CN105099968A - 一种多径信道中的超奈奎斯特速率通信系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种多径信道中的超奈奎斯特速率通信系统，该系统中，发送端交替发送有用信号和训练序列，并插入循环后缀，经过超奈奎斯特映射之后，信号插入循环前缀，发射到多径信道之中，在接收端利用训练序列的对应接收信号进行信道估计与均衡，均衡之后的信号经过超奈奎斯特判决反馈均衡，经过多次迭代，消除超奈奎斯特效应引起的码间串扰，提高系统性能。本发明的提出的超奈奎斯特通信系统可以在多径信道之中，以超奈奎斯特速率进行信号传输，从而提高通信速率。

Description

一种多径信道中的超奈奎斯特速率通信系统

技术领域

本发明涉及通信行业技术领域，尤其涉及一种多径信道中的超奈奎斯特速率传输系统。

背景技术

超奈奎斯特采样(Faster-Than-NyquistSignaling，FTN)理论，通过把信号的发送速率提高到发送滤波器的脉冲波形对应的无码间串扰传输速率的10％、20％甚至40％再进行传输，虽然人为地引入了码间串扰，然而通过适当的解码方法，在信号发送功率和带宽不变的前提下，系统的渐进误码率性能不会下降。尽管超奈奎斯特系统的实现复杂度高，然而随着现代芯片技术的发展和计算机计算能力的提高，超奈奎斯特采样系统的软件与硬件实现变得可行。

而现有的超奈奎斯特传输系统，在加速因子提高时，也即超奈奎斯特速率提高时，码间串扰更加严重导致系统性能下降。

发明内容

为了克服上述现有技术的不足，本发明提出一种多径信道中的超奈奎斯特速率通信系统。本发明提出的超奈奎斯特速率传输系统适用于慢变的多径信道，不适用于快变的信道。

本发明通过判决反馈均衡算法消除超奈奎斯特效应引起的码间串扰。另一方面，通过发送训练序列进行信道估计与均衡，解决多径信道中的超奈奎斯特速率传输问题。

为解决上述技术问题，本发明的技术方案如下：

一种多径信道中的超奈奎斯特速率通信系统，包括：

在发送端，首先对数据符号进行信道卷积码编码和交织编码，进行相位调制，插入训练序列与有用数据组合成数据帧，添加循环后缀之后，再进行超奈奎斯特映射。超奈奎斯特信号添加循环前缀之后，发送到多径信道之中。

在接收端，首先根据接收到的训练序列对应的信号，进行基于DFT的LS信道估计，根据信道估计的结果，对超奈奎斯特信号进行MMSE信道均衡。信道均衡之后的信号再进行判决反馈超奈奎斯特均衡。均衡之后的信号通过对数似然比(log-likelihoodratio，LLR)解调，再进行最大后验概率(Aposterioriprobability，APP)信道译码，得到译码信号。

该系统通过插入训练序列，对信道进行基于离散傅里叶变换(DiscreteFourierTransform，DFT)的最小二乘(LeastSquares，LS)估计。根据估计的信道，基于最小均方误差(Minimummeansquareerror，MMSE)准则对接收信号进行均衡。由于当超奈奎斯特传输速率越高，也即是当加速因子越小，超奈奎斯特效应引起的码间串扰也就越严重，从而导致系统误码率性能的下降，因此通过判决反馈均衡模块对信道均衡之后的信号进行超奈奎斯特均衡，通过迭代的方法提高系统性能。

与现有技术相比，本发明技术方案的有益效果是：通过判决反馈均衡算法，提高了在加速因子增大时，超奈奎斯特系统的性能；而且本发明的系统使用了性能优异的训练序列，在传输过程中不需要估计信道特性调整训练序列。

附图说明

图1是本发明的工作流程图。

图2是加速因子τ＝1(奈奎斯特速率)时的判决反馈算法解码性能示意图。

图3是加速因子为0.8时的超奈奎斯特系统的性能示意图。

图4是加速因子为0.7时的超奈奎斯特系统的性能示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点估计清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本发明进一步详细说明。虽然本文可提供包含特定值的参数的示范，但应了解，参数无需确切等于响应的值，而是可在可接受的误差容限或设计约束内近似于所述值。

本发明的思想在于，通过插入训练序列，进行信道估计，根据估计的信道进行信道均衡，再通过判决反馈均衡算法，消除超奈奎斯特传输引起的码间串扰。

本发明的具体实现过程为：

首先，信号源的每L个数据点组成一帧，然后进行信道编码。信道编码使用约束长度为7，编码多项式为[171133]的卷积码。其中L＝512，经过信道编码之后每一帧的数据长度为N＝1024。

编码之后的序列进行二进制相移键控(BinaryPhaseShiftKeying，BPSK)调制，并在调制之后的每一帧数据之间，插入训练序列。训练序列使用长度U＝1024的Chu序列，其表达式为：

I路信号： $I\left(n\right)=cos\left({\mathrm{\&theta;}}_n\right)=cos\left(\frac{{\mathrm{\&pi;n}}^2}{U}\right),0\&le;n<U$

Q路信号： $Q\left(n\right)=sin\left({\mathrm{\&theta;}}_n\right)=sin\left(\frac{{\mathrm{\&pi;n}}^2}{U}\right),0\&le;n<U$

再对每一帧信号插入循环后缀。取数据帧的前2v个数据，插入到数据帧的最后。在接收端，通过移除接收数据帧的前v个和后v个数据，消除循环后缀。

然后对数据进行超奈奎斯特映射。

$s\left(t\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\&Sigma;}}a\left(n\right)p(t-n\mathrm{\&tau;}T)$

其中a(n)为发送数据符号或者Chu训练序列信号，0<τ<1为加速因子，脉冲成型滤波器p(t)为平方根升余弦滤波器，其表达式为：

$p\left(t\right)=\frac{sin\&lsqb;\mathrm{\&pi;}(1-\mathrm{\&beta;})\left|\frac{t}{T}\right|\&rsqb;+4\mathrm{\&beta;}\left|\frac{t}{T}\right|cos\&lsqb;\mathrm{\&pi;}(1+\mathrm{\&beta;})\left|\frac{t}{T}\right|\&rsqb;}{\mathrm{\&pi;}\left|\frac{t}{T}\right|\&lsqb;1-{\left(4\mathrm{\&beta;}\frac{t}{T}\right)}^2\&rsqb;}$

其中滚降系数β＝0.5，T＝1，发送滤波器p(t)的自相关函数为升余弦滤波器，也就是其表达式为：

$g\&lsqb;n\&rsqb;=\frac{\mathrm{\&pi;}}{4}\sin c\left(\frac{n}{T}\right)\&lsqb;\sin c(\mathrm{\&beta;}\frac{n}{T}+\frac{1}{2})+\sin c(\mathrm{\&beta;}\frac{n}{T}-\frac{1}{2})\&rsqb;$

然后取超奈奎斯特符号的后一部分，复制到前边，也即插入循环前缀。循环前缀长度大于多径信道长度即可，可取10。

设发送的符号块长度为N，循环前缀长度2v，则在接收信号之中，移除前v个和后v个符号，则接收信号与发送信号s的关系为：

其中 $\hat{y}={\&lsqb;y_0,y_1,...y_{N-1}\&rsqb;}^T,$ s＝[s₀,s₁,…s_N-1]^T，

抽头系数矩阵G∈R^N×N，其表达式为：

$G=\left[\begin{array}{ccccccc}g\left(-v\mathrm{\&tau;}\right)& g\left(-v\mathrm{\&tau;}+\mathrm{\&tau;}\right)& ...& g\left(v\mathrm{\&tau;}\right)& 0& ...& 0\\ 0& g\left(-v\mathrm{\&tau;}\right)& g\left(-v+\mathrm{\&tau;}\right)& ...& g\left(v\mathrm{\&tau;}\right)& ...& 0\\ 0& 0& g\left(-v\mathrm{\&tau;}\right)& ...& ...& ...& ...\\ ...& ...& ...& ...& ...& ...& ...\\ ...& ...& ...& ...& ...& ...& ...\\ ...& ...& ...& ...& ...& ...& ...\\ g\left(-v\mathrm{\&tau;}+\mathrm{\&tau;}\right)& g\left(-v\mathrm{\&tau;}+2\mathrm{\&tau;}\right)& ...& 0& 0& 0& g\left(-v\mathrm{\&tau;}\right)\end{array}\right]$

多径信道使用指数衰减信道。发送信号经过多径信道之后，通过匹配滤波器进行接收，匹配滤波器表达式同p(t)，其联合响应进行采样即为g[n]。

通过匹配滤波器提取信号进行离散采样之后，得到发送的训练序列X_TS对应的接收信号Y_TS，首先通过LS估计得到对信道的估计值取IDFT，得到：

$IDFT\{\hat{H}\&lsqb;k\&rsqb;\}=\hat{h}\&lsqb;n\&rsqb;=h\&lsqb;n\&rsqb;+z\&lsqb;n\&rsqb;,n=0,1,2,...N-1$

令 ${\hat{h}}_{DFT}\&lsqb;n\&rsqb;=\hat{h}\&lsqb;n\&rsqb;,0\&le;n<L;{\hat{h}}_{DFT}\&lsqb;n\&rsqb;=0,L<n<N.$ 其中L为信道最大时延。

对作DFT，就可以得到基于DFT的LS信道估计值H(z)。

根据MMSE准则，得到信道均衡系数其中为信道中加性噪声的功率与发送信号功率之比。设接收的超奈奎斯特信号为Y_FTN，则信道均衡之后的超奈奎斯特信号为X_FTN＝W(z)*Y_FTN。

信道均衡之后的信号含有超奈奎斯特加速引起的码间串扰，引起将通过判决反馈均衡消除该码间串扰。

由于G具有循环结构，因此可以对它进行特征值分解，得到：G＝Q^TΛQ^*

对接收信号乘以Q^*变换到频域，得到：

$y_f\&cong;Q*\hat{y}=\mathrm{\&Lambda;}Q*s+Q*\mathrm{\&eta;}={\mathrm{\&Lambda;s}}_f+{\mathrm{\&eta;}}_f$

s_f和η_f分别对应频域的信号和噪声分量。

MMSE频域均衡器W可以从特征值矩阵Λ得到。W为对角矩阵，其第i行第i列的元素为：

$w_{(i,i)}=\frac{{\mathrm{\&lambda;}}_{(i,i)}^{*}}{|{\mathrm{\&lambda;}}_{(i,i)}{|}^2+N_0}$

其中λ_(i,i)为Λ第i行第i列的元素，N₀是噪声的功率谱密度。然后再乘以Q^T，得到时域的解调信号估计值：

接收信号经过一次超奈奎斯特频域均衡，得到的频域均衡结果然后与信道译码器反馈的软信息相减，将该差值输入到判决反馈均衡器之中。判决反馈均衡器的输出与频域均衡的输出信号相加，再进行LLR解调和信道译码，以提高译码性能和运算效率。

也就是LLR解调器的输入信号为：

LLR的计算公式为：

其中σ²为输入数据帧的方差。判决反馈均衡器的响应为(B^H-I_N)，其中矩阵B可以由超奈奎斯特干扰矩阵G推出。

设超奈奎斯特干扰矩阵为：G＝[g₀,g₁,g₂,…,g_N-1]^T

则循环矩阵B的生成向量b₀满足：

$b_0={\&lsqb;1,b_1,b_2,\mathrm{...},b_{N-1}\&rsqb;}^T=\&lsqb;1,\frac{g_1^H{g}_0}{g_0^H{g}_0+{\mathrm{\&sigma;}}^2},\frac{g_2^H{g}_0}{g_0^H{g}_0+{\mathrm{\&sigma;}}^2},\mathrm{...},\frac{g_{N-1}^H{g}_0}{g_0^H{g}_0+{\mathrm{\&sigma;}}^2}\&rsqb;$

判决反馈矩阵B为：B＝[b₀,b₁,b₂,…,b_N-1]

其中向量b₁,b₂,…,b_N-1由b₀分别进行循环移位得到。也即b₁＝[b₁,b₂,…,b_N-1,1]^T，b₂＝[b₂,…,b_N-1,1,b₁]^T，以此类推。

信道译码得到的后验概率信息，通过软映射模块反馈的输入端，软信息的计算公式为：

$\tilde{s}=\tanh \left(\frac{{\mathrm{APP}}^{\&prime;}}{2}\right)$

其中tanh(·)是双曲正切函数，APP′是信道译码器输出的后验概率信息。图2和图3是加速因子τ＝0.8和τ＝0.7时的均衡结果。迭代两次之后算法基本收敛。

由于测试的数据为10⁶比特，因此适宜在误码率为10^-3和10^-4的水平上分析仿真结果。加速因子τ＝1时，也就是以奈奎斯特速率发送数据时，由于不存在超奈奎斯特加速引起的码间串扰，因此迭代算法每次的结果是一样的。而在加速因子τ＝0.8时，由于存在超奈奎斯特速率引起的码间串扰，经过两次迭代之后，判决反馈均衡算法才接近收敛。误码率性能方面，判决反馈均衡算法分别需要4dB和5.2dB的信噪比才达到10^-3和10^-4的误码率，接近奈奎斯特速率时的结果。

显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种多径信道中的超奈奎斯特速率通信系统，其特征在于，包括：

发送装置，用于对发送数据进行信道编码，进行交织和调制，并插入训练序列，添加循环后缀，通过超奈奎斯特采样器对符号进行超奈奎斯特映射，并添加循环前缀发射到多径信道之中；

接收装置，通过对接收信号进行信道估计与信道均衡，通过判决反馈迭代均衡算法，消除超奈奎斯特映射引起的码间串扰；接收装置首先根据训练序列对应的接收数据，进行信道估计；根据信道的估计值，对接收数据符号进行信道均衡；再通过超奈奎斯特判决反馈均衡器，消除由超奈奎斯特速率传输引起的码间串扰。

2.根据权利要求1所述的多径信道中的超奈奎斯特速率通信系统，其特征在于，发送端将信号源的每N个数据点组成一帧，然后进行信道编码；编码之后的序列进行二进制相移键控BPSK调制，并在调制之后的每一帧数据之间，插入训练序列；再对每一帧信号插入循环后缀，超奈奎斯特映射公式为：

$s\left(t\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\&Sigma;}}a\left(n\right)p(t-n\mathrm{\&tau;}T)$

其中a(n)为发送数据符号或者训练序列信号，0<τ<1为加速因子，N表示发送数据帧的长度；脉冲成型滤波器p(t)为平方根升余弦滤波器，其表达式为：

$p\left(t\right)=\frac{sin\&lsqb;\mathrm{\&pi;}(1-\mathrm{\&beta;})\left|\frac{t}{T}\right|\&rsqb;+4\mathrm{\&beta;}\left|\frac{t}{T}\right|cos\&lsqb;\mathrm{\&pi;}(1+\mathrm{\&beta;})\left|\frac{t}{T}\right|\&rsqb;}{\mathrm{\&pi;}\left|\frac{t}{T}\right|\&lsqb;1-{\left(4\mathrm{\&beta;}\frac{t}{T}\right)}^2\&rsqb;}$

其中滚降系数β＝0.5，T＝1。

3.根据权利要求1所述的多径信道中的超奈奎斯特速率通信系统，其特征在于，接收端首先进行信道估计与均衡，再进行超奈奎斯特判决反馈均衡；通过匹配滤波器提取信号进行离散采样之后，得到发送的训练序列X_TS对应的接收信号Y_TS，首先通过基于离散傅里叶变换DFT的最小二乘LS估计方法得到信道的估计值H(z)；

根据最小均方误差MMSE准则，得到信道均衡系数：

$W\left(z\right)=\frac{H^{*}\left(Z\right)}{|H\left(z\right)|2+{\mathrm{\&sigma;}}_n^2/P}$

其中为信道中加性噪声的功率与发送信号功率之比；设接收的超奈奎斯特信号为Y_FTN，则信道均衡之后的超奈奎斯特信号为X_FTN＝W(z)*Y_FTN；

信道均衡之后的信号含有超奈奎斯特加速引起的码间串扰，引起将通过判决反馈均衡消除该码间串扰。