CN111478637A - 电机控制方法及电机控制系统 - Google Patents

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CN111478637A CN202010302995.2A CN202010302995A CN111478637A CN 111478637 A CN111478637 A CN 111478637A CN 202010302995 A CN202010302995 A CN 202010302995A CN 111478637 A CN111478637 A CN 111478637A
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Abstract

本发明公开一种电机控制方法及电机控制系统，该电机控制方法包括以下步骤：采样电机第k时刻的三相电流iabc并经过坐标变换得到两相静止坐标系下电流iα和iβ；构建电流观测器，根据电机角度以及第k时刻的静止坐标系下电流iα和iβ计算第k+1时刻的电流估测值
Figure DDA0002454429770000011
和
Figure DDA0002454429770000012
在根据所述电流估测值
Figure DDA0002454429770000013
和
Figure DDA0002454429770000014
进行电流环计算，并在第k+1时刻进行SVPWM调制得到脉宽调制波形后输出，以控制电机工作。

Description

电机控制方法及电机控制系统
技术领域
本发明涉及电机技术领域，特别涉及一种电机控制方法及电机控制系统。
背景技术
在对电机进行控制时，当采用隔离Σ-Δ型ADC及sinc滤波器要对电机的三相定子电流进行采样时，对电流采样来说会存在采样延时，即PWM载波的波峰、波谷电流值在延时一定时间后才能传给控制器，随后控制器完成电流环计算(FPGA可在2us以内完成)，更新SVPWM的三个占空比时，同样会存在延时，无法在PWM载波的波峰、波谷完成SVPWM更新。
发明内容
本发明的主要目的是提出一种电机控制方法及电机控制系统，旨在解决电机PWM更新延迟的问题。
为实现上述目的，本发明提出一种电机控制方法，所述电机控制方法包括以下步骤：
采样电机第k时刻的三相电流iabc并经过坐标变换得到两相静止坐标系下电流iα和iβ；
构建电流观测器，根据电机角度以及第k时刻的静止坐标系下电流iα和iβ计算第k+1时刻的电流估测值
Figure BDA0002454429750000011
和
Figure BDA0002454429750000012
根据所述电流估测值
Figure BDA0002454429750000013
和
Figure BDA0002454429750000014
进行电流环计算，并在第k+1时刻进行SVPWM调制得到脉宽调制波形后输出，以控制电机工作。
可选地，所述构建电流观测器，根据电机角度以及第k时刻的静止坐标系下电流iα和iβ计算第k+1时刻的电流估测值
Figure BDA0002454429750000015
和
Figure BDA0002454429750000016
包括：
配置第一减法器，以对电机三相电压和电机反电动势进行减法运算；
配置第二减法器，以对第k时刻的电流估测值
Figure BDA0002454429750000017
和
Figure BDA0002454429750000018
和第k时刻的静止坐标系下电流iα和iβ进行减法运算；
配置反馈控制器，以所述第二减法器反馈的差值进行计算；
配置观测器对象，以对电机三相电压、电机反电动势、第k时刻的电流估测值
Figure BDA0002454429750000021
和
Figure BDA0002454429750000022
和第k时刻的静止坐标系下电流iα和iβ进行的运算结果进行运算，以得到第k+1时刻的电流估测值
Figure BDA0002454429750000023
和
Figure BDA0002454429750000024
可选地，，在所述构建电流观测器，根据电机角度以及第k时刻的静止坐标系下电流iα和iβ计算第k+1时刻的电流估测值
Figure BDA0002454429750000025
和
Figure BDA0002454429750000026
的步骤之前，所述电机控制方法还包括：
采样电机三相电压；
获取第k时刻的电流估测值
Figure BDA0002454429750000027
和
Figure BDA0002454429750000028
获取电机反电动势。
可选地，所述配置观测器对象，以对电机三相电压、电机反电动势、第k时刻的电流估测值
Figure BDA0002454429750000029
和
Figure BDA00024544297500000210
和第k时刻的静止坐标系下电流iα和iβ进行的运算结果进行运算，以得到第k+1时刻的电流估测值
Figure BDA00024544297500000211
和
Figure BDA00024544297500000212
的具体步骤包括：
配置第一除法器，以对所述第一减法器的差值与定子电感进行除法运算得到第一计算结果；
配置第二除法器，以对所述第k时刻的电流估测值
Figure BDA00024544297500000213
和
Figure BDA00024544297500000214
与定子电感进行除法运算，并与定子电阻乘法运算后得到第二计算结果；
配置加法器，以对所述第一计算结果、第二计算结果及所述反馈控制器的反馈增益进行加法运算；
配置积分器，对所述加法器输出的加法计算结果进行积分运算，以计算获得第k+1时刻的电流估测值
Figure BDA00024544297500000215
和
Figure BDA00024544297500000216
可选地，所述在所述构建电流观测器，根据第k时刻的静止坐标系下电流iα和iβ计算第k+1时刻的电流估测值
Figure BDA00024544297500000217
和
Figure BDA00024544297500000218
的步骤之前，所述电机控制方法还包括：
根据获取的所述电机反电动势，对第k时刻的电机反电动势进行角度补偿；
将补偿后的反电动势输入至所述第一减法器中。
根据电流状态空间方程构建电流观测器：
Figure BDA0002454429750000031
其中，Rs为定子电阻、LS为定子电感、ψf为永磁体磁链；θe为电机角度；a、b是观测器反馈增益。
可选地，所述根据电机角度以及第k时刻的静止坐标系下电流iα和iβ计算第k+1时刻的电流估测值
Figure BDA0002454429750000032
和
Figure BDA0002454429750000033
具体包括：
根据所述电流观测器，写出所述电流观测器的电流微分方程：
Figure BDA0002454429750000034
对电流微分方程进行前向差分离散化处理得到：
Figure BDA0002454429750000035
其中，Eα(k)为k时刻α相的反电动势，Eβ(k)为k时刻β相的反电动势。
可选地，所述根据电机角度以及第k时刻的静止坐标系下电流iα和iβ计算第k+1时刻的电流估测值
Figure BDA0002454429750000036
和
Figure BDA0002454429750000037
具体包括：
根据所述电流观测器，写出所述电流观测器的电流微分方程：
Figure BDA0002454429750000038
对电流微分方程进行状态方程离散化处理得到：
Figure BDA0002454429750000039
其中，
Figure BDA00024544297500000310
H(Tcur)＝(1-G(Tcur))/R；θe(k)是k时刻电角度。
可选地，根据所述电流观测器，得到状态矩阵：
Figure BDA0002454429750000041
求特征方程det|λI-A′|＝0。设方程解为重根ωn，则计算得到观测器反馈增益参数：
Figure BDA0002454429750000042
可选地，所述Eα和Eβ满足以下关系：
Figure BDA0002454429750000043
可选地，对所述Eα(k)和Eβ(k)进行离散化得：
Figure BDA0002454429750000044
其中，θe(k)是k时刻电角频率。
可选地，对反电动势角度θe(k)进行0.5*Tcur*we角度补偿得：
Figure BDA0002454429750000045
可选地，所述第k时刻和第k+1时刻中的其中一个为电机三相电流每一周期的波峰时刻，另一个为电机三相电流每一周期的波谷时刻。
可选地，所述第k+1时刻为电机三相电流每一周期的波峰时刻和波谷时刻，所述第k时刻为所述第k+1时刻之前的前半波处于波峰与波谷之间的任一时刻。
可选地，所述第k时刻为电机三相电流每一周期的当前波峰时刻，所述第k+1时刻为电机三相电流每一周期的下一波峰时刻；
或者，所述第k时刻为电机三相电流每一周期的当前波谷时刻，所述第k+1时刻为电机三相电流每一周期的下一波谷时刻。
本发明还提出一种电机控制系统，包括电流采样电路、电机控制器、存储器及存储在所述存储器上并可在所述电机控制器上运行的电机控制程序，所述电机控制程序被所述处理器执行时实现如上所述的电机控制方法的步骤；其中，
所述电流采样电路与所述电机控制器连接。
可选地，所述电流采样电路包括分流电阻、隔离Σ-Δ型ADC及sinc滤波器，所述分流电阻与电机的定子绕组连接，所述分流电阻还依次与所述sinc滤波器及所述隔离Σ-Δ型ADC连接。
本发明电机控制方法在采样电机第k时刻的三相电流iabc并经过坐标变换得到两相静止坐标系下电流iα和iβ后，进行电流观测器构建，以根据电机角度以及第k时刻的静止坐标系下电流iα和iβ计算第k+1时刻的电流估测值
Figure BDA0002454429750000051
和
Figure BDA0002454429750000052
从而根据所述电流估测值
Figure BDA0002454429750000053
和
Figure BDA0002454429750000054
进行电流环计算，并在k+1时刻进行SVPWM调制得到脉宽调制波形后输出，以控制电机工作。本发明电机控制方法可以根据第k时刻的电流估计值得到第k+1时刻的电流估计值，从而在第k+1时刻到来之前，估测出第k+1时刻的电流估计值，完成SVPWM调制，并得到脉宽调制波形，待第k+1时刻到来时，更新脉宽调制波形。本发明实现了在第k时刻、第k+1时刻…第k+N时刻等时刻进行PWM更新，进而在PWM载波的波峰、波谷到来之前就能得到此刻的电流值并在波峰、波谷到来之前进行电流环计算，有利于改善电机高速时的电流环响应性能。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图示出的结构获得其他的附图。
图1为本发明电机控制方法一实施例的流程示意图；
图2为图1中步骤S200一实施例的细化流程示意图；
图3为图2中步骤S240一实施例的细化流程示意图；
图4为本发明电机控制方法另一实施例的流程示意图；
图5为本发明电机控制方法又一实施例的流程示意图；
图6为本发明实施例方案涉及的电机控制系统硬件运行环境的终端结构示意图。
本发明目的的实现、功能特点及优点将结合实施例，参照附图做进一步说明。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
需要说明，若本发明实施例中有涉及方向性指示(诸如上、下、左、右、前、后……)，则该方向性指示仅用于解释在某一特定姿态(如附图所示)下各部件之间的相对位置关系、运动情况等，如果该特定姿态发生改变时，则该方向性指示也相应地随之改变。
另外，若本发明实施例中有涉及“第一”、“第二”等的描述，则该“第一”、“第二”等的描述仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示其相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。另外，各个实施例之间的技术方案可以相互结合，但是必须是以本领域普通技术人员能够实现为基础，当技术方案的结合出现相互矛盾或无法实现时应当认为这种技术方案的结合不存在，也不在本发明要求的保护范围之内。
本发明提出一种电机控制方法。
参照图1，在本发明一实施例中，该电机控制方法包括以下步骤：
步骤S100、采样电机第k时刻的三相电流iabc并经过坐标变换得到两相静止坐标系下电流iα和iβ；获取电机第k时刻的角度值；
本实施例中，电机控制系统中在对电机进行矢量变换控制时，矢量控制是模拟直流电机的方式而来的，直流电机的控制是磁场和电枢电流垂直，而交流电机是三相旋转磁场，可以将其总磁势分解成：励磁分量和力矩分量，励磁分量相当于直流电机磁场控制，力矩分量相当于电枢电流。并且在不同坐标系下，产生的磁动势是一致的，可以用一个对称的两相电流代替对称的三相电流，因此可以在采用三相坐标系下的电流iab后，并将采样到的电机三相电流输出到电机控制器中，进行滤波、坐标变换得到两相静止坐标系下的电流iα和iβ后，根据电流iα和iβ可以得到PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度)，实现电机的速度调节。其中，iabc是从永磁同步电机PMSM(Permanent-Magnet Synchronous Motor)采样的三相定子绕组电流，采样永磁电机的三相电流iabc并经过坐标变换得到两相静止坐标系下电流iα和iβ。在对永磁同步电机PMSM采样的三相电流进行采样时，可以采用霍尔传感器、运算放大器及SAR型ADC转换器等器件构建的电流采样电路来实现。也可以采用分流电阻、隔离放大器及SAR型ADC转换等器件构建的电流采样电路来实现。还可以采用分流电阻、隔离Σ-Δ型ADC转换及sinc滤波器等器件构建的电流采样电路来实现，相较于第一种电流采样电路，第二种电流采样电路的采样电流噪声小，本实施例可选第三种电流采样电路来实现。可以理解的是，电流采样环节采用Σ-Δ调制器和sinc3滤波器，sinc3滤波器采用128抽取率，对电流采样来说会存在9.6us的固定延时，即PWM载波的波峰、波谷电流值在9.6us后才能传给电机控制器，随后电机控制器以极快的速度完成电流环计算(FPGA可在2us以内完成)，更新SVPWM(Space Vector Pulse Width Modulation，空间矢量脉宽调制)的三个占空比。为此，在以下实施例步骤中，引入电流观测器，利用上一时刻的电流来预估下一时刻的电流，实现电流的提前计算。
步骤S200、构建电流观测器，根据电机角度以及第k时刻的静止坐标系下电流iα和iβ计算第k+1时刻的电流估测值
Figure BDA0002454429750000071
和
Figure BDA0002454429750000072
可以理解的是，在第k+1时刻进行PWM更新时，通常是在第k+1时刻进行电流采样，并将采样的电流输出到电机控制器中，计算并得到第k+1时刻的PWM波形，然后再进行更新，这样，在采样和计算的过程中，需要消耗一定的时间，以电流采样环节采用Σ-Δ调制器和sinc3滤波器为例，sinc3滤波器采用128抽取率，对电流采样来说会存在9.6us的固定延时，即PWM载波的波峰、波谷电流值在9.6us后才能传给电机控制器，随后电机控制器将以极快的速度完成电流环计算(2us以内)来说明，这个过程中，将产生至少是11.6us(9.6us+2us)的延迟，这样将导致PWM不能在第k+1时刻进行更新，而是在这之后，为此，本实施例通过构建电流观测器，采样在第k时刻的电流，并根据第k时刻的电流值来预估第k+1时刻的电流估测值。由于采样发生在第k时刻，不会因采样延迟而导致正值第k+1时刻而无法完成PWM更新的问题。
具体地，以表贴式永磁同步电机为例，构建电流观测器时，表贴式电机的数学模型在dq坐标系，也即两相旋转坐标系下没有完全解耦，而在静止坐标系下是完全解耦的，因此可以在αβ坐标系，也即两相静止坐标系下进行构建。αβ坐标系下的电机模型，根据电压方程：
Figure BDA0002454429750000081
其中：Eα和Eβ是反电动势。所述Eα和Eβ满足以下关系：
Figure BDA0002454429750000082
得到电流状态空间方程：
Figure BDA0002454429750000083
再根据电流状态空间方程构建电流观测器，具体为根据基于永磁同步电机静止坐标系下电压与磁链的关系，根据电机定子磁链、定子电阻和定子电压计算电压模型下的电流观测值，然后再进行微分、离散化等处理后，将第k时刻的静止坐标系下电流iα和iβ输入至电流观测器中，得到第k+1时刻的电流预估值
Figure BDA0002454429750000084
和
Figure BDA0002454429750000085
步骤S300、根据所述电流估测值
Figure BDA0002454429750000086
和
Figure BDA0002454429750000087
进行电流环计算，并在k+1时刻进行SVPWM调制得到脉宽调制波形后输出，以控制电机工作。
在得到第k+1时刻的电流估测值
Figure BDA0002454429750000088
和
Figure BDA0002454429750000089
后，通过Park变换得到dq坐标系下的d轴电流id和q轴电流iq；对电机的给定转速以及电机反馈转速的差值进行PID调节确定q轴给定电流，d轴电流为给定电流；将q轴给定电流与d轴给定电流PID调节后在进行坐标变换，得到α和β轴的实时电压指令。待第k+1时刻到来时，再对α和β轴的实时电压指令，进行SVPWM调制得到脉宽调制波形；并将脉宽调制波形送入逆变器对永磁同步电机进行控制。其中，可以理解的是，上述根据所述电流估测值
Figure BDA00024544297500000810
和
Figure BDA0002454429750000091
进行电流环计算可以在采样到第k时刻并完成计算第k+1时刻的电流估测值
Figure BDA0002454429750000092
和
Figure BDA0002454429750000093
后，随即进行电流环计算，也可以在第k时刻～第k+1时刻任意选取一定时间段进行电流环计算，仅需在第k+1时刻之前完成电流环计算即可，或者，在k+1时刻进行计算，此处不做限制。由于计算的时间较短通常可以在2us(根据采用的电机控制器不同，其计算速度也会不同，例如FPGA的计算速度为2us，此处并不限定为2us，可以小于2us，也可以大于2us)内可以完成，也即计算发生在第k时刻～第k+1时刻之间，可以在第k+1时刻之前完成，因此待第k+1时刻到来时，即可迅速的完成PWM更新，可以解决因采样和计算延迟而导致正值第k+1时刻而无法完成PWM更新的问题。
本发明电机控制方法在采样电机第k时刻的三相电流iabc并经过坐标变换得到两相静止坐标系下电流iα和iβ后，进行电流观测器构建，以根据电机角度以及第k时刻的静止坐标系下电流iα和iβ计算第k+1时刻的电流估测值
Figure BDA0002454429750000094
和
Figure BDA0002454429750000095
从而根据所述电流估测值
Figure BDA0002454429750000096
和
Figure BDA0002454429750000097
进行电流环计算，并在k+1时刻进行SVPWM调制得到脉宽调制波形后输出，以控制电机工作。本发明电机控制方法可以根据第k时刻的电流估计值得到第k+1时刻的电流估计值，从而在第k+1时刻到来之前，估测出第k+1时刻的电流估计值，完成SVPWM调制，并得到脉宽调制波形，待第k+1时刻到来时，更新脉宽调制波形。本发明实现了在第k时刻、第k+1时刻…第k+N时刻等时刻进行PWM更新，进而在PWM载波的波峰、波谷到来之前就能得到此刻的电流值并在波峰、波谷到来之时进行电流环计算，有利于改善电机高速时的电流环响应性能。
参照图4，在一实施例中，本实施例构建的电流观测器包括第一减法器、第二减法器、观测器对象及反馈控制器，其中所述第一减法器和所述第二减法器分别与所述观测器对象连接；所述反馈控制器的输入端与所述第二减法器连接，所述第二减法器的输出端与所述观测器对象连接。在构建电流观测器，根据电机角度以及第k时刻的静止坐标系下电流iα和iβ计算第k+1时刻的电流估测值
Figure BDA0002454429750000098
和
Figure BDA0002454429750000099
之前，本发明还进行以下步骤：
步骤S400、采样电机三相电压；
本实施例中，电机的三相电压可以根据设置在电机处的电压采样电路，电压采样电路可以采用电阻等分立的元件来实现电压采样，或者采用电压传感器来实现。在一些实施例中，也可以通过电机控制器输出的电压指令来得到电机三相电压。
步骤S500、获取第k时刻的电流估测值
Figure BDA0002454429750000101
和
Figure BDA0002454429750000102
本实施例中，第k时刻的电流估测值
Figure BDA0002454429750000103
和
Figure BDA0002454429750000104
可以存储至电机控制系统的存储器中，待需要进行第k+1时刻的电流估测值
Figure BDA0002454429750000105
和
Figure BDA0002454429750000106
时，可以从存储器中直接读取第k时刻的电流估测值
Figure BDA0002454429750000107
和
Figure BDA0002454429750000108
步骤S600、获取电机反电动势。
本实施例中，电机的反电动势可以通过采样计算得到电机定子电压和定子电流均在静止α-β坐标系下的电压分量和电流分量，再根据电压分量和电流分量得到电机的反电动势幅值，然后根据电机角度转子位置角和电机的反电动势幅值计算得到估计的电机反电动势。若电机磁链参数已知，可根据下式计算α相和β相反电动势：
Figure BDA0002454429750000109
参照图2，在获取上述参数之后，步骤S200、构建电流观测器，根据电机角度以及第k时刻的静止坐标系下电流iα和iβ计算第k+1时刻的电流估测值
Figure BDA00024544297500001010
和
Figure BDA00024544297500001011
时，可以根据以下步骤来完成。
步骤S210、配置第一减法器，以对电机三相电压和电机反电动势进行减法运算；
本实施例中，第一减法器用于实现电机三相电压和电机反电动势的差值计算，在进行减法计算之前，还可以将采样到的电机三相电流输出到电机控制器中，进行滤波、坐标变换得到两相静止坐标系下的电压Uα和Uβ后，再将两相静止坐标系下的电压Uα和Uβ与电机反电动势进行差值计算，也即减法运算。
步骤S220、配置第二减法器，以对第k时刻的电流估测值
Figure BDA00024544297500001012
和
Figure BDA00024544297500001013
和第k时刻的静止坐标系下电流iα和iβ进行减法运算；
本实施例中，第一减法器用于实现第k时刻的电流估测值
Figure BDA00024544297500001014
和
Figure BDA00024544297500001015
和第k时刻的静止坐标系下电流iα和iβ的差值计算。
步骤S230、配置反馈控制器，以所述第二减法器反馈的差值进行计算；
本实施例中，在反馈控制器对第二减法器反馈的差值进行计算时，可以采用以下公式来计算获得：
根据电流状态空间方程构建电流观测器：
Figure BDA0002454429750000111
其中，Rs为定子电阻、LS为定子电感、ψf为永磁体磁链；θe为电机角度；a、b是观测器反馈增益。得到状态矩阵：
Figure BDA0002454429750000112
求特征方程det|λI-A′|＝0。设方程解为重根ωn，则计算得到观测器反馈增益参数：
Figure BDA0002454429750000113
可以理解的是，本实施例的反馈控制器为比例结构，当然也可以采用其他结构来实现，此处不做限制。
步骤S240、配置观测器对象，以对电机三相电压、电机反电动势、第k时刻的电流估测值
Figure BDA0002454429750000114
和
Figure BDA0002454429750000115
和第k时刻的静止坐标系下电流iα和iβ进行的运算结果进行运算，以得到第k+1时刻的电流估测值
Figure BDA0002454429750000116
和
Figure BDA0002454429750000117
本实施例中，所述观测器对象包括第一除法器、第二除法器、第一加法器及积分器，所述第一除法器的输入端与所述第一减法器的输出端连接，所述第二除法器的输入端接入第k时刻的电流估测值
Figure BDA0002454429750000118
和
Figure BDA0002454429750000119
所述第一除法器、第二除法器及所述反馈控制器的输出端分别与所述第一加法器的输入端连接，所述第一加法器的输出端与所述积分器的输入端连接。
参照图3，观测器对象具体计算步骤包括：
步骤S241、配置第一除法器，以对所述第一减法器的差值与定子电感进行除法运算得到第一计算结果；
本实施例中，第一除法器用于将第一减法器的差值与定子电感进行除法运算，在采用具体公式表达时，α相第一计算结果可以表示为：
Figure BDA0002454429750000121
β相第一计算结果可以表示为：
Figure BDA0002454429750000122
步骤S242、配置第二除法器，以对所述第k时刻的电流估测值
Figure BDA0002454429750000123
和
Figure BDA0002454429750000124
与定子电感进行除法运算，并与定子电阻乘法运算后得到第二计算结果；
本实施例中，在采用具体公式表达时，α相第二计算结果可以表示为：
Figure BDA0002454429750000125
β相第二计算结果可以表示为：
Figure BDA0002454429750000126
步骤S243、配置加法器，以对所述第一计算结果、第二计算结果及所述反馈控制器的反馈增益进行加法运算；
本实施例中，将上述三者进行加法计算后可以得到以下计算结果：
Figure BDA0002454429750000127
Figure BDA0002454429750000128
步骤S244、配置积分器，对所述加法器输出的加法计算结果进行积分运算，以计算获得第k+1时刻的电流估测值
Figure BDA0002454429750000129
和
Figure BDA00024544297500001210
综合上述计算过程，根据上述构建的电流观测器，在进行计算时，具体可以采用以下公式来进行计算获得第k+1时刻的电流估测值
Figure BDA00024544297500001211
和
Figure BDA00024544297500001212
写出所述电流观测器的电流微分方程：
Figure BDA00024544297500001213
可以理解的是，iα(k)是第k时刻的α相电流采样值；iβ(k)第k时刻的β相电流采样值离散化有多种方法，本实施例以前向差分方法和状态方程离散化方法进行说明。
在以前向差分方法对电流微分方程进行前向差分离散化处理时，可以得到：
Figure BDA00024544297500001214
其中，Eα(k)为k时刻α相的反电动势，Eβ(k)为k时刻β相的反电动势。
在状态方程离散化方法对电流微分方程进行状态方程离散化处理得到：
Figure BDA0002454429750000131
其中，
Figure BDA0002454429750000132
H(Tcur)＝(1-G(Tcur))/R；θe(k)是k时刻电角度。
在一实施例中，对所述反电动势Eα(k)和Eβ(k)进行离散化得：
Figure BDA0002454429750000133
参照图5，在一实施例中，所述在所述构建电流观测器，根据电机角度以及第k时刻的静止坐标系下电流iα和iβ计算第k+1时刻的电流估测值
Figure BDA0002454429750000134
和
Figure BDA0002454429750000135
的步骤之前，所述电机控制方法还包括：
步骤S700、根据获取的所述电机反电动势，对第k时刻的电机反电动势进行角度补偿；
本实施例中，可以理解的是，电机反电动势可以表示为电机角度θe(k)的函数，在对输入的电机角度增加一个补偿量：c(θe(k))。
在一具体实施例中，
Figure BDA0002454429750000136
是作为预测值输给电机方程的，由于SVPWM的采样-保持效应，等效有0.5Tcur的延迟时间，即实际上k时刻给入IGBT的
Figure BDA0002454429750000137
会在0.5*Tcur后才出现，为此本发明还在电流观测器中增加一个补偿环节：0.5*Tcur*we，在
Figure BDA0002454429750000138
超前当前k时刻半拍时，响应的Eαβ(k）是需要用半拍后的值，本实施例通过增加0.5*Tcur*we角度补偿，来对反电动势角度θe(k)进行补偿。
对反电动势角度θe(k)进行0.5*Tcur*we角度补偿得：
Figure BDA0002454429750000139
其中，
Figure BDA00024544297500001310
是第k时刻计算得到的电压指令，Tcur是电流环控制周期。
步骤S800、将补偿后的反电动势输入至所述第一减法器中。
本实施例中，在对第k时刻的电机反电动势进行角度补偿后，根据电机模型计算k+△T时刻的反电动势，△T表示补偿的时间。在得到k+△T时刻的反电动势之后，可以将k+△T输入至电流观测器的第一减法器器中，以完成第k+1时刻的电流估测值
Figure BDA0002454429750000141
和
Figure BDA0002454429750000142
计算。
在一实施例中，所述第k时刻和第k+1时刻中的其中一个为电机三相电流每一周期的波峰时刻，另一个为电机三相电流每一周期的波谷时刻。
或者，所述第k+1时刻为电机三相电流每一周期的波峰时刻和波谷时刻，所述第k时刻为所述第k+1时刻之前的前半波处于波峰与波谷之间的任一时刻。
或者，所述第k时刻为电机三相电流每一周期的当前波峰时刻，所述第k+1时刻为电机三相电流每一周期的下一波峰时刻；
所述第k时刻为电机三相电流每一周期的当前波谷时刻，所述第k+1时刻为电机三相电流每一周期的下一波谷时刻。
本实施例中，电流观测器为闭环电流观测器，在第k时刻和第k+1时刻波峰、波谷进行PWM更新时，同时也可以在第k时和第k+1时刻完成对三相定子电流的实时采样。具体可以根据电机的工况，电机驱动的负载以及电机型号等确认，此处不做限制。电流采样时需要采样一段时间，然后输出来的是这段时间采集的电流的平均值。并且，在采样的时间段内，需要尽量避免pwm的开关时刻，否则会影响平均值的准确性。采样时间设置第k时刻和第k+1时刻的波峰波谷时刻的电流正好是关于波峰波谷对称的，而且波峰和波谷是pwm关闭的时刻，可以最大程度的避免遇到pwm开关时刻。本实施例中，可以在同一个周期内，对波峰、波谷分别进行一次电流采样和更新，或者在一个周期内，仅对波峰或者波谷进行更新，也即电流控制周期由原来一倍扩大至的两倍。
或者，在波峰和波谷之间的任意时刻进行采样，在波峰或者波谷到来之前完成采样和电流计算，并在采样时避开波峰、波谷时刻。同时，在k～k+1之间的时刻采样，作离散化处理时，积分时间要也根据采样时刻进行变化。在该实施例中，第k时刻表示的是采样时刻，第k+1时刻表示的是PWM更新时刻。也即，所述第k+1时刻为电机三相电流每一周期的波峰时刻和波谷时刻以外的时间点，所述第k时刻为所述第k+1时刻之前的前整个调制波处的时刻。本发明可以根据应用需求，选择在不同的PWM更新方式，并且上述PWM更新方式均是在第k+1时刻之前完成电流环计算，因此待第k+1时刻到来时，即可迅速的完成PWM更新，可以解决因采样和计算延迟而导致正值第k+1时刻而无法完成PWM更新的问题。
本发明还提出一种电机控制系统，包括电流采样电路1006、电机控制器1001、存储器1005及存储在所述存储器1005上并可在所述电机控制器1001上运行的电机控制程序，所述电机控制程序被所述电机控制器1001执行时实现如上所述的电机控制方法的步骤；其中，
所述电流采样电路1006与所述电机控制器1001连接。
本实施例中，电机控制器1001可以是单独的DSP、MCU和FPGA，或者采用这三类控制芯片组合控制的模式。采用DSP或者MCU进行电流环控制，由于控制芯片计算速度有限，电流环计算和反馈电流之间存在一个控制周期的延迟；FPGA采用硬件逻辑计算，计算速度非常快，本实施例可选采用FPGA进行电流环控制，可在极短的时间(2us)内完成，即电流环计算和反馈电流之间的延迟时间极短。iabc是从永磁同步电机PMSM采样的三相电流，采样永磁电机的三相电流iabc并经过坐标变换得到两相静止坐标系下电流iα和iβ。在对永磁同步电机PMSM采样的三相电流进行采样时，可以采用霍尔传感器、运算放大器及SAR型ADC转换器等器件构建的电流采样电路来实现。也可以采用分流电阻、隔离放大器及SAR型ADC转换等器件构建的电流采样电路来实现。还可以采用分流电阻、隔离Σ-Δ型ADC转换及sinc滤波器等器件构建的电流采样电路来实现，相较于前两种电流采样电路，第三种电流采样电路的采样电流噪声小，本实施例可选第三种电流采样电路来实现。
参照图6，图6为本发明实施例方案涉及的电机控制方法硬件运行环境的终端结构示意图。
本发明实施例的终端可以是PC，也可以是智能手机、平板电脑、电子书阅读器、MP4(Moving Picture Experts Group Audio Layer IV，动态影像专家压缩标准音频层面3)播放器、便携计算机等具有显示功能的可移动式终端设备。如图1所述，该终端可以包括电机控制器1001(例如CPU)，通信总线1002，用户接口1003，网络接口1004，存储器1005。其中，通信总线1002用于实现这些组件之间的连接通信，该通信总线可以是UART总线、I2C总线；用户接口1003可以包括显示面板(Display)、输入单元比如键盘(Keyboard)；网络接口1004可选的可以包括标准的有线接口、无线接口(如WI-FI接口)；存储器1005可以是高速RAM存储器1005，也可以是稳定的存储器1005(non-volatile memory)，例如磁盘存储器1005，存储器1005可选的还可以是独立于前述电机控制器1001的存储装置；所述电流采样电路分别通过通信总线1002与所述电机控制器1001电连接。
可以理解的是，图6中示出的电机的控制硬件运行环境的终端结构并不构成对本发明立电机控制系统的限定，可以包括比图示更多或更少的部件，或者组合某些部件，或者不同的部件布置。
本发明还提出一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质上存储有电机控制方法，所述电机控制方法被电机控制器执行时实现如上所述的立式空调器的控制方法的步骤。
电机控制方法被执行时所实现的方法可参照本发明立式空调器的控制方法的各个实施例，此处不再赘述。
以上所述仅为本发明的可选实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是在本发明的发明构思下，利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构变换，或直接/间接运用在其他相关的技术领域均包括在本发明的专利保护范围内。

Claims (10)

1.一种电机控制方法，其特征在于，所述电机控制方法包括以下步骤：
采样电机第k时刻的三相电流iabc并经过坐标变换得到两相静止坐标系下电流iα和iβ；
构建电流观测器，根据第k时刻的静止坐标系下电流iα和iβ计算第k+1时刻的电流估测值
Figure FDA0002454429740000011
和
Figure FDA0002454429740000012
根据所述电流估测值
Figure FDA0002454429740000013
和
Figure FDA0002454429740000014
进行电流环计算，并在第k+1时刻进行SVPWM调制得到脉宽调制波形后输出，以控制电机工作。
2.如权利要求1所述的电机控制方法，其特征在于，所述构建电流观测器，根据电机角度以及第k时刻的静止坐标系下电流iα和iβ计算第k+1时刻的电流估测值
Figure FDA0002454429740000015
和
Figure FDA0002454429740000016
包括：
配置第一减法器，以对电机三相电压和电机反电动势进行减法运算；
配置第二减法器，以对第k时刻的电流估测值
Figure FDA0002454429740000017
和
Figure FDA0002454429740000018
和第k时刻的静止坐标系下电流iα和iβ进行减法运算；
配置反馈控制器，以所述第二减法器反馈的差值进行计算；
配置观测器对象，以对电机三相电压、电机反电动势、第k时刻的电流估测值
Figure FDA0002454429740000019
和
Figure FDA00024544297400000110
和第k时刻的静止坐标系下电流iα和iβ进行的运算结果进行运算，以得到第k+1时刻的电流估测值
Figure FDA00024544297400000111
和
Figure FDA00024544297400000112
3.如权利要求2所述的电机控制方法，其特征在于，在所述构建电流观测器，根据电机角度以及第k时刻的静止坐标系下电流iα和iβ计算第k+1时刻的电流估测值
Figure FDA00024544297400000113
和
Figure FDA00024544297400000114
的步骤之前，所述电机控制方法还包括：
采样电机三相电压；
获取第k时刻的电流估测值
Figure FDA00024544297400000115
和
Figure FDA00024544297400000116
获取电机反电动势。
4.如权利要求2所述的电机控制方法，其特征在于，所述配置观测器对象，以对电机三相电压、电机反电动势、第k时刻的电流估测值
Figure FDA0002454429740000021
和
Figure FDA0002454429740000022
和第k时刻的静止坐标系下电流iα和iβ进行的运算结果进行运算，以得到第k+1时刻的电流估测值
Figure FDA0002454429740000023
和
Figure FDA0002454429740000024
的具体步骤包括：
配置第一除法器，以对所述第一减法器的差值与定子电感进行除法运算得到第一计算结果；
配置第二除法器，以对所述第k时刻的电流估测值
Figure FDA0002454429740000025
和
Figure FDA0002454429740000026
与定子电感进行除法运算，并与定子电阻乘法运算后得到第二计算结果；
配置加法器，以对所述第一计算结果、第二计算结果及所述反馈控制器的反馈增益进行加法运算；
配置积分器，对所述加法器输出的加法计算结果进行积分运算，以计算获得第k+1时刻的电流估测值
Figure FDA0002454429740000027
和
Figure FDA0002454429740000028
5.如权利要求3所述的电机控制方法，其特征在于，所述在所述构建电流观测器，根据第k时刻的静止坐标系下电流iα和iβ计算第k+1时刻的电流估测值
Figure FDA0002454429740000029
和
Figure FDA00024544297400000210
的步骤之前，所述电机控制方法还包括：
根据获取的所述电机反电动势，对第k时刻的电机反电动势进行角度补偿；
将补偿后的反电动势输入至所述第一减法器中。
6.如权利要求1-5任一项所述的电机控制方法，其特征在于，所述第k时刻和第k+1时刻中的其中一个为电机三相电流每一周期的波峰时刻，另一个为电机三相电流每一周期的波谷时刻。
7.如权利要求1所述的电机控制方法，其特征在于，所述第k+1时刻为电机三相电流每一周期的波峰时刻和波谷时刻，所述第k时刻为所述第k+1时刻之前的前半波处于波峰与波谷之间的任一时刻。
8.如权利要求1-5任一项所述的电机控制方法，其特征在于，所述第k时刻为电机三相电流每一周期的当前波峰时刻，所述第k+1时刻为电机三相电流每一周期的下一波峰时刻；
或者，所述第k时刻为电机三相电流每一周期的当前波谷时刻，所述第k+1时刻为电机三相电流每一周期的下一波谷时刻。
9.一种电机控制系统，其特征在于，包括电流采样电路、电机控制器、存储器及存储在所述存储器上并可在所述电机控制器上运行的电机控制程序，所述电机控制程序被所述处理器执行时实现如权利要求1-8中任一项所述的电机控制方法的步骤；其中，
所述电流采样电路与所述电机控制器连接。
10.如权利要求9所述的电机控制系统，其特征在于，所述电流采样电路包括分流电阻、隔离Σ-Δ型ADC及sinc滤波器，所述分流电阻与电机的定子绕组连接，所述分流电阻还依次与所述sinc滤波器及所述隔离Σ-Δ型ADC连接。
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