CN111083941A

CN111083941A - 模数转换器

Info

Publication number: CN111083941A
Application number: CN201880006466.9A
Authority: CN
Inventors: A·布里
Original assignee: Commsolid GmbH
Current assignee: Commsolid GmbH
Priority date: 2018-08-21
Filing date: 2018-08-21
Publication date: 2020-04-28
Also published as: US20210351782A1; US11329663B2; WO2020038559A1

Abstract

本发明涉及模数转换器(ADC)。本发明的目的是提供一种具有非等距采样时间间隔和最小化能耗的能力的模数转换器，将通过一种装置来实现，该装置包括：Σ‑Δ调制器和采样时间计数器，Σ‑Δ调制器和采样时间计数器通过采样时钟控制；下一采样时间计算单元，其配置为当请求下一数字输出样本时计算采样时间计数器值；连接到下一采样时间计算单元的采样计算触发单元，其配置为当请求下一数字输出样本时，将实际采样时间计数器值与采样时间计数器值进行比较，并且当请求并且通过在其传送的样本不用于任何计算的抽取器输出样本的时间间隔中时断开Σ‑Δ调制器而触发计算单元计算下一数字样本。该目的还通过使用上述模数转换器的方法实现。(图2)。

Description

模数转换器

技术领域

本发明涉及一种使用Σ-Δ调制器的模数转换器。

背景技术

Σ-Δ模数转换器在显著的过采样下工作，并采用数字抽取滤波器以所需的抽样率传送信号。通常，抽取滤波器包括多个抽取状态，例如，使用所谓的级联积分梳状(CIC)滤波器，传送在时间上等距间隔的样本。

在无线电传输中，通常以载波频率和采样频率之间的固定比率工作。在接收器处，这可以通过从公共参考振荡器导出载波频率时钟和采样时钟来实现。假定在接收器处已知载波频率值，通过参考振荡器频率的改变将载波频率偏移调整为零，也可以精确地满足正确的采样频率。这完全适用于静态场景，发送器和接收器之间没有距离变化，并且亦通常足够好地适用于移动场景。作为调谐公共参考振荡器的替代，分数重采样器可以处理采样频率校正，其是专用的额外功能块。

此外，在用于OFDM(正交频分复用)接收的基带接收器中，将从信号流中切出与各个OFDM符号相关的快速傅里叶变换(FFT)部分，通常在该点运行之前保留整个信号处理过程，包括模数转换(ADC)和相关的抽取滤波，这对于Σ-Δ(SD)类型的ADC是必需的。换句话说，实际上预先计算丢弃的循环前缀的样本，这可能被视为浪费能量。在LTE标准中，使用所谓的循环前缀(CP)并将其插入到OFDM符号中，以便获得正交数据传输的时间窗口，而没有载波间和符号间的干扰。因此，循环前缀是在LTE符号之间形成的保护带。

用于LTE以及窄带LTE的下行信号格式定义与1920kHz的采样频率兼容。在该采样频率中，所谓的“正常循环前缀”对于某些OFDM符号分别具有9或10个采样的持续时间。较低的采样频率导致分数采样间隔。用于LTE Cat-M和窄带LTE的标准多模式接收器将在两种模式下以1920kHz运行，并且在窄带LTE工作的情况下使用部分FFT，这在功率效率方面是次优的。

窄带LTE下行信号利用180kHz的带宽。使用低至240kHz的采样频率，期望实现低功耗。但是，当以此频率使用等距采样时，循环前缀具有非整数采样持续时间。

因此，希望有一种简单的抽取滤波器，它可以插入非整数样本停顿。

因此，当不需要接收样品时，期望在时间间隙期间节省能量。

尽管如此，与可控对应物相比，没有电压控制的晶体振荡器实现了更好的相位噪声性能，这对于将最高覆盖等级作为目标时是理想的，其中以非常低的信噪比(SNR)的操作需要跨长信号持续时间的相干组合。覆盖等级定义为发射器和接收器之间的不同的最大支持信号衰减。例如，最高覆盖等级是支持基站和用户设备天线之间164dB衰减的等级。但是，当使用这种类型的振荡器时，采样频率不能再锁定为射频。一些分数重采样装置有助于将采样时钟锁定为载波频率。这些装置例如是由多相滤波器和线性内插器组成的部分重采样器。

因此，需要一种能够实现并满足上述要求的简单模数转换器。

发明内容

本发明的目的将通过模数转换器来实现,所述模数转换器包括：Σ-Δ调制器和采样时间计数器，两者均由采样时钟控制；下一采样时间计算单元,其配置为当请求下一数字输出样本时计算采样时间计数器值；连接到下一采样时间计算单元的采样计算触发单元，其配置为当请求下一数字输出样本时将实际采样时间计数器值与采样时间计数器值进行比较，以及配置为在请求下一数字输出样本并且在Σ-Δ调制器传送的样本不用于任何计算的抽取器(decimator)输出样本的间隔时间内通过切断Σ-Δ调制器时来触发用于计算下一数字样本的计算单元。

在本发明的优选实施例中，计算单元包括输出计算计数器单元、采样缓冲器和输出样本累加器，而输出计算计数器单元(8)和输出样本累加器(9)的触发取决于实际采样时间计数器值与下一采样时间计数器值之间的差值，而输出样本累加器配置为根据通过从滤波器系数存储器的样本读取的滤波器脉冲响应样本和所述样本的累加值来计算数字输出样本，其中所述样本的累加值为与在采样时间计数器的特定值处从采样缓冲器读取的Σ-Δ调制器的相关数字输出值相乘之后所得的累加值。

并且在本发明的另一个实施例中，Σ-Δ调制器功率控制单元根据下一数字采样请求接通或断开Σ-Δ调制器。

在本发明的另一个实施例中，RF功率控制单元根据下一数字采样请求接通或断开RF接收器链或RF接收器链的一部分。接收器链的一部分可以是低噪声放大器(LNA)、混频器、包括锁相环(PLL)或可变增益放大器(VGA)的本地振荡器(LO)，可以接通或断开接收器链的所有或仅是部分或单个组件。

并且在本发明的另一个实施例中，抽取分成预抽取，然后是上述抽取方法。

换句话说，所提出的模数转换器包括以下内容：应该执行从高Σ-Δ调制器输出采样频率到接收器输入采样频率的一步抽取。因此，每个输出样本计算为在输入样本范围内对应于滤波器长度的加权和。Σ-Δ调制器采样频率的选择应该是所有支持的接收器输入采样频率的足够大的倍数，以便通过噪声整形和随后的(一步抽取)滤波来获得足够大的输出信噪比(SNR)。在接收器应用中，接收器将请求等距间隔的滤波样本，例如，每K个输入样本一个输出样本，或非等距间隔的滤波样本，例如，当插入时间间隙以丢弃OFDM循环前缀时。因此，有可能在更高输入样本频率的时间粒度上选择抽取器输出样本计算的时间位置。还存在确定不需要向抽取器输入样本的时间间隔的装置，以及断开Σ-Δ调制器电路的进一步控制装置。样本计算触发单元是连接到下一采样时间计算单元的装置，该装置配置为当请求下一数字输出样本时，将实际采样时间计数器值与采样时间计数器值进行比较，而样本计算触发单元根据实际采样时间计数器值和下一采样时间计数器值的差值触发Σ-Δ调制器功率控制单元、输出计算计数器单元以及输出样本累加器。背景是在每个抽取器输出样本周围，必须有许多输入样本可用于支持抽取滤波器的长度。通过将以高速率工作的采样时间计数器与计算输出样本所需的时间窗口(滤波器响应持续时间加上Σ-Δ调制器建立时间)进行比较的结果来控制功率开关。只要采样到采样的时间距离短于时间窗口持续时间，开关就会保持电路通电。此外，存在通过+/-1输入样本时间而人工移动输出样本计算的时间点的装置，以便调整输出样本频率以补偿采样频率偏移。背景是,在K个输入样本的间隔处的等距采样产生固定的采样率。通过每N个输出样本复制一个输入样本，平均样本间隔从“每K个输入样本”减少到“每K-(1/K/N)个”。反之亦然，通过每N个输出样本移除一个输入样本，平均样本间隔从“每K个输入样本”增加到“每K+(1/K/N)个”。实现此目的的装置是样本计数器以及跳过或复制输入样本的可能性。还有一个抽取器控制电路，用于请求由任意选择的时间间隙间隔的部分等距采样输出信号。该电路必须在用于复数同相(I)信号和正交相位(Q)信号的抽取器中执行一次，，在用于多个接收天线的情况中执行一次。除了由Σ-Δ调制器、采样缓冲器、采样倍增器和输出样本累加器组成的采样计算路径外，所有都可以共享。通过这种非常灵活且易于调整的解决方案实现了非常低的功耗和小的硅面积。

在本发明的进一步实施例中，Σ-Δ调制器是单比特或多比特和/或连续时间或离散时间和/或带通或基带Σ-Δ调制器。类型可根据应用选择。采样时钟控制Σ-Δ调制器和采样时间计数器。在采样时间计数器的控制下，Σ-Δ调制器的数字输出值存储在采样缓冲器中。

在另一实施例中，下一采样时间计算单元由在时间点t开始的请求格式激活，并且该请求格式存在于传递等距间隔T的N个样本和采样时钟的时间标记之间。意味着样本计算请求通过使用这样请求的简单格式来请求计算在采样时间计数器的某些值处的数字输出样本，该请求存在于传递等距间隔采样时钟的T时间标记的N个样本之间。更复杂的实现特定请求格式是可能的，例如，跳过OFDM中的循环前缀，或者获得非整数采样频率比。

下一采样时间计算单元在请求下一输出样本时计算采样时间计数器值。对于等距采样，下一采样时间是当前采样时间加上偏移量K。在OFDM中，可以使用一次性较大的偏移量(例如，NCP*K)来跳过循环前缀，在这种情况下，Σ-Δ调制器可能会断开。

样本计算触发单元有两个目的，两者都基于在请求下一样本时将实际样本时间计数器值与样本时间计数器值进行比较：如果两个值的Δ值低于滤波器的长度，则它请求Σ-Δ调制器功率控制为Σ-Δ调制器通电，如果值匹配，则触发下一输出样本的计算。因此，在优选实施例中，如果请求下一数字输出样本时，实际采样时间计数器值与采样时间计数器值的差值低于滤波器的长度，则样本计算触发单元为Σ-Δ调制器通电。

在另一个优选实施例中，如果请求下一数字输出样本时，实际采样时间计数器值和采样时间计数器值匹配，则采样计算触发单元触发下一数字输出样本的计算。

在本发明的一个实施例中，采样时间计数器值是当前采样时间加上偏移量K。

并且在优选实施例中，使用一次性较大的偏移量来跳过部分信号，在这种情况下，Σ-Δ调制器会断电。将配置多个采样请求，支持请求0、t₀+(K₀-1)*T₀的最后一个采样和请求1、t₁的第一个采样之间的时间Δ值不同于T₀的情况。

此外，请求1可以使用与T₀不同的采样周期T₁。

在另一实施例中，滤波器的形状随存储在滤波器系数存储器中的系数的变化和滤波器的长度的变化而变化。所提出的解决方案通过改变滤波器本身的系数和长度来支持滤波器形状的简单变化。

所提出的用于Σ-Δ调制器的功率控制的解决方案还可以进一步扩展，超出Σ-Δ调制器的控制，例如，控制射频混合器、低噪声放大器和进一步的放大级。因此，它可以用在低功率接收器中，例如，用于传感器网络的调制解调器或采用能量收集的调制解调器。

本发明的目的还将通过使用根据权利要求1至10的模数转换器将模拟信号转换为数字信号的方法来实现，其中该方法包括以下步骤：

-以大采样频率使用Σ-Δ调制器产生量化的噪声整形信号，

-根据滤波器的长度，通过在适当的输入样本范围内计算加权和，在请求的输出时间位置传送输出样本，

-当在断开时间不请求滤波样本时，断开Σ-Δ调制器。

换句话说，该方法使用从高Σ-Δ调制器输出样本频率到较低接收器输入样本频率的一步抽取滤波，通过根据滤波器的长度计算输入样本范围的加权和，而输出样本时间和因此的输入样本的相关范围作为通过从时间t开始的等距间隔T的N个样本的配置的请求而确定。

在本发明方法的优选实施例中，基带接收器请求等距间隔或非等距间隔的滤波样本，而当没有请求样本时，可以断开Σ-Δ调制器以及射频侧的其他组件，以便节省能源并降低整体功耗。

将使用示例性实施例更详细地解释本发明。

附图说明

图1示出时间线的示意图，其包括开启时间和断开时间，以及在开启时间请求采样，并且在断开时间不请求采样；

图2示出具有计算单元的创造性扩展的模数转换器；

图3示出图2的模数转换器具有的计算单元的详细视图；

图4示出模数转换器，其具有用于功率控制的可选RF路径和可选预抽取滤波器，以最大限度地降低整体抽取滤波复杂度和功耗。

具体实施方式

图1示出具有开启时间和断开时间的时间线，而在开启时间中请求采样；在断开时间，不请求采样。在这样的断开时间中，可以断开Σ-Δ调制器1和RF侧的其他组件，因为在没有请求采样时不需要它们。这以便节省能量并降低总功耗。利用本发明的模数转换器，可以在任何时间请求输出样本，意味着可以在需要的任意时间点请求输出样本。优点是，这不限于与标准模数(A/D)转换器一样的等距时间位置。

图2示出了模数转换器16，其接收连续时间模拟信号14并传送离散时间数字信号13。采样时钟3控制Σ-Δ调制器1和采样时间计数器2。每当请求下一样本时，实际采样时间计数器值与采样时间计数器值的比较匹配时，意味着当两个值的Δ值为零时，计算单元17输出样本。因此，如果两个值的Δ值低于计算单元17的滤波器的长度，则Σ-Δ调制器功率控制7为Σ-Δ调制器1通电，并且如果值匹配，则触发下一输出样本的计算。

图3示出具有计算单元17的可能实施例的模数转换器16。图3示出了模数转换器16，其接收连续时间模拟信号14并传送离散时间数字信号13。采样时钟3控制Σ-Δ调制器1和采样时间计数器2。此外，Σ-Δ调制器可以连接到可选预抽取滤波器18。插入简单的预抽取滤波器18允许最小化抽取滤波器的整体以实现复杂度和功耗。在采样时间计数器2的控制下，Σ-Δ调制器1的数字输出值12存储在采样缓冲器4中。样本计算请求15要求在采样时间计数器2的某些值处计算数字输出样本13。这种请求的简单格式存在于传送等距间隔采样时钟的T时间标记的N个样本之间。更复杂的实现特定请求格式是可能的，例如，跳过OFDM中的循环前缀，或者获得非整数采样频率比。下一采样时间计算单元5在请求下一输出样本时计算采样时间计数器值。对于等距采样，下一采样时间是当前采样时间加上偏移量K。在OFDM中，可以使用一次性较大的偏移量(例如，NCP*K)来跳过循环前缀，在这种情况下，Σ-Δ转换器可能会断电。样本计算触发单元6有两个目的，两者都基于在请求下一样本时，将实际采样时间计数器值与采样时间计数器值进行比较：如果两个值的Δ值低于滤波器长度，则请求Σ-Δ调制器功率控制7为Σ-Δ调制器1通电，并且如果值匹配，则触发下一个输出样本的计算。实际输出样本计算存在于通过来自滤波器系数存储器10的样本的读取滤波器脉冲响应样本，和与从缓冲器4读取的相关样本值相乘11之后的累加9，假设每个输出样本是存储于样本缓冲器4中的一组输入样本的加权和。

Σ-Δ调制器1可以是任何阶的单比特或多比特、连续时间或离散时间、基带或带通采样。与现有技术相比，所提出的解决方案仅需要少量逻辑来实现所需的功能，它能够以非常低的功耗执行所需的功能，它提供了多种用途，并且它通过计算单元17的系数和长度的变化支持滤波器形状的简单变化。

图4示出本发明的另一个实施例。模数转换器还可以包括可选射频路径功率控制单元，其由采样计算触发单元6触发，并用于接通或断开整个RF接收路径或RF接收路径的部分。

附图标记说明

1Σ-Δ调制器

2采样时间计数器

3采样时钟

4采样缓冲器

5下一采样时间计算单元

6采样计算触发单元

7Σ-Δ调制器功率控制单元

8输出计算计数器单元

9输出样本累加器

10滤波器系数存储器

11相乘

12Σ-Δ调制器的数字输出值

13数字输出样本

14模拟输入信号

15样本计算请求

16模数转换器

17计算单元

18预抽取滤波器

19射频路径功率控制单元

Claims

1.模数转换器(16)，其包括：Σ-Δ调制器(1)和采样时间计数器(2)，Σ-Δ调制器(1)和采样时间计数器(2)均由采样时钟(3)控制；下一采样时间计算单元(5)，其配置为当请求下一数字输出样本(13)时计算采样时间计数器(2)值；采样计算触发单元(6)，其连接到下一采样时间计算单元(5)并配置为当请求下一数字输出样本时，将实际采样时间计数器值与采样时间计数器值进行比较，并且当请求时触发计算单元(17)计算下一数字样本。

2.根据权利要求1所述的模数转换器(16)，其中，所述计算单元(17)包括输出计算计数器单元(8)、采样缓冲器(4)以及输出样本累加器(9)，而输出计算计数器单元(8)和输出样本累加器(9)根据实际采样时间计数器值和下一采样时间计数器值之间的差值触发，而输出样本累加器(9)配置为计算数字输出样本(13)，所述计算数字输出样本根据来自滤波器系数存储器(10)的样本的滤波器响应读取样本，和与在采样时间计数器(2)的某些值处从缓冲器(4)读取的相关数字输出值(12)相乘(11)之后的所述样本的累加。

3.根据权利要求1所述的模数转换器(16)，其中，Σ-Δ调制器功率控制单元(7)根据下一数字采样请求接通或断开所述Σ-Δ调制器(1)。

4.根据权利要求1所述的模数转换器(16)，其中RF功率控制单元根据下一数字采样请求接通或断开RF接收器链或RF接收器链的一部分。

5.根据权利要求1所述的模数转换器，其中，所述Σ-Δ调制器(1)是单比特或多比特和/或连续时间或离散时间和/或带通或基带的Σ-Δ调制器(1)。

6.根据权利要求1所述的模数转换器，其中所述下一采样时间计算单元(5)由请求格式激活，所述请求格式存在于从时间点t开始传送N个等距间隔T的样本中。

7.根据前述权利要求任一所述的模数转换器，其中，当请求下一数字输出样本(13)时，如果实际采样时间计数器值与采样时间计数器值的差值低于阈值，则采样计算触发单元(6)为Σ-Δ调制器(1)通电。

8.根据前述权利要求任一所述的模数转换器，其中，当请求下一数字输出样本时，如果实际采样时间计数器值与采样时间计数器值匹配，则采样计算触发单元(6)触发计算下一数字输出样本(13)。

9.根据前述权利要求任一所述的模数转换器，其中采样时间计数器值是当前采样时间加上偏移量K。

10.根据前述权利要求任一所述的模数转换器，其中使用一次性较大的偏移量以跳过部分信号，在这种情况下，Σ-Δ调制器(1)断开。

11.根据前述权利要求任一所述的模数转换器，其中滤波器(17)的形状随存储在滤波器系数存储器(10)中的系数和滤波器(17)的长度的变化而变化。

12.使用根据权利要求1至10任一所述的模数转换器将模拟信号转换为数字信号的方法，其中，所述方法包括以下步骤：

-以大采样频率使用Σ-Δ调制器以产生量化的噪声整形信号，

-根据滤波器的长度，通过在适当的输入样本范围内计算加权和，在请求的输出样本时间位置传送输出样本，

-当于断开时间，不请求滤波样本时，可选地断开Σ-Δ调制器。

13.根据权利要求11所述的将模拟信号转换为数字信号的方法，其中，所述方法包括步骤：断开在所述Σ-Δ调制器之前的接收器射频路径或接收器射频路径的一部分。

14.根据权利要求12或13所述的用于将模拟信号转换为数字信号的方法，其中接收器请求等距间隔或非等距间隔的滤波样本。