CN111147157A - 一种用于水声信道上正交信号分复用的软干扰消除Turbo均衡方法 - Google Patents

一种用于水声信道上正交信号分复用的软干扰消除Turbo均衡方法 Download PDF

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CN111147157A CN201911400436.9A CN201911400436A CN111147157A CN 111147157 A CN111147157 A CN 111147157A CN 201911400436 A CN201911400436 A CN 201911400436A CN 111147157 A CN111147157 A CN 111147157A
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Abstract

本发明公开一种水声信道上正交信号分复用的软干扰消除Turbo均衡方法，以正交信号分复用调制方式为基础，推导了等效的输入输出模型，基于矩阵分解实现了信道矩阵中各个分块的对角化，并且推导出了各个分块内部的具体形式。并且设计了一种时域软判决反馈均衡器，本发明的方法仿真结果显示性能优于传统的最小均方误差均衡器(MMSE)。并通过仿真和实际试验数据对比验证了对于本发明提出的一种水声信道上正交信号分复用的软干扰消除Turbo均衡方法块编码的性能要优于矢量编码，在理论上具有创新性；本发明的方法具有更好的性能，并且从实验数据中得到了验证。

Description

一种用于水声信道上正交信号分复用的软干扰消除Turbo均 衡方法
技术领域
本发明属于水声通信领域，具体涉及一种用于水声信道上正交信号分复用的软干扰消除Turbo均衡方法。
背景技术
水声信道由于以下三个主要原因：1)信道脉冲响应延长了过多的多径延迟扩展，在数百个符号周期内引起严重的符号间干扰；2)显著的时间变化和多普勒散射损害了可靠的信道跟踪和相干相位检测；3)有限的系统带宽使得高数据速率的水下声学通信变得困难。使得实现可靠的水下声学通信被认为是比较困难的。在整个水下声学通信中，高数据速率和可靠性始终是矛盾的对应物。正交频分复用(OSDM)以及相应的均衡技术具有OFDM与SCM两种调制方式的优点，在水声通信中得到广泛的应用。通过对每个数据块的子向量执行编码，它享有灵活的资源管理，具有低峰值平均功率比(PAPR)，同时，OSDM固有地引入了矢量干扰(IVI)，这需要更精细的均衡器，每矢量编码和均衡将导致频谱和计算不足，其中数据块需要小于信道相干时间，尤其是对于水声(UWA)信道。
发明内容
针对现有技术的不足，本发明提出一种用于水声信道上正交信号分复用的软干扰消除Turbo均衡方法，用于水声通信的OSDM每个矢量的软判决反馈均衡器(SDFE)，性能优于传统的最小均方误差均衡器(MMSE)。
本发明的目的通过如下的技术方案来实现：
一种用于水声信道上正交信号分复用的软干扰消除Turbo均衡方法，该方法具体包括如下步骤：
S1：对于矢量编码或块编码方式，将信息比特通过交织编码的方式，映射到水下声学通信系统的交织编码，生成信息比特块或信息比特向量c；
S2：将S1得到的c进行星座点映射，得到基带调制符号矢量xn＝[xn，0，xn，1，...，xn，M-1]T。
S3：根据标准OSDM调制步骤，将基带调制符号xn，m映射到调制后的符号sn′，m。
S4：在sn′，m中增加循环前缀，并在接收端移除，获得等效基带接收信号rk；
S5：根据OSDM解调过程，得到解调的数据块y，然后得到信道的输入输出关系yn＝Hnxn+zn，其中yn为y的子向量；
S6：根据S5得到的信道的输入输出关系，在第n个向量已被均衡之后，得到软判决
Figure BDA0002347344350000021
用于子向量间的干扰重建，并从接收符号中移除；在移除子向量间的干扰效应后，将经过修正的接收信号块重新组合为yn，设计在判决反馈模式下每个xn对应的均衡器，根据所述的均衡器得到子向量的残差样本
Figure BDA0002347344350000022
S7：通过S6步骤的子向量的残差样本
Figure BDA0002347344350000023
得到在当前turbo迭代时的xn，m后验概率
Figure BDA0002347344350000024
S8：将S7得到的后验概率代入
Figure BDA0002347344350000025
得到当前turbo迭代的子向量输出
Figure BDA0002347344350000026
其中，
Figure BDA0002347344350000027
表示将第n个子向量的先验平均值的第m个元素设置为0，其他元素保持不变的向量。
进一步地，所述的S1具体为：
(1)对于矢量编码方式，将信息比特bk经过编码器与N个不同的交织器进行编码，得到输出编码信息比特向量
Figure BDA0002347344350000028
每个子数据流
Figure BDA0002347344350000029
(2)对于块编码方式，只采用1个交织器产生信息比特块c；
进一步地，所述的S2具体为：
(1)将相应的码字向量
Figure BDA00023473443500000210
进行星座点映射，星座点集为
Figure BDA00023473443500000211
得到归一化的基带调制符号矢量
Figure BDA00023473443500000212
调制比特块的总长度为K＝NM，其中xn＝[xn，0，xn，1，…，xn，M-1]T；
进一步地，所述的S3具体为：
(1)根据标准OSDM调制过程
Figure BDA00023473443500000213
完成从xn，m到sn′，m的映射，得到预编码符号向量
Figure BDA00023473443500000214
其中s＝[s0，s1，...，sK-1]T，
Figure BDA00023473443500000215
代表了涉及N点IFFT和M点克罗内克积的交织因子，
Figure BDA00023473443500000216
代表克罗内克积，这里要求M＞L确保等效信道矩阵有效，L是最大信道长度；
进一步地，所述的S4具体为：
(1)假定多普勒估计与补偿是完美的或者是对信道均衡没有重大影响的。
(2)假设在传送数据块的时间内信道是时不变的，即hk，l＝hl，通过在发射和接收端增加与移除循环前缀来获得等效基带接收信号
Figure BDA00023473443500000217
其中，hk，l为某个时刻的信道抽头值，其中，
Figure BDA00023473443500000218
代表信道抽头值，ωk是功率为σ2加性高斯白噪声；
(3)通过等效基带接收信号得到接收信号向量为
Figure BDA00023473443500000219
是一个K*K的循环信道矩阵，第一列为[h0，h1，...，hL-1，0，...，0]T；
进一步地，所述的S5具体为：
(1)根据OSDM解调过程，将向量r与N点的FFT和M点的克罗内克积耦合，得到
Figure BDA0002347344350000031
其中
Figure BDA0002347344350000032
(2)根据S3的交织因子和S4的循环信道矩阵
Figure BDA0002347344350000033
得到OSDM系统的输入输出关系，写成y＝Hx+z，其中
Figure BDA0002347344350000034
方差为σz 2,
Figure BDA0002347344350000035
Figure BDA0002347344350000036
是经过了交织和逆交织的等效信道矩阵；
(3)将(2)中的表达式进一步展开写出Hn的时域形式的表达式
Figure BDA0002347344350000037
其中，
Figure BDA0002347344350000038
Fn，n′是FFT矩阵的第(n，n′)个元素，
Figure BDA0002347344350000039
是IFFT矩阵的第(n′，n)个元素；
(4)在解调之后，长度为K的信号块y分解为N个子向量，yn＝[y]nM：nM+M-1和zn＝[z]nM：nM+M-1,其中n＝0,1,…,N-1。OSDM的子向量分解为yn＝Hnxn+zn；
进一步地，所述的S6具体为：
(1)根据S5得到的信道的输入输出关系，当第n个子向量在先前迭代被均衡时，得到软判决
Figure BDA00023473443500000310
根据
Figure BDA00023473443500000311
对子向量间的干扰进行重建，然后从接收向量中移除向量间干扰
Figure BDA00023473443500000312
得到无向量间干扰的新向量块
Figure BDA00023473443500000313
此时Hn也移除了
Figure BDA00023473443500000314
项后变成了迫零的拓普利兹矩阵；
(2)通过最小均方误差准则得到前馈矩阵
Figure BDA00023473443500000315
反馈矩阵Bn＝Un-IM，其中用理想信道模型Hn替代了信道估计
Figure BDA00023473443500000316
Φ是xn的协方差矩阵。上三角矩阵Un通过Cholesky分解获得，即
Figure BDA00023473443500000317
Figure BDA00023473443500000318
Δn是一个对角阵，包含每个符号能量的主要成分。
(3)设计每个向量的均衡器，使第n个子向量的输出为
Figure BDA00023473443500000319
Figure BDA00023473443500000320
其中
Figure BDA00023473443500000321
Figure BDA0002347344350000041
(4)计算残差样本
Figure BDA0002347344350000042
其中
Figure BDA0002347344350000043
表示相应子向量的残差样本，
Figure BDA0002347344350000044
进一步地，所述的S7具体为：
根据
Figure BDA0002347344350000045
计算
Figure BDA0002347344350000046
在当前turbo迭代的后验概率。
与现有技术相比，本发明的有益效果如下：
(1)通过推导输入输出模型，提出了一种基于适量均衡的时域软判决反馈均衡器，具有成功的软干扰消除功能，在理论上具有创新性；
(2)采用了整个OSDM模块执行信道编码，而不是对OSDM的每个向量进行编码，所提出的具有软干扰消除功能的时域软判决反馈均衡器性能优于传统的最小均方误差均衡器。
附图说明
图1具有块编码和向量编码方案的发送信号帧；
图2仿真对比在块编码方式下本发明设计的时域软判决反馈均衡器和传统的最小均方误差均衡器的误码率差异曲线图。
图3仿真对比在块编码和矢量编码方式下使用本发明设计的时域软判决反馈均衡器的误码率差异曲线图。
具体实施方式
下面根据附图和优选实施例详细描述本发明，本发明的目的和效果将变得更加明白，应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
如图1所示，本发明的用于水声信道上正交信号分复用的软干扰消除Turbo均衡方法具体包括如下步骤：
S1：对于矢量编码或块编码方式，将信息比特通过交织编码的方式，映射到水下声学通信系统的交织编码，生成信息比特块或信息比特向量c；
(1)对于矢量编码方式，将信息比特bk经过编码器与N个不同的交织器进行编码，得到输出编码信息比特向量
Figure BDA0002347344350000047
每个子数据流
Figure BDA0002347344350000048
(2)对于块编码方式，只采用1个交织器产生信息比特块c；
S2：将S1得到的c进行星座点映射，得到基带调制符号矢量xn＝[xn，0，xn，1，...，xn，M-1]T。
(1)将相应的码字向量
Figure BDA0002347344350000049
进行星座点映射，星座点集为
Figure BDA00023473443500000410
得到归一化的基带调制符号矢量
Figure BDA00023473443500000411
调制比特块的总长度为K＝NM，其中xn＝[xn，0，xn，1，...，xn，M-1]T；
S3：根据标准OSDM调制步骤，将基带调制符号xn，m映射到调制后的符号sn′，m。
(1)根据标准OSDM调制过程
Figure BDA0002347344350000051
完成从xn，m到sn′，m的映射，得到预编码符号向量
Figure BDA0002347344350000052
其中s＝[s0，s1，...，sK-1]T，
Figure BDA0002347344350000053
代表了涉及N点IFFT和M点克罗内克积的交织因子，
Figure BDA0002347344350000054
代表克罗内克积，这里要求M＞L确保等效信道矩阵有效，L是最大信道长度；
S4：在sn′，m中增加循环前缀，并在接收端移除，获得等效基带接收信号rk；
(1)假定多普勒估计与补偿是完美的或者是对信道均衡没有重大影响的。
(2)假设在传送数据块的时间内信道是时不变的，即hk，l＝hl，
通过在发射和接收端增加与移除循环前缀来获得等效基带接收信号
Figure BDA0002347344350000055
其中，hk，l为某个时刻的信道抽头值，其中，
Figure BDA0002347344350000056
代表信道抽头值，ωk是功率为σ2加性高斯白噪声；
(3)通过等效基带接收信号得到接收信号向量为
Figure BDA0002347344350000057
是一个K*K的循环信道矩阵，第一列为[h0，h1，...，hL-1，0，...，0]T；
S5：根据OSDM解调过程，得到解调的数据块y，然后得到信道的输入输出关系yn＝Hnxn+zn，其中yn为y的子向量；
所述的S5具体为：
(1)根据OSDM解调过程，将向量r与N点的FFT和M点的克罗内克积耦合，得到
Figure BDA0002347344350000058
其中
Figure BDA0002347344350000059
(2)根据S3的交织因子和S4的循环信道矩阵
Figure BDA00023473443500000510
得到OSDM系统的输入输出关系，写成y＝Hx+z，其中
Figure BDA00023473443500000511
方差为σz 2,
Figure BDA00023473443500000512
Figure BDA00023473443500000513
是经过了交织和逆交织的等效信道矩阵；
(3)将(2)中的表达式进一步展开写出Hn的时域形式的表达式
Figure BDA0002347344350000061
其中，
Figure BDA0002347344350000062
Fn，n′是FFT矩阵的第(n，n′)个元素，
Figure BDA0002347344350000063
是IFFT矩阵的第(n′，n)个元素；
(4)在解调之后，长度为K的信号块y分解为N个子向量，yn＝[y]nM：nM+M-1和zn＝[z]nM：nM+M-1,其中n＝0,1,…,N-1。OSDM的子向量分解为yn＝Hnxn+zn；
S6：根据S5得到的信道的输入输出关系，在第n个向量已被均衡之后，得到软判决
Figure BDA0002347344350000064
用于子向量间的干扰重建，并从接收符号中移除；在移除子向量间的干扰效应后，将经过修正的接收信号块重新组合为yn，设计在判决反馈模式下每个xn对应的均衡器，根据所述的均衡器得到子向量的残差样本
Figure BDA0002347344350000065
所述的S6具体为：
(1)根据S5得到的信道的输入输出关系，当第n个子向量在先前迭代被均衡时，得到软判决
Figure BDA0002347344350000066
根据
Figure BDA0002347344350000067
对子向量间的干扰进行重建，然后从接收向量中移除向量间干扰
Figure BDA0002347344350000068
得到无向量间干扰的新向量块
Figure BDA0002347344350000069
此时Hn也移除了
Figure BDA00023473443500000610
项后变成了迫零的拓普利兹矩阵；
(2)通过最小均方误差准则得到前馈矩阵
Figure BDA00023473443500000611
反馈矩阵Bn＝Un-IM，其中用理想信道模型Hn替代了信道估计
Figure BDA00023473443500000612
Φn是xn的协方差矩阵。上三角矩阵Un通过Cholesky分解获得，即
Figure BDA00023473443500000613
Figure BDA00023473443500000614
Δn是一个对角阵，包含每个符号能量的主要成分。
(3)设计每个向量的均衡器，使第n个子向量的输出为
Figure BDA00023473443500000615
Figure BDA00023473443500000616
其中
Figure BDA00023473443500000617
Figure BDA00023473443500000618
(4)计算残差样本
Figure BDA00023473443500000619
其中
Figure BDA00023473443500000620
表示相应子向量的残差样本，
Figure BDA00023473443500000621
S7：通过S6步骤的子向量的残差样本
Figure BDA00023473443500000622
得到在当前turbo迭代时的xn，m后验概率
Figure BDA00023473443500000623
根据
Figure BDA0002347344350000071
计算
Figure BDA0002347344350000072
在当前turbo迭代的后验概率。
S8：将S7得到的后验概率代入
Figure BDA0002347344350000073
得到当前turbo迭代的子向量输出
Figure BDA0002347344350000074
其中，
Figure BDA0002347344350000075
表示将第n个子向量的先验平均值的第m个元素设置为0，其他元素保持不变的向量。
图2为仿真对比在块编码方式下本发明设计的时域软判决反馈均衡器和传统的最小均方误差均衡器的误码率差异图。图中可以看出，在相同信噪比，相同迭代次数的情况下，本发明设计的时域软判决反馈均衡器性能优于传统的最小均方误差均衡器；随着信噪比的上升与迭代次数的增加，两种方式的性能也随之升高。但是本发明设计的时域软判决反馈均衡器性能始终优于传统的最小均方误差均衡器。因此说明本发明提出的用于水声信道上正交信号分复用的软干扰消除Turbo均衡方法是有效的。
图3为仿真对比在块编码和矢量编码方式下使用本发明设计的时域软判决反馈均衡器的误码率差异。图中可以看出，在相同信噪比，相同迭代次数的情况下，块编码的性能要优于向量编码的性能；随着信噪比的上升与迭代次数的增加，两种方式的性能也随之升高。但是块编码的性能始终优于矢量编码。因此说明本发明提出的用于水声信道上正交信号分复用的软干扰消除Turbo均衡方法对于块编码来说更有效。
本领域普通技术人员可以理解，以上所述仅为发明的优选实例而已，并不用于限制发明，尽管参照前述实例对发明进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然可以对前述各实例记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换。凡在发明的精神和原则之内，所做的修改、等同替换等均应包含在发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种用于水声信道上正交信号分复用的软干扰消除Turbo均衡方法，其特征在于，该方法具体包括如下步骤：
S1：对于矢量编码或块编码方式，将信息比特通过交织编码的方式，映射到水下声学通信系统的交织编码，生成信息比特块或信息比特向量c。
S2：将S1得到的c进行星座点映射，得到基带调制符号矢量xn＝[xn，0，xn，1，...，xn，M-1]T。
S3：根据标准OSDM调制步骤，将基带调制符号xn，m映射到调制后的符号sn′，m。
S4：在sn′，m中增加循环前缀，并在接收端移除，获得等效基带接收信号rk；
S5：根据OSDM解调过程，得到解调的数据块y，然后得到信道的输入输出关系yn＝Hnxn+zn，其中yn为y的子向量；
S6：根据S5得到的信道的输入输出关系，在第n个向量已被均衡之后，得到软判决
Figure FDA0002347344340000011
用于子向量间的干扰重建，并从接收符号中移除；在移除子向量间的干扰效应后，将经过修正的接收信号块重新组合为yn，设计在判决反馈模式下每个xn对应的均衡器，根据所述的均衡器得到子向量的残差样本
Figure FDA0002347344340000012
S7：通过S6步骤的子向量的残差样本
Figure FDA0002347344340000013
得到在当前turbo迭代时的xn，m后验概率
Figure FDA0002347344340000014
S8：将S7得到的后验概率代入
Figure FDA0002347344340000015
得到当前turbo迭代的子向量输出
Figure FDA0002347344340000016
其中，
Figure FDA0002347344340000017
表示将第n个子向量的先验平均值的第m个元素设置为0，其他元素保持不变的向量。
2.根据权利要求1所述的用于水声信道上正交信号分复用的软干扰消除Turbo均衡方法，其特征在于，所述的S1具体为：
(1)对于矢量编码方式，将信息比特bk经过编码器与N个不同的交织器进行编码，得到输出编码信息比特向量
Figure FDA0002347344340000018
每个子数据流
Figure FDA0002347344340000019
(2)对于块编码方式，只采用1个交织器产生信息比特块c。
3.根据权利要求1所述的用于水声信道上正交信号分复用的软干扰消除Turbo均衡方法，其特征在于，所述的S2具体为：
(1)将相应的码字向量
Figure FDA00023473443400000110
进行星座点映射，星座点集为
Figure FDA00023473443400000112
得到归一化的基带调制符号矢量
Figure FDA00023473443400000111
调制比特块的总长度为K＝NM，其中xn＝[xn，0，xn，1，...，xn，M-1]T。
4.根据权利要求1所述的用于水声信道上正交信号分复用的软干扰消除Turbo均衡方法，其特征在于，所述的S3具体为：
(1)根据标准OSDM调制过程
Figure FDA0002347344340000021
完成从xn，m到sn′，m的映射，得到预编码符号向量
Figure FDA0002347344340000022
其中s＝[s0，s1，...，sK-1]T，
Figure FDA0002347344340000023
代表了涉及N点IFFT和M点克罗内克积的交织因子，
Figure FDA0002347344340000024
代表克罗内克积，这里要求M＞L确保等效信道矩阵有效，L是最大信道长度。
5.根据权利要求1所述的用于水声信道上正交信号分复用的软干扰消除Turbo均衡方法，其特征在于，所述的S4具体为：
(1)假定多普勒估计与补偿是完美的或者是对信道均衡没有重大影响的。
(2)假设在传送数据块的时间内信道是时不变的，即hk，l＝hl，通过在发射和接收端增加与移除循环前缀来获得等效基带接收信号
Figure FDA0002347344340000025
其中，hk，l为某个时刻的信道抽头值，其中，
Figure FDA0002347344340000026
代表信道抽头值，ωk是功率为σ2加性高斯白噪声；
(3)通过等效基带接收信号得到接收信号向量为
Figure FDA0002347344340000027
Figure FDA0002347344340000028
是一个K*K的循环信道矩阵，第一列为[h0，h1，...，hL-1，0，...，0]T。
6.根据权利要求1所述的用于水声信道上正交信号分复用的软干扰消除Turbo均衡方法，其特征在于，所述的S5具体为：
(1)根据OSDM解调过程，将向量r与N点的FFT和M点的克罗内克积耦合，得到
Figure FDA0002347344340000029
其中
Figure FDA00023473443400000210
(2)根据S3的交织因子和S4的循环信道矩阵
Figure FDA00023473443400000211
得到OSDM系统的输入输出关系，写成y＝Hx+z，其中
Figure FDA00023473443400000212
方差为σz 2,
Figure FDA00023473443400000213
Figure FDA00023473443400000214
是经过了交织和逆交织的等效信道矩阵；
(3)将(2)中的表达式进一步展开写出Hn的时域形式的表达式
Figure FDA00023473443400000215
其中，
Figure FDA00023473443400000216
Fn，n′是FFT矩阵的第(n，n′)个元素，
Figure FDA0002347344340000031
是IFFT矩阵的第(n′，n)个元素；
(4)在解调之后，长度为K的信号块y分解为N个子向量，yn＝[y]nM：nM+M-1和zn＝[z]nM：nM+M-1,其中n＝0,1,…,N-1。OSDM的子向量分解为yn＝Hnxn+zn。
7.根据权利要求1所述的用于水声信道上正交信号分复用的软干扰消除Turbo均衡方法，其特征在于，所述的S6具体为：
(1)根据S5得到的信道的输入输出关系，当第n个子向量在先前迭代被均衡时，得到软判决
Figure FDA0002347344340000032
根据
Figure FDA0002347344340000033
对子向量间的干扰进行重建，然后从接收向量中移除向量间干扰
Figure FDA0002347344340000034
得到无向量间干扰的新向量块
Figure FDA0002347344340000035
此时Hn也移除了
Figure FDA0002347344340000036
项后变成了迫零的拓普利兹矩阵；
(2)通过最小均方误差准则得到前馈矩阵
Figure FDA0002347344340000037
反馈矩阵Bn＝Un-IM，其中用理想信道模型Hn替代了信道估计
Figure FDA0002347344340000038
Φn是xn的协方差矩阵。上三角矩阵Un通过Cholesky分解获得，即
Figure FDA0002347344340000039
Figure FDA00023473443400000310
Δn是一个对角阵，包含每个符号能量的主要成分。
(3)设计每个向量的均衡器，使第n个子向量的输出为
Figure FDA00023473443400000311
Figure FDA00023473443400000312
其中
Figure FDA00023473443400000313
Figure FDA00023473443400000314
(4)计算残差样本
Figure FDA00023473443400000315
其中
Figure FDA00023473443400000316
表示相应子向量的残差样本，
Figure FDA00023473443400000317
8.根据权利要求1所述的用于水声信道上正交信号分复用的软干扰消除Turbo均衡方法，其特征在于，所述的S7具体为：
根据
Figure FDA00023473443400000318
计算
Figure FDA00023473443400000319
在当前turbo迭代的后验概率。
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