔，在每个码元的两个外部单元(第一和第五单元)的中心处码元波形S(t)的幅度可考虑为预定的电压电平，例如平均幅度，但是，每个码元的三个内部单元(第二、第三和第四单元可具有总数为约束幅度的M个组合。换言之，数据比特编码成仅每个码元的三个内部单元和外部单元(第一和第五单元)包含不编码的数据和可作为附加进行处理。

非编码的外部单元能使检测器容易识别单个码元和通过部分地去耦码元的序列使窄的带通滤波器存储器的作用减至最小。另外，非编码的附加可通过扩展滤波器截止直到使窄带通滤波存储器作用减到最小为止。

现转到图8，表示本发明的编码装置的一个实施例的方框图，图8的编码装置最好是实施为集成电路和由数据缓冲器210、控制器220，本振230、频率合成器和整形器240，相移器250A和250B，增益放大260A和260B和组合器270A和270B组成。

对于每个组成波的波变量g_x和p_x，按上面所讨论的方法，存储在控制器220的门逻辑中。振荡器230产生时钟信号，送到频率合成器和整形器240，用于产生上述选择频率的基本纯正弦波的预定数W(W＞1)。这些W波(W是一个整数)交替地耦合到相移器250A和250B。可以理解为，不同频率的一组W波用被考虑为在该组(图3中标为g_.5sin(.5tπ)的波)的第一波的最低频率波、考虑为在该组(在图3中标为g_1.6sin(1.6tπ)的波的最末波，和在该组显示在频率之间(图3中标为g_.9sin(.9tπ)的波)的中心波的最高频波产生。

在有些情况下，信号基准波可被产生，由此剩下组成波可由适当的分频和倍频合成。另一个方案，可更便于使用W单独频率合成器和整形器产生W波。

输入数据，例如数字信息的串行化特，被送到数据缓冲器210，将输入数据划分成N-比特的数据段，其中N表示大于或等于一的整数。连续数据段送到控制器220，产生作为N-比特数据段的函数的预定的相移量(p_x’s)和预定的增益量(g_x’s)。各自的相移p_x和各自的增益g_x对应于由频率合成器和整形器240产生的每个波。相移交替地送到相移器250A和250B，和增益交替地送到增益放大器260A和260B。

相移器250A和2503根据由控制器220接收的相应相移(p_x)控制来自频率合成器接收的每个波的相位。然后，相(位)控(制的)波从相移器分别提供到增益放大器260A和260B。每个增益放大器唯一与特殊相移器有关。

增益放大器260A和260B根据从控制器220送到那里的相应增益(g_x)控制从各自的相移器250A和250B接收的每个相控波的幅度。然后增益和相控波耦合到组合器270A和270B，并且每个组合器唯一与一个特殊的增益放大器有关。

每个组合器270A和270B组合W增益和相控波以产生一个干扰图形，该图形被形成作为表示唯一码元的码元波形，例如图3所示的。换言之，基于这些N-比特的值数据的N-比特被编码为唯一干扰图形，或码元。每个组合器可包数字信号处理器，以增强组合波的处理。该码元波形S(t)然后送到用于传输的输出单元80。输出单元80无接缝地组合表示连续N比特数据段的码元波形S(t)，以产生用于传输的单独的AC模拟波形。因为码元边界条件，即，零电压电平，可取消这个有利结果。

几对相移器、增益放大器和组合器能使该装置在传送当前电流数据段时准备下一个N-比特数据段。例如，可认为信道A的电路可起发送电流数据段的作用，而信道B的电路可起准备下一个数据段的作用。开关90根据哪个组合器处理电流数据段将输出单元80连接到组合器270A和270B的任一个。可以理解为，相移器、增益放大器和组合器的信道数不限制为两个并且只要在由允许附加码元建立时间实现时，这些条件改进码元组，则可以是任一大于2的实际数目。

参照图9，示出了一个图8的编码装置的一部分的方框图。每个部分包括W个相移器250A₁-250A_W和相应的W个增益放大器260A₁-260A_W。振荡器230提供时钟信号到W频率合成器和整形器240₁-240_W的每一个。每个频率合成器和整形器产生一个W波(见图3-7)，被叠加来产生码元波形S(t)；即，频率合成器和整形器240：从送到相移器250A_x的W产生波X(参见图3)。

W相移器250A₁-250A_W的每一个用相应的相移控制从频率合成器和整形器240₁-240_w接收的W波的各自的W波的相位；即，P_x控制第一组W波的波x的相位。在该组中W相控波然后送到增益放大器260₁-260_W。也就是，相移器250A_x用相应的相移p_x控制波X的相位并把相控波X送到增益放大器260A_x。

W增益放大器260A₁-260A_W的每个波用对应于其的增益控制W相控波的各自的波的增益(幅度)；和在一组中W相位和增益控制的波送到组合器270A。换言之，增益移相器用相应的增益g_x控制相控波x的幅度并将相位和增益控制的波x送到组合器270A。

转到图10，示出了用于编码和产生用于传输的码元波形S(t)的序列的装置的另一个实施例的方框图。该装置包括数据缓冲器110、地址生成器120、电子存储器表130、D/A变换器140、低通滤波器150和输出单元80。

诸如串行化比特的数字信息之类的输入数据送到数据缓冲器110，将输入数据划分成N-比特的数据段，其中N表示大于或等于1的整数。连续N-比特数据段通过地址生成器120从数据缓冲器110读出。该地址生成器120相应于每个N-比特数据段产生一个代码或地址，以唯一地识别在可能的M先前记录码元波形S(t)中的先前记录(存储)的码元波形S(t)。该地址送到表130。

表130具有电子存储与在各自表中M唯一码元波形S(t)有关的取样数字输出值(电平)。例如，有M可编址表，以记录对于M码元波形S(t)的每一个的取样幅度电平。在一个实施例中，这些取样幅度电平是由在每个单元p等间隔时间上取样M唯一码元波形的每一个行前得到的。表130使用由地址生成器120接收的地址，以唯一寻址(识别)各自的表，由此表示码元波形S(t)的输出值的序列送到D/A变换器140。

例如表3.1和3.2表示对于可能M=216码元中的2个码元的这些实际数字输出值，如图5所描述的，在此每个单元P=8取样和每个码元k=3单元，如每个码元24个数字输出值序列。图2和4-7表示使用具有12比特输出分辨率的D/A变换器140由图10的编码装置实际产生和发送的码元波形S(t)，即有4096不同的输出电平可用。在图5中，数字输出值2047设置在DC基准0V。数字输出值0和4094分别按满刻度调节到-400mV和400mV。码元波形S(t)的24个取样按最近的D/A输出电压电平记录在表130中。图5表示接合在一起以形成AC模拟波形的两个码元波形S(t)；第一和第二码元波形分别使用表3.1和3.2产生。也就是在表3.1中输出序列1-24用于产生图5中的第一码元波形S(t)和输出序列25-48用于产生图5中的第二码元波形S(t)。

         表3.1                                  表3.2

序列#	S(t)	D/A输出电平	序列#	S(t)	D/A输出电平
						1	0.0	2047	25	0.0	2047
2	77.8	2445	26	-52.9	1776
						3	139.6	2761	27	-97.5	1548
4	181.3	2975	28	-134.2	1360
						5	200.0	3070	29	-160.0	1228
6	192.4	3032	30	-167.3	1191
						7	155.9	2845	31	-146.5	1297
8	90.3	2509	32	-90.4	1584
						9	0.0	2047	33	0.0	2047
10	-104.0	1515	34	113.3	2627
						11	-204.9	998	35	228.1	3214
12	-282.9	599	36	318.2	3675
						13	-320.0	409	37	360.0	3889
14	-305.0	486	38	340.3	3788
						15	-237.6	831	39	260.8	3382
16	-129.0	1387	40	138.3	2755
						17	0.0	2047	41	0.0	2047
18	124.4	2684	42	-124.6	1409
						19	221.2	3179	43	-211.8	963
20	274.8	3454	44	-249.8	769
						21	280.0	3480	45	-240.0	819
22	241.7	3284	46	-194.5	1051
						23	172.2	2928	47	-130.1	1381
24	86.9	2492	48	-62.1	1729

D/A变换器140储存L/p秒的每个接收数字输出电平并然后在来自表130的接收序列输出下一个数字输出电平。低通滤波器150将这些D/A输出台阶平滑成例如在图4-7的平滑AC模拟波形，并将AC模拟波形送到用于传输的输出单元80。

可以理解为，D/A变换器可产生模拟CD音乐的复合输出波。在CD环境中，从光盘读出的N=16比特串的连续性规定D/A输出电平的序列，产生送到音频扬声器的平滑模拟波形，产生由收听者耳杂检测的复杂混合乐音。丰富记录的音乐是一个大的干扰图形，可是叠加正弦波的数目W是连续可变的。本发明的AC模拟波形S(t)在它通常产生改变频率1/2L Hz的幅度音调时音乐上更谈不上丰富。

也可以理解为，对于窄频带应用，它可有利地使用具有较高比特例如16比特，分辨率的D/A变换器140，更精确地整形所得的模拟波形。然而，在选择最佳编码器和解码器中不能单独考虑该单元。其它因素，例如码元接合的平滑度，模拟波形S(t)的幅度改变的最大速率等，考虑因为这些因素与检测器的工作效率有关。可以理解为，这些幅度改变的速度被检测器识别为其它频率。计算机模拟和仿真可用于帮助选择最佳参数中，以产生码元波形S(t)。

由图10的编码装置产生和发送的和由数字示波器取样的实际AC模拟波形在图4-7中表示为接收的波形。数字示波器根据波形的零交叉点确定(检测)所得的AC模拟波形的平均频率，上述例子的f_k频率，分别大约为500KHz，600KHz,450KHz和450KHz。测量这些AC模拟波形的频谱分析仪设备表示在频率fk和别的任何地方都不形成峰值。这个频谱分析仪结果支持本发明的非干扰优点。相反，在图1中PCM波和所有其它脉冲代码，在频谱分析仪上显示许多频率。同样地，经过在本发明的许多接缝码元的AC模拟波形的快速傅里叶变换(FFF)计算通常仅表示在该噪声上的频率分量f_k。该W组成频率在许多接缝码元两端平均接近零功率。

转到图11，表示用于检测和解码来自平滑模拟波形的数据的N比特的装置方框图。检测装置最好实施为习惯上的集成电路并由带通滤波器310，A/D取样器数据缓冲器320、单独的信号处理器330和解码器/存储器340组成。

如图3-7所描述的，用接合在一起的码元(干扰图形)的输入AC模拟波形送到带通滤波器310，滤除不需要的频率范围，即，在用于产生AC模拟波形的W波的范围完全以外的频率。在通带内的AC模拟波形然后送到A/D取样器数据缓冲器320，在预定间隔时间上取样滤波的AC模拟波形。该取样波形包含系统传输效果，改变产生的波形。A/D取样器数据缓冲器320最好包括一个内部时钟，用于在这些预定间隔时间上产生取样脉冲；和该取样值(或电压读数)送到信号处理器330。可以理解为，取样的较大数目允许更精确的信号处理，但是这依次需要较快和更昂贵的信号处理器。该信号处理器330必须考虑系统的传输效果，包括图10中带通滤波器310和低通滤波器150的作用。

对于短的单元持续时间L，信号处理器可用模拟比较电路来实施，但是对于较长的单元持续时间，最好是利用传统处理技术和其组合，例如，积分、微分、门限检测和总图形识别的数字信号处理器(DSP)。利用可编程DSP，可很快实施微码改进和更新，以克服不是先前考虑的或在选择(设计)检测器中出现的电位检测器性能问题。

利用传统处理技术的信号处理器330，处理该取样来确定在产生存储在解码器/存储器340中的AC模拟波形中使用的来自C₁、C₂、C₃等的制约输出电平的序列(模拟图10的表130，即表3.1和3.2中存储的输出电平的序列)。信号处理器的功能是正确地识别由传输AC模拟波形构成的码元的序列。输出电平的识别序列送到解码器/存储器340。

解码器/存储器340解码从信号处理器330接收的码元的识别序列。如果接收的码元是一个数据码元，解码器/存储器340恢复从其来的数据的N-比特。另一方面，如果接收的码元对应于外加码元X，可用这种外加符号X表示的控制作用被恢复。一些外加码元可控制其中的同步、编址协议、误差检测、扰频和压缩。

本发明的产生和检测装置的集成电路(IC)是一个包含设计处理的结果的IC芯片的匹配对。另一种方案，产生和检测装置可构成为传统的微处理器，最好是高速微处理器。

到此为止，仅描述了直接传播的例子。在本发明的另一种应用中，上述的编码和解码装置可引入光传输系统，例如光纤系统，激光通信系统等。在这种应用中，输出单元80(图8和10)将表示一个码元的AC模拟波形送到光强度调制器，调制光波的光子输出。

然而本发明的还有另一种应用，编码装置可引入RF发射机，以致于AC模拟波形调制产生AM调制波形的载波。这样调制的RF载波频率假设为有效地高于频率f_k。可识别码元波形，也就是表示码元的序列的AC模拟波形，幅度调制RF载波频率。

作为本发明的进一步应用，编码装置可引入磁存储器，其中来自输出单元80(图8和10)的AC模拟波形用于调制记录头的写电流，以便感应通量在磁记录器的磁介质中改变。磁存储器的读出头提供输入到解码器的带通滤波器310(图11)的模拟波形。

在本发明的又另一个应用中，编码器和解码器提供在双向传输系统的每端。双向传输系统可通过利用反向信号用单个信道运行。双向系统也可用独立信道，用被赋于特殊传输方向的各自信道运行。

在本发明的再另一个应用中，编码器和解码器引入再生转发器。由转发器接收的AC模拟波形S(t)由解码器解码成数据；和编码器重编码解码数据成被重发送的另一个AC模拟波形S’(t)。可理解为，转发器可编码与该形式不同的数据，其中它被接收来提供相加的保密性，即编码器的各实施例分别引入发射机和转发器。换言之，由转发器产生的模拟波形S’(t)可与接收的模拟波形S(t)不同。

尽管已参照最佳实施例特殊表示和描述了本发明，将可清楚地理解为，可进行各种改变而不脱离本发明精神和范围。企图使附加权利要求解释为包括上面所讨论的各实施例，已描述的那些替代物和所有其等同物。

Claims (74)

1、一种将输入数据编码成构成为唯一干扰图形的单个模拟波形的方法，包括步骤为：

接收所述的输入数据；

产生大体多个正弦波，其每个呈现至少一个可控制波特性；

随着所述的输入数据的函数，控制所述多个波的各自波的所述至少一个波特性，以产生控制的波；

组合多个所述控制波，以产生干扰图形；和

输出所述的干扰图形作为所述的表示输入数据的单个模拟波形。

2、根据权利要求1的方法，其中所述输入数据由数字信息的串行比特构成；和还包括将所述输入数据分成数据的N-比特的段的步骤，这里N是大于或等于1的整数；和其中所述至少一个波特性控制作为所述数据的N-比特的段的函数。

3、根据权利要求2的方法，其中一段编码为一个码元；所述单个模拟波形表示连续的码元；和所述单个模拟波形从码元连续到码元。

4、根据权利要求3的方法，其中所述单个模拟波形在连续码元之间的边界上基本上呈现零幅度。

5、根据权利要求3的方法，其中所述单个模拟波形是一个AC模拟波形。

6、根据权利要求5的方法，其中所述AC模拟波形跨越K单元的持续时间，以表示一个码元。

7、根据权利要求6的方法，其中K单元的每个码元表示预定时间持续时间KL秒和其中所述AC模拟波形具有一个平均频率f_k=1/2L。

8、根据权利要求7的方法，这里至少所述多个基本上正弦的波之一的频率大于f_k和至少所述多个基本上正弦波之一的频率小于f_k。

9、根据权利要求1的方法，其中控制步骤随着所述输入数据的函数，控制所述多个波的所述各自波的增益，以产控制的波。

10、根据权利要求1的方法，其中控制步骤随着所述输入数据的函数，控制所述多个波的所述各自波的相位，以产生控制的波。

11、根据权利要求9的方法，其中控制步骤还随着所述输入数据的函数，控制所述多个波的所述各自波的相位，以产生控制的波。

12、根据权利要求6的方法，还包括通过制约所述AC模拟波形的幅度到至少在每个单元内预定点上至少一个约束值整形所述AC模拟波形的步骤。

13、根据权利要求12的方法，其中所述至少一个约束值对应于多个离散电压电平。

14、用于将输入数据编码成按唯一干扰图形构成的单个模拟波形的装置，包括：

用于接收所述输入数据的装置；

用于产生多个基本上正弦波的装置，每个波呈现至少一个可控制的波特性；

用于随着所述输入数据的函数控制所述多个波的各自波的至少一个波特性以产生控制波的装置；

用于组合多个所述控制波以产生一个干扰波形的装置；和

用于按表示所述输入数据的所述单个模拟波形输出所述干扰图形的装置。

15、根据权利要求14的装置，其中所述的输入数据由数字信息的串行比特的构成；和还包括用于将所述输入数据分成数据的N-比特的段的装置，这里N是大于或等于1的整数；和其中所述至少一个波特性按所述N-比特的数据的段的功能控制。

16、根据权利要求15的装置，其中一段编码为一个码元；所述单个模拟波形表示连续的码元；和所述的单个模拟波形从码元连续到码元。

17、根据权利要求16的装置，其中所述的模拟波形在连续码元之间的一个边界上基本上呈现零幅度。

18、根据权利要求16的装置，其中所述单个模拟波形是一个AC模拟波形。

19、根据权利要求18的装置，其中所述AC模拟波形跨越K单元的持续时间，以表示一个码元。

20、根据权利要求19的装置，其中K单元的每个码元表示预定持续时间KL秒和其中所述AC模拟波形具有平均频率f_k=1/2L。

21、根据权利要求20的装置，其中至少所述多个基本上正弦波之一的频率大于f_k和至少所述多个基本上正弦波之一的频率小于f_k。

22、根据权利要求14的装置，其中所述的控制装置包括用于按所述输入数据的函数控制所述多个波的各自波的增益以产生控制波的装置。

23、根据权利要求14的装置，其中所述的控制装置包括用于按所述输入数据的函数控制所述多个波的各自波的相位以产生控制波的装置。

24、根据权利要求22的装置，其中所述的控制装置还包括用于按所述输入数据的函数控制所述多个波的各自波的相位以产生控制波的装置。

25、根据权利要求19的装置，还包括用于通过约束所述AC模拟波形的幅度到至少在每个单元内一个预定点的至少一个约束值整形所述AC模拟波形的装置。

26、根据权利要求25的装置，其中所述至少一个约束值对应于多个离散电压电平之一。

27、根据权利要求14的装置，其中所述的输出装置包括用于直接传播所述单个模拟波形的装置。

28、根据权利要求14的装置，其中输出装置包括用于用所述单个模拟波形调制RF载波以产生一个AM调制的波形的装置。

29、根据权利要求14的装置、其中所述的输出装置包括用于用所述单个模拟波形调制光载波以产生光子波的装置。

30、根据权利要求14的装置，其中所述的输出装置包括用所述单个模拟波形调制记录头的写电流以便感应通量在磁介质中变化的装置。

31、根据权利要求27的装置，其中所述的直接传播装置在空气中传播所述单个模拟波形。

32、根据权利要求27的装置，其中所述的直接传装置在导线中传播所述的单个模拟波形。

33、根据权利要求28的装置，其中所述的调制RF载波装置包括用于在空气中传播所述AM调制波形的装置。

34、根据权利要求28的装置，其中所述调制RF载波的装置包括用于在导线中传播所述AM调制波形的装置。

35、根据权利要求29的装置，其中所述调制光载波的装置包括用于在空气中传播所述光子波的装置。

36、根据权利要求29的装置，其中所述的调制光载波的装置包括用于在导线中传播所述的光子波的装置。

37、一种将输入数据编码成单个模拟例波形的方法，包括步骤为：

提供各自码元波形S(t)的取样点的存储数字值的可编址表，其中S(t)是由组合多个基本上正弦波产生的一个干扰图形，所述基本上正弦波的每一个具有至少一个按所述输入数据的函数控制的波特性；

按所述输入数据的函数产生一个地址，以编址一个表。

从编址表读出存储的数字值；和

滤波从所述编址表读出的数字值，以产生表示所述输入数据的所述单个模拟波形。

38、根据权利要求37的方法，其中所述输入数据由数字信息的串行比特构成；和还包括将所述的输入数据划分成N-比特的数据的段的步骤，这里N是大于或等于1的整数；和其中所述至少一个波特性按所述N-比特的数据的段的函数进行控制。

39、根据权要求38的方法，其中一段编码为一个码元波形S(t)；所述单个模拟波形表示连续码元波形S(t)；和所述单个模拟波形从码元波形S(t)连续到码元波形S(t)。

40、根据权利要求39的方法，其中所述的单个模拟波形在连续码元波形S(t)之间的一个边界上呈现基本上零幅度。

41、根据权利要求39的方法，其中所述单个模拟波形是一个AC模拟波形。

42、根据权利要求41的方法，其中所述AC模拟波形跨越K单元的持续时间，以表示一个码元波形S(t)。

43、根据权利要求42的方法，其中K单元的每个码元表示一个预定持续时间KL秒和其中所述的AC模拟波形具有一个平均频率f_k=1/2L。

44、根据权利要求43的方法，这里至少所述多个基上正弦波之一的频率是大于f_k和至少所述多个基本正弦波之一的频率大于f_k。

45、根据权利要求37的方法，其中控制步骤按所述输入数据的函数控制所述多个波的各自波的增益以产生控制波的步骤。

46、根据权利要求47的方法，其中控制步骤按所述输入数据的函数控制所述多个波的各自波的相位以产生控制波。

47、根据权利要求45的方法、其中控制步骤按所述输入数据的函数还控制所述多个波的各自波的相位以产生控制波。

48、根据权利要求42的方法，还包括通过约束所述AC模拟波形为至少在每个单元内一个预点的至少一个约束值整形所述AC模拟波形的步骤。

49、根据权利要求48的方法，其中每个约束值对应于多个离散电压电平。

50、用于把输入数据编码成单个模拟波形的装置，包括：

用于提供各自码元波形S(t)的取样点的存储数字值的可编址表的装置，其中S(t)是一个通过组合多个基本上正弦波产生的干扰波形，每个所述基本上正弦波具有按所述输入数据的函数控制的至少一个波特性；

用于按所述输入数据的函数产生一个地址，以编址一个表的装置；

用于从可编址表中读出存储的数字值的装置；和

用于滤除从所述地址表读出的数字值以产生表示所述输入数据的所述单个模拟波形的装置；

51、根据权利要求50的装置，其中所述的输入数据由串行比特的数字信息构成；和还包括用于将所述输入数据分成N-比特的数据段的装置，这里N是大于或等于1的整数；和其中所述至少一个波特性是按所述N-比特的数据的段的函数控制的。

52、根据权利要求51的装置，其中一段编码为一个码元波形S(t)；所述单个模拟波形表示连续码元波形S(t)；和所述单个模拟波形是从码元波S(t)连续到码元波形S(t)。

53、根据权利要求52的装置，其中所述单个模拟波形在连续码元波形S(t)之间的一个边界上呈现基本上零幅度。

54、根据权利要求52的装置，其中所述的单个模拟波形是一个AC模拟波形。

55、根据权利要求54的装置，其中所述的AC模拟波形跨越K单元的持续时间，以表示一个码元波形S(t)。

56、根据权利要求55的装置，其中K单元的每个码元表示预定持续时间KL秒和其中所述的AC模拟波形具有一个平均频率f_k=1/2L。

57、根据权利要求56的装置，这里至少所述多个基本上正弦波之一的频率大于f_k和至少所述多个基本上正弦波之一的频率小于f_k。

58、根据权利要求50的装置，其中所述的控制装置包括用于按所述输入数据的函数控制所述多个波的各自波的增益以产生控制波的装置。

59、根据权利要求50的装置，其中所述的控制装置包括用于按所述输入数据的函数控制所述多个波的各自波的相位以产生控制波的装置。

60、根据权利要求58的装置，其中所述的控制装置还包括用于按所述输入数据的函数控制所述多个波的各自波的相位以产生控制波的装置。

61、根据权利要求55的装置，还包括用于通过将所述AC模拟波形的幅度约束到至少每个单元内一个预定点的至少一个约束值整形所述AC模拟波形的装置。

62、根据权利要求61的装置，其中所述的至少一个约束值对应于多个离散电压电平之一。

63、根据权利要求50的装置，其中所述的输出装置包括用于直接传播所述单个模拟波形的装置。

64、根据权利要求50的装置，其中所述的输出装置包括用于用所述的单个模拟波形调制RF载波以产生一个AM调制波形的装置。

65、根据权利要求50的装置，其中所述的输出装置包括用于用所述的单个模拟波形调制光载波以产生一个光子波的装置。

66、根据权利要求50的装置，其中所述的输出装置包括用于用所述的单个模拟波形调制记录头的写电流以便感应通量在磁介质中改变的装置。

67、根据权利要求63的装置，其中所述的直接传播装置在空气中传播所述的单个模拟波形。

68、根据权利要求63的装置，其中所述的直接传播装置在导线中传播所述单个模拟波形。

69、根据权利要求64的装置，其中所述的调制RF载波的装置包括用于在空气中传播所述AM调制波形的装置。

70、根据权利要求64的装置，其中所述的调制RF载波的装置包括用于在空气中传播所述的AM调制波形的装置。

71、根据权利要求65的装置，其中所述的调制光载波的装置包括用于在空气中传播所述的光子波的装置。

72、根据权利要求65的装置，其中所述的调制光载波的装置包括用于在导线中传播所述的光子波的装置。

73、用于解码来自单个模拟波形的数据的装置，包括：

用于提供一个存储相应于各自码元波形S(t)的取样点的数字值的数据的存储器，其中S(t)是一个通过组合多个基本上正弦波产生的干扰波形；

用于滤掉所述单个模拟波形以产生已滤波的波形的装置；

用于在预定间隔时间上取样所述的已滤波的波形以产生取样点的装置；

用于从所述的取样点产生数字值的序列的装置；和

用于按所述数字值的序列的函数从存储器读出存储的数据的装置，其中所述的单个模拟波形表示所述存储的数据。

74、用于发送和接收数据的装置，包括：

用于提供用于传输的数据的装置；

用于将所述数据编码成单个模拟波形的装置，包括：

用于提供各自波形S(t)的取样点的存储数字值的可编址表的装置，其中S(t)是通过组合多个基本上正弦波产生的干扰波形，所述基本上正弦波的任一个具有至少按所述数据的函数控制的一个波特性；

用于按所述的数据产生一个地址以便编址一个表的装置；

用于从编址表读出存储的数字值的装置；和

用于滤掉从所述的编址表读出的数字值以产生所述的表示所述数据的单个模拟波形的装置；

用于发送所述单个模拟波形的装置；

用于接收所述单个模拟波形的装置；

用于从单个模拟波形中解码所述数据的装置，包括：

用于提供相应于所述各自码元波形S(t)的取样点的数字值的存储数据的存储器的装置；

用于滤除所述单个模拟波形以提供一个已滤波的波形的装置，

用于取样在预定间隔时间上的所述已滤波的波形以提供取样点的装置；

用于从所述的取样点产生数字值的序列的装置；和

用于按所述数字值的序列的函数从存储器中读出存储的数据的装置。

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