CN110955081A - 用于控制显示器背光的方法和装置 - Google Patents

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Abstract

本公开涉及用于控制显示器背光的方法和装置。本文公开了一种显示器，该显示器可具有形成像素阵列的显示层。该像素阵列可使用背光单元照明。该背光单元可包括多个发光二极管串(LED)。该多个LED串可由一个或多个背光驱动器集成电路(IC)控制。在多驱动器IC架构中，启用信号可用于在该多个IC之间设置期望的相位延迟。该LED串中的一个或多个可表现出短故障。根据故障LED串的数量，该背光单元可选择性地节流该显示器的最大亮度。该LED串可接收来自DC/DC转换器的输出电压，并且可使用电流驱动器来驱动。该DC/DC转换器可由净空前馈控制电路控制，以确保该电流驱动器具有足够的净空，同时抑制声学噪声。

Description

用于控制显示器背光的方法和装置
技术领域
本公开整体涉及电子设备，并且更具体地涉及具有显示器的电子设备。
背景技术
电子设备通常包括显示器。背光显示器诸如背光液晶显示器包括背光单元。背光单元产生向外行进通过显示器中的像素阵列的光。该像素调制来自背光单元的光的强度以在显示器上形成图像。
背光单元有助于确保显示器可在多种环境光照度条件下显示图像。然而，如果不小心，背光单元可产生不能有效地照明显示器像素或不允许显示器像素表现出期望的颜色性能水平的光。
发明内容
显示器可具有包括液晶层、滤色器层和薄膜晶体管层的显示层，并且还可包括被配置为照明该显示层的背光单元。在一个合适的布置中，背光单元可包括多个发光二极管(LED)串、被配置为驱动多个LED串中的LED串的第一子集的第一背光驱动器集成电路、以及被配置为驱动多个LED串中的LED串的第二子集的第二背光驱动器集成电路。第一背光驱动器集成电路和第二背光驱动器集成电路被配置为接收用于确保由第一背光驱动器集成电路和第二背光驱动器集成电路生成的第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号表现出相同频率的公共同步信号。第一背光驱动器集成电路和第二背光驱动器集成电路还可接收启用信号，该启用信号在由第一背光驱动器集成电路与第二背光驱动器集成电路生成的第一脉宽调制信号与第二脉宽调制信号之间设置预先确定的相位延迟。
根据另一合适的布置，该显示器还可包括耦接至多个LED串的电流驱动器电路，其中该电流驱动器电路被配置为当多个LED串中的至少一个LED串发生故障时对背光单元的最大亮度进行节流。背光单元可包括被配置为检测多个LED串中的故障LED串的数量的故障检测电路。由电流驱动器电路对背光单元的最大亮度进行节流的量是由故障检测电路确定的故障LED串的数量的函数(例如，由电流驱动器电路对背光单元的最大亮度进行节流的量是故障LED串的数量和节流系数的乘积的函数)。该节流系数可以是在5％至20％范围内的可编程值。
根据另一合适的布置，该背光单元还可包括被配置为向多个LED串提供输出电压的DC至DC转换器和被配置为接收亮度命令的净空前馈控制电路。特别地，该净空前馈控制电路引导DC至DC转换器响应于检测到亮度命令的改变而将输出电压调整预测量。可以使用作为亮度命令的函数的线性或非线性公式来计算该预测量。
根据又一合适的布置，DC至DC转换器可以是升压转换器，其包括：输入端口，该输入端口接收输入电压；输出端口，在该输出端口上生成输出电压；第一电感器，该第一电感器耦接在输入端口与输出端口之间；第一开关和第一电流感测电阻器，该第一开关和第一电流感测电阻器串联耦接在第一电感器和地线之间；控制器，该控制器被配置为从第一电流感测电阻器接收第一感测信号并响应于检测到流经第一开关的电流量超过预先确定的峰值电流水平而选择性地关闭第一开关。
该升压转换器还可包括：第二电感器，该第二电感器耦接在输入端口与输出端口之间；第二开关和第二电流感测电阻器，该第二开关和第二电流感测电阻器串联耦接在第二电感器与地线之间。特别地，升压转换器可以在单相模式下操作，在单相模式期间仅第一开关接通，并且在双相模式期间，第一开关和第二开关都接通。当从双相模式向下转变到单相模式时，控制器可以升高输出电压，以补偿向下转变期间的电压骤降。当从单相模式向上转变到双相模式时，控制器可以使流经第二开关的电流量斜线上升，以减小向上转变期间的电压过冲。
根据另一合适的布置，升压转换器中的控制器被配置为在双相模式期间平衡流经第一开关和第二开关的电流的平均量，以降低转换器中的功率损耗。该控制器可包括用于调整流经第一开关和第二开关中的至少一者的电流的量的峰值电流调整电路。该峰值电流调整电路可包括：第一电流检测电路，该第一电流检测电路被配置为从第一电流感测电阻器接收第一感测信号并输出第一检测电流量；第二电流检测电路，该第二电流检测电路被配置为从第二电流感测电阻器接收第二感测信号并输出第二检测电流量；以及峰值电流调整电路，该峰值电流调整电路被配置为接收第一检测电流量和第二检测电流量并输出用于调整流经第一开关的电流量的第一调整信号和用于调整流经第二开关的电流量的第二调整信号。
根据又一合适的布置，该升压转换器可设置有插置在输入端口与电感器之间的浪涌电流控制器。该浪涌电流控制器可包括晶体管，该晶体管具有连接到电感器的漏极端子、栅极端子和连接到输入端口的源极端子。该浪涌电流控制器还可包括：检测电阻器，该检测电阻器耦接在晶体管的栅极端子与源极端子之间；以及比较电路，该比较电路配置为从检测电阻器接收感测信号以确定转换器电路中是否存在短路故障。
附图说明
图1是根据实施方案的具有显示器的例示性电子设备的图示。
图2是根据实施方案的具有显示器的例示性电子设备的示意图。
图3是根据实施方案的例示性显示器的横截面侧视图。
图4A是根据实施方案的使用被配置为驱动交织发光二极管(LED)串的两个单独的驱动器集成电路芯片控制的例示性背光单元的顶部布局图。
图4B是示出根据实施方案的如何可以使用图4A中所示的两个背光驱动器集成电路芯片来驱动相应LED串的示意图。
图4C是示出根据实施方案的背光启用信号如何可以用作用于锁相的同步信号的时序图，其中与第二背光驱动器相关联的通道相对于与第一背光驱动器相关联的通道是相位延迟的。
图4D是示出根据实施方案的另一例示性光条布置的图示，其中光条的第一半部由第一背光驱动器控制，而光条的第二半部由第二背光驱动器控制。
图4E是示出根据实施方案的背光启用信号如何可以用作用于锁相的同步信号的时序图，其中与第一背光驱动器和第二背光驱动器相关联的通道都在背光启用信号的上升沿处开始。
图5A是根据实施方案的包括故障检测电路的例示性背光驱动器电路的图示。
图5B是示出根据实施方案的例示性LED电流驱动器如何可以包括最大亮度控制电路的图示。
图5C是说明根据实施方案的如何根据检测到的故障的数量来限制LED电流的曲线图。
图6A是包括净空跳转控制电路的例示性背光驱动器电路的图示。
图6B是说明根据实施方案的LED上的正向电压如何随电流变化的曲线图。
图6C是根据实施方案包括净空前馈控制电路的例示性背光驱动器电路的图示。
图6D是说明根据实施方案的净空前馈控制电路的操作的时序图。
图6E是根据实施方案比较跳转命令与前馈控制之间的结果波形的时序图。
图7A是根据实施方案具有单相单开关配置的例示性升压转换器的电路图。
图7B是说明根据实施方案的当达到峰值电流水平时如何可以关闭图7A的升压转换器中的单开关的时序图。
图7C是根据实施方案具有单相多开关配置的例示性升压转换器的电路图。
图7D是说明根据实施方案的在达到峰值电流水平时如何可以连续接通图7C的升压转换器中的多开关的时序图。
图7E是根据实施方案具有多相多开关配置的例示性升压转换器的电路图。
图7F是说明根据实施方案的在达到峰值电流水平时如何可以关闭图7E的升压转换器中的多开关的时序图。
图8A是根据实施方案的例示性双相升压转换器的电路图。
图8B示出了说明当从一相切换到两相时在双相升压转换器的输出处可能的电压过冲的时序图。
图8C示出了说明当从两相脱落到单相时双相升压变换器的输出处的可能电压下冲的时序图。
图8D是说明根据实施方案的双相升压转换器如何在单相操作与双相操作之间转变同时最小化电压过冲/下冲的图示。
图8E是说明根据实施方案的当从一相切换到两相时如何降低双相升压转换器的输出处的电压过冲的时序图。
图8F示出了说明当从两相脱落到单相时如何消除双相升压转换器的输出处的电压下冲的时序图。
图8G是说明根据实施方案的多相升压转换器如何在任何数量的相位模式之间转变同时最小化电压过冲/下冲的图示。
图9A是说明当升压转换器的两相之间存在电感偏差时的实质功率损耗失配的曲线图。
图9B是说明根据实施方案的当使用脉宽调制(PWM)方案操作升压转换器时的相关电流波形的时序图。
图9C是根据实施方案的例示性电流检测电路的图示。
图9D是根据实施方案的例示性峰值电流调整电路的图示。
图9E是根据实施方案的例示性峰值电流调整子电路的图示。
图9F是示出根据实施方案的平均电感器电流如何在升压转换器的两个相之间平衡的曲线图。
图10A是根据实施方案的例示性谷值电流检测电路的图示。
图10B是根据实施方案的例示性峰值电流调整电路的图示。
图10C是根据实施方案的例示性峰值电流调整电路的图示。
图11A是说明根据实施方案如何可以为DC至DC转换器提供浪涌电流控制器的图示。
图11B是根据实施方案的例示性浪涌电流控制器的图示。
具体实施方式
图1中示出了可设置有显示器的类型的例示性电子设备。电子设备10可为计算设备诸如膝上型计算机、包含嵌入式计算机的计算机监视器、平板电脑、蜂窝电话、媒体播放器、或其他手持式或便携式电子设备、较小的设备诸如腕表设备、挂式设备、耳机或听筒设备、被嵌入在眼镜中的设备或者佩戴在用户的头部上的其他装置、或其他可佩戴式或微型设备、不包含嵌入式计算机的计算机显示器、包括嵌入式计算机的计算机显示器、游戏设备、导航设备、嵌入式系统诸如其中具有显示器的电子设备安装在自助服务终端或汽车中的系统、实现这些设备中的两者或更多者的功能的设备，或者其他电子设备。
在图1的示例中，设备10包括显示器，诸如安装在外壳12中的显示器14。外壳12(有时可称为壳体或壳件)可由塑料、玻璃、陶瓷、纤维复合材料、金属(例如，不锈钢、铝等)、其他合适的材料或这些材料中的任意两种或更多种的组合形成。外壳12可以利用一体式构型形成，在该一体式构型中，外壳12的一部分或全部被机加工或模制成单个结构，或者可以利用多个结构(例如，内部框架结构、形成外部外壳表面的一个或多个结构等)形成。
显示器14可为并入导电电容性触摸传感器电极层或其他触摸传感器部件(例如，电阻性触摸传感器部件、声学触摸传感器部件、基于力的触摸传感器部件、基于光的触摸传感器部件等)的触摸屏显示器或者可为非触敏的显示器。电容触摸屏电极可由氧化铟锡焊盘或者其他透明导电结构的阵列形成。可以在包含像素阵列的显示层上或在附接到(例如，使用粘合剂)像素阵列的独立的触摸面板层上使用电极或其他结构来形成触摸传感器。
显示器14可包括像素阵列22。显示器14中的像素阵列22可以形成矩形区域或其他合适形状的区域，用于为用户显示图像。像素22可以由液晶显示器(LCD)部件、电泳像素阵列、电润湿像素阵列或基于其他显示技术的像素形成。其中显示器14是由光源照明的液晶显示器的配置在本文中有时被描述为示例。用于显示器14的液晶显示器像素可以具有任何合适的切换配置(例如，边缘场切换、垂直对准、扭转向列、平面内切换等)。边缘场切换显示器可表现出降低的触摸灵敏度。扭转向列的设计可能有助于蓝光被调制的布置，因为液晶材料的延迟在短波长处趋于更大。液晶显示技术用于形成显示器14的这种用途仅仅是例示性的。通常，显示器14可以使用任何合适类型的像素形成。
可使用显示器覆盖层诸如透明玻璃层或者透光塑料层来保护显示器14。可在显示器覆盖层中形成开口。例如，可在显示器覆盖层中形成开口以容纳按钮、扬声器端口或其他部件。开口可以形成在外壳12中以形成通信端口(例如，音频插孔端口、数字数据端口等)，以形成按钮的开口等。在一些布置中，用于显示器14的显示器覆盖层不含开口，并且/或者外壳12不含用于按钮等的开口。
图2为设备10的示意图。如图2所示，电子设备10可以具有控制电路16。控制电路16可以包括用于支持设备10的操作的存储和处理电路。存储和处理电路可以包括存储装置，诸如硬盘驱动器存储装置、非易失性存储器(例如，被配置为形成固态驱动器的闪存存储器或其他电可编程只读存储器)、易失性存储器(例如，静态或动态随机存取存储器)、等等。控制电路16中的处理电路可以被用于控制设备10的操作。该处理电路可基于一个或多个微处理器、微控制器、数字信号处理器、基带处理器、电源管理单元、音频芯片、专用集成电路等。
设备10诸如输入-输出设备18中的输入-输出电路可用于允许将数据供应至设备10，并且允许将数据从设备10提供至外部设备。输入输出设备18可包括按钮、操纵杆、滚轮、触摸板、小键盘、键盘、麦克风、扬声器、音频发生器、振动器、相机、传感器(例如，环境光传感器、接近传感器、取向传感器、磁性传感器、力传感器、触摸传感器、压力传感器、指纹传感器等)、发光二极管和其他状态指示器、数据端口等。用户可通过经由输入输出设备18提供命令来控制设备10的操作，并且可使用输入输出设备18的输出资源来从设备10接收状态信息和其他输出。输入-输出设备18可包括一个或多个显示器，诸如显示器14。
可使用控制电路16在设备10上运行软件，诸如操作系统代码和应用程序。在设备10的操作期间，在控制电路16上运行的软件可以使用显示器14中的像素阵列在显示器14上显示图像。在显示图像时，控制电路16可以控制阵列中的每个像素的透射，并且可以调整由显示器14中的光源结构产生的像素阵列的照明量。
显示器14可以具有矩形形状(即，显示器14可以具有矩形占有面积和围绕矩形占有面积延伸的矩形周边边缘)或者可以具有其他合适的形状。显示器14可以是平面的或可具有曲线轮廓。
图3中示出了显示器14的横截面侧视图。如图3所示，显示器14可包括光源，诸如光源42。光源42(有时称为背光单元)被配置为输出光44，该光用作显示器14的背光照明。
如图3所示，光44远离背光单元42向外(在图3的取向中在尺寸Z上垂直向上)行进并且由显示层46中的像素22接收。光44穿过像素22中的透明结构和/或适当的滤色器元件。这样，光44可以帮助照明由显示层46中的像素22形成的像素阵列上的图像，使得观察者48可以在方向50上观察这些图像。
显示层46可被安装在底架结构诸如塑料底架结构和/或金属底架结构中，以形成用于安装在外壳12中的显示模块，或者显示层46可直接被安装在外壳12中(例如，通过将显示层46堆叠到外壳12的凹入部分中)。显示层46可形成液晶显示器，或者可用于形成其他类型的显示器。
在液晶显示器中，显示层46可包括液晶层，诸如液晶层52。液晶层52可被夹在显示层诸如显示层58和56之间。显示器14还可包括偏振器。偏振器可以由外部偏振层(例如，在层56和58的背离液晶层52的表面上的偏振层)和/或由单元内偏振器(面向液晶层52的偏振器)形成。
层58和56可由透明衬底层诸如透光的玻璃层或塑料层形成。层58和56可为层诸如薄膜晶体管层和/或滤色器层。可将导电迹线、滤色器元件、晶体管和其他电路和结构形成在层58和56的衬底上(例如，以形成薄膜晶体管层和/或滤色器层)。也可将触摸式传感器电极并入到层诸如层58和56中，并且/或者可将触摸式传感器电极形成在其他衬底上。
在一个例示性配置的情况下，下层58可为包括基于薄膜晶体管和相关联的电极(像素电极)的像素电路阵列的薄膜晶体管层，该相关联的电极用于向液晶层52施加电场，并且从而将图像显示在显示器14上。上层56可以是包括着色像素元件阵列(例如，滤色器元件和/或着色量子点元件)的层，用于为显示器14提供显示彩色图像的能力。如果需要，显示器14的下层可以是包括着色元件阵列(例如，滤色器元件和/或着色量子点元件)的层，并且显示器14的上层可以是薄膜晶体管层。也可以使用其中着色元件阵列(例如，滤色器元件和/或着色量子点元件)与薄膜晶体管结构组合在显示器14的上部或下部中的公共基底层上的配置。
在设备10中的显示器14的操作期间，可使用控制电路(例如，印刷电路上的一个或多个集成电路)来生成将在显示器14上显示的信息(例如，显示数据)。可以使用显示驱动器电路(例如，一个或多个显示驱动器集成电路和/或薄膜晶体管电路)将待显示的信息输送到像素22，同时光源42向像素22提供光44。
可能希望限制来自像素22的光的角展度以提高显示效率。其中光源42产生偏振光的配置也可有助于提高显示效率(例如，可降低偏振器损耗)。
图4A是使用两个单独的驱动器集成电路芯片控制的例示性背光单元42的顶部布局图。背光单元42(其有时可被称为背光、背光层、背光结构、背光模块、背光系统等)可用于产生穿过显示层46的背光照明44(图3)背光单元42可具有光学膜、光漫射层和相关联的发光二极管(LED)元件62。发光二极管元件62可以包含一维或二维光源阵列，诸如产生背光照明44的发光二极管。由LED结构62产生的光可以在穿过显示像素22之前沿着尺寸Z向上行进通过光漫射器和光学膜(统称为层60)。光漫射器60可包含光散射结构，其漫散来自发光二极管元件62的光并且因此有助于提供均匀背光照明44。光学膜60可以包括膜诸如二色向滤光器、磷光粉层、微透镜阵列层和附加膜(例如，亮度增强膜，其有助于准直光44，从而增强用户20和/或其他光学补偿膜的显示器14的亮度)。
通常使用单个背光驱动器集成电路芯片来控制背光单元42内的发光二极管元件62。这种将所有LED电流驱动器集成到单个芯片上的常规方法可以提供电流匹配、电流倾斜控制、低成本和小型化的优点。然而，当支持更大尺寸的显示器(诸如20+英寸显示器或30+英寸以上显示器等)时，集成的单芯片解决方案可能会遇到热管理问题(即，驱动大型LED结构的单个背光驱动器芯片可能消耗太多功率并产生太多热量)。
根据实施方案，可以使用多于一个的背光驱动器集成电路来驱动背光LED。从可扩展性的观点来看，使用多个并行背光驱动器在技术上可能是有利的，以便为更大的显示器提供扩展的LED驱动能力，而无需开发新的集成电路设计。换句话讲，使用多个背光驱动器更可以帮助缩短开发时间并降低开发风险。
如图4A所示，背光LED元件62可以由第一背光驱动器集成电路(IC)芯片64-1和第二背光驱动器集成电路(IC)芯片64-2驱动。在图4A的示例中，LED元件62包括十六个单独的LED组，每个LED组在本文中可以称为LED串。对应于图4A中的索引“1”的每个单独的LED 63属于第一LED串(即“串1”)；对应于索引“2”的每个LED元件63属于第二LED串(即“串2”)；对应于索引“3”的每个LED元件63属于第三LED串(即“串3”)；等等至最后一个LED串(即“串16”)。每个LED串可包括十个单独的LED、少于十个LED、10至20个LED、多于20个LED或者串联或链式连接的任何合适数量的发光二极管。其中背光单元42包括16个LED串的该示例仅是例示性的。如果需要，背光单元42可以设置有少于16个LED串或多于16个LED串。
图4B是示出可以如何使用两个背光驱动器集成电路芯片64-1和64-2来驱动相应LED串的示意图。驱动器64-1和64-2中的每个驱动器可以接收输入电压Vin，其被馈送到电功率转换电路诸如DC至DC转换器70。DC/DC转换器70可以被配置为将直流电源(DC)从一个电压水平转换为另一个电压水平。转换器70可以是升压转换器(例如，DC/DC转换器70可以生成大于Vin的对应Vout)，或者可以是降压转换器(例如，DC/DC转换器70可以生成小于Vin的对应Vout)。由转换器70生成的输出电压Vout可用于为耦接到该背光驱动器电路的不同LED串供电。
如图4B所示，可以使用第一背光驱动器IC 64-1来驱动所有奇数编号的LED串(即串1、串3、串5、串7等)，而可以使用第二背光驱动器IC 64-2来驱动所有偶数编号的LED串(即串2、串4、串6、串8等)。换句话讲，两个背光驱动器IC中的每个背光驱动器被配置为以“交织”方式驱动八个单独的LED串。本文使用的术语“LED通道”与“LED串”同义。需注意，背光驱动器64-1的第一通道(Ch1)耦接到串1，而背光驱动器64-2的Ch1耦接到串2。背光驱动器64-1的第二通道(Ch2)对应于串3，而背光驱动器64-2的Ch2对应于串4。背光驱动器64-1的最后一个通道(例如，Ch8)连接到串15，而背光驱动器64-2的Ch8连接到串16。
实现多个背光驱动器IC的一个挑战是管理从IC至IC的LED通道相移。对不同LED通道之间的相移的参考可以指调制各种LED串的控制信号之间的相位延迟量。每个LED串可以从背光驱动器电路接收相应的脉宽调制(PWM)信号。PWM信号是具有可调脉宽的时钟信号。换句话讲，可以调制PWM信号的占空比以控制每个LED串接通的时间段。
可以使用驱动器64-1内的第一锁相环路(PLL)电路72-1生成从背光驱动器64-1输出的PWM信号，而可以使用驱动器64-2内的第二PLL电路72-2生成从背光驱动器64-2输出的PWM信号。PLL电路72-1和72-2都从公共同步输入信号LSYNC生成PWM信号，因此由两个PLL生成的PWM信号的频率相同，并且在上电之后它们的相位关系可以是固定的。然而，两个背光驱动器64-1和64-2可以表现出不同的启动行为，诸如改变PLL锁定时间。如果PLL锁定时间不同，那么由两个不同的背光驱动器IC驱动的LED串将在启动后呈现固定但未知的相位关系。多个背光驱动器芯片之间的这种未知通道相移可能在显示器14上引入不期望的屏幕前伪影。
为了解决由不同背光驱动器IC驱动的各种LED通道之间的未知相位关系，背光启用信号BL_EN可以用作用于锁相目的的同步信号。如图4B所示，可以将背光启用信号BL_EN提供给背光驱动器64-1和64-2两者。图4C是示出背光启用信号BL_EN如何可以用作用于锁相的同步信号的时序图。
如图4C所示，当信号BL_EN被断言时(例如，当BL_EN从低驱动到高时)，第一背光驱动器64-1的通道1的PWM信号将立即开始(例如，脉宽调制的电流将开始流经串1)。然后，第二背光驱动器64-2将使用PLL 72-2来计时期望的延迟(参见图4C中的Tdelay)，使得第二背光驱动器64-2的通道1将以正确的相位延迟/偏移开始。在该示例中，背光单元42包括总共十六个LED串，与第一背光驱动器64-1相关联的通道可以表现出以下相位关系：
通道1(串1)：0度
通道2(串3)：45度
通道3(串5)：90度
…
通道8(串15)：315度
类似地，与第二背光驱动器64-2相关联的通道可以表现出以下相位关系：
通道1(串2)：22.5度
通道2(串4)：67.5度
通道3(串6)：112.5度
…
通道8(串18)：337.5度
此处，通过将360除以总LED串的数量(例如，360/16＝22.5)来确定两个背光驱动器IC的通道1之间的22.5°相位延迟，这可以使用160kHz LSYNC时钟、40MHz PLL时钟、20kHzLED PWM频率和25μs Tdelay(作为示例)创建。
使用两个背光驱动器IC芯片驱动背光LED的图4A至图4C的示例仅仅是例示性的，并且不旨在限制本实施方案的范围。如果需要，可以使用两个以上的并行显示器背光驱动器芯片(例如，三个或更多个驱动器电路、四个或更多个驱动器电路、4至10个驱动器电路、10个或更多个驱动器电路等)来驱动背光单元中的任何数量的LED串/通道，其中可以适当地调整各种驱动器芯片之间的相位延迟以实现期望的定时关系。
图4A的配置仅是示例性的，其中背光LED元件以交织方式由驱动器电路64-1和64-2控制(例如，其中相邻LED元件由不同的背光驱动器芯片以交织方式驱动)。图4D示出了另一例示性光条布置，其中LED串的第一半部由第一背光驱动器芯片驱动，而LED串的第二半部由第二背光驱动器芯片驱动。此处，两个背光驱动器IC也可以由公共启用信号BL_EN控制。图4E是示出背光启用信号BL_EN如何可以用作用于该非交织布置的相锁的同步信号的时序图。
如图4E所示，当信号BL_EN被断言时，两个驱动器IC的通道1的PWM信号将同时开始。换句话讲，启用信号BL_EN的上升沿将触发两个驱动器的PWM信号，并且两个驱动器IC之间不需要相位偏移。假设背光单元42包括总共十六个LED串，则与两个驱动器IC芯片相关联的通道可以表现出以下相位关系：
通道1：0度
通道2：45度
通道3：90度
…
通道8：315度
使用两个背光驱动器IC芯片驱动背光LED的图4D至图4E的示例仅仅是例示性的，并且不旨在限制本实施方案的范围。如果需要，可以使用两个以上的并行显示器背光驱动器芯片(例如，三个或更多个驱动器电路、四个或更多个驱动器电路、4至10个驱动器电路、10个或更多个驱动器电路等)来驱动背光单元中的任何数量的LED串/通道，其中所有驱动器电路在启用信号BL_EN的上升沿同时开始。
使用背光启用信号和任选的预先确定的延迟时间设置多个背光驱动器IC芯片之间的通道至通道相位关系的上述方法可以施加若干技术要求。例如，结合图4A至图4E描述的方法可能要求所有LED串无故障。因此，如果存在任何有缺陷的LED串，则所提出的同步方案可能无法正常操作。又如，两个背光驱动器IC的适当同步还可能需要接收外部供应的LSYNC信号(参见图4B)。如果信号LSYNC丢失，则由各种PLL电路(例如，PLL 72-1和72-2)生成的PWM时钟信号可能无法锁定到相同的参考时钟信号。
如上所述，可以使用一个或多个背光驱动器IC来驱动背光单元中的各种LED串。理想的是，所有LED串都是完美的功能(即，没有有缺陷的背光LED元件)。然而，在实践中，即使给定串中的单个故障LED也将使得整个LED串有缺陷。需要由背光驱动器产生的电流量可以根据有故障的LED串的数量而变化。因此，可能希望提供一种用于检测背光单元内的故障LED串的数量的机构。
图5A是根据实施方案的包括故障检测电路的例示性背光驱动器电路的图示。如图5A所示，背光单元42可包括：DC/DC转换器70，该DC/DC转换器70接收输入电压并且为多个LED串(例如，与第一通道Ch1相关联的第一LED串65-1，与第二通道Ch2相关联的第二LED串65-2等)生成对应的输出电压Vout；LED电流驱动器电路80，该LED电流驱动器电路80被配置为给连接到该驱动器80的每个LED通道提供电流(例如，脉宽调制的电流信号)；以及亮度寄存器90，该亮度寄存器90用于存储亮度代码并输出到LED电流驱动器80。亮度代码(有时称为亮度命令，外部提供的亮度设置或用户提供的亮度设置)可以控制各种LED通道的PWM电流信号的占空比，因此可以用于调整背光单元42的整体亮度。
将每个LED串连接到电流驱动器80的节点处的电压可以称为净空电压。在图5的示例中，第一LED串65-1产生第一净空电压Vhr1，而第二LED串65-2产生第二净空电压Vhr2。每个LED通道将具有其各自的净空电压VhrX。一般来讲，感测和调整所有相关联LED串的净空电压以帮助保持足够的净空裕度，使得LED电流驱动器80能够递送期望的目标电流。一般来讲，净空电压不应过高以避免过大的净空功率损耗。
在某些布置中，净空电压也可用于故障检测目的。如图5A所示，LED电流驱动器80还可以设置有相关联的LED故障检测器，诸如故障检测电路86。考虑标称Vhr范围为约500mV的场景。如果第一串65-1中存在单个LED故障(即，如果第一通道中的一个LED短路)，则净空电压Vhr1可能增加单个LED正向电压Vf，其可以是3V至4V(例如)。如果第一串65-1中存在两个LED故障(即，如果第一通道中的任两个LED短路)，则净空电压Vhr1可能会增加2*Vf，即6V至8V(例如)。
可以将净空电压Vhr1与一个或多个阈值进行比较，以确定该串中是否存在单个LED短路或多个LED短路。在图5A的示例中，可以使用第一比较器82将净空电压Vhr1与第一阈值电压Th1进行比较，并且还可以使用第二比较器84与第二阈值电压Th2进行比较。如果两个比较器82和84的输出都很低，则LED串65-1中不存在故障。如果仅比较器82的输出为高，则在该串中检测到单个LED故障。两个比较器82和84的输出都很高，然后在该通道中检测到至少两个LED故障。为了计算每个LED串的净空功率损耗，净空电压乘以串电流(ILED)。因此，当在上面的示例中在串中存在单个LED短路时，净空损耗将从(500mV)*ILED增加到(500mV+Vf)*ILED。假设串电流ILED为100mA并且LED正向电压Vf为4V，则净空功率损耗从50mW大幅增加到450mW。随着给定串中的故障LED的数量增加(即，当给定通道中存在两个或更多个LED短路时)，净空功率损耗将更大。
如果处理不当，由LED短路/故障引起的净空功率损耗可能会导致LED驱动器热失控。处理LED短路故障的一种方法是，如果检测到LED短路，则简单地关闭LED串。然而，接通故障的LED串可能导致最终用户明显的亮度不均匀性。处理LED短路故障的另一种方法是过度设计背光单元的散热解决方案以适应故障条件。然而，过度设计散热解决方案可能过于保守，因为LED短路的可能性通常相当低。
根据实施方案，提供全局亮度节流方法以处理LED短路故障，而不必关闭故障的LED串并且不必过度设计散热解决方案。该方法可能仅允许任何给定串中的单个LED短路。特别地，故障检测电路86可以被配置为在反馈路径88上输出故障信号。故障信号可以包括关于具有单个LED短路故障的LED串的数量的信息。图5B是示出LED电流驱动器80可如何包括最大亮度限制控制电路92的图示。最大亮度限制控制电路92可以从亮度寄存器90接收亮度命令，可以经由路径88从故障检测电路86接收故障信息，并且可以将对应的调整后的最大亮度设置输出到电流输出驱动器94，该电流输出驱动器控制该LED串的电流宿开关96。
最大亮度限制控制电路92可以如下限制最大显示器亮度设置：
Bmax_adj＝Bmax_def*(1–N*K_throttle) (1)
其中Bmax_adj是可以从控制电路92输出的动态调整的最大亮度，其中Bmax_def是默认的最大亮度级别(例如，100％)，其中N是由故障检测电路86确定的故障LED串的总数，其中K_throttle是节流系数。节流系数K_throttle可以是范围从5％至20％或更多的可编程参数。
图5C是说明如何根据检测到的故障通道的数量来限制串电流ILED的曲线图。迹线100表示无缺陷场景(N＝0)，其中亮度代码能够实现最大驱动电流水平Imax。迹线102表示另一个场景，其中一个LED串表现出短路故障(N＝1)，因此最大亮度仅限于默认最大值的90％。迹线104表示又一个场景，其中两个LED串表现出短路故障(N＝2)，因此最大亮度将仅限于默认最大值的80％。迹线106表示又一个场景，其中三个LED串表现出短路故障(N＝3)，因此最大亮度将仅限于默认最大值的70％。
图5C的示例说明了10％的K_throttle(因为最大亮度水平以10％的间隔调整为N增量)，但这仅仅是例示性的。如果需要，节流系数K_throttle可设置为5％、7.5％、10％、12.5％、15％或1至20％之间的任何合适水平，以在检测到的故障条件下全局调整最大亮度以这种方式配置和操作，保持了显示器上的亮度均匀性，并且不需要过度设计散热解决方案。如果用户将亮度设置为最大值(即，当用户将亮度代码/命令设置为最大值时)，则在存在故障时调整最大全局亮度会使显示屏变暗(当N不等于零时)。然而，如果用户未将亮度设置为最大亮度，则几乎没有明显的亮度改变。
如上所述，需要调整净空电压Vhr以保持足够的净空裕度，使得LED电流驱动器能够向每个连接的LED串递送准确的目标电流，但Vhr不应调得太高以避免过多的净空功率损耗。图6A是例示性背光驱动器电路的图示，包括自适应净空控制电路116，其以闭环配置与DC至DC转换器70耦接，以动态调整净空电压Vhr。在图5的示例中，LED串65可以与下拉晶体管110和112以及电流感测电阻器Rcs串联耦接。晶体管112具有由运算放大器114控制的栅极，该运算放大器具有从电流驱动器80接收参考电压的第一输入和从电阻器Rcs接收感测电压的第二输入。以这种方式布置，晶体管110和112被驱动以提供与存储在寄存器90中的亮度代码对应的目标电流ILED。
一般来讲，自适应净空控制环路控制转换器70以基于LED电流驱动器80的PWM频率调整输出电压Vout。然而，在PWM信号的一个或多个周期上调整Vout可能太慢。在此类场景中，当LED电流驱动器80开始驱动LED串时，净空电压Vhr可能太低。为了增加响应时间并确保在驱动LED串之前存在足够的Vhr，背光驱动器电路有时设置有净空跳转控制电路118。净空跳转控制电路118操作如下。当从寄存器90输出的亮度代码增加并且当步长大小超过预定义的阈值时，电路118将发出跳转命令。跳转命令将引导DC/DC转换器70升压Vout以保证足够的净空电压Vhr。
然而，以这种方式发出的跳转命令是不连续的解决方案，因为仅当步长大小大于预先确定的阈值时才发出跳转命令。当通过低于预先确定的阈值的步长大小的量来调整亮度代码/命令时，净空电压调整将由较慢的自适应控制环路(即，通过自适应净空控制逻辑116)来管理。在此类场景中，由于不会发出跳转命令，因此当LED电流驱动器80开始通过串65提供电流时，Vhr仍然可能太低。
图6B是说明LED上的正向电压如何改变电流(ILED)的曲线图。如迹线120所示，单个LED上的正向电压Vf可以非线性地变化。在图6B的示例中，在15mA至60mA的ILED电流范围内，正向电压Vf可以从5.7V增加0.6V至6.3V。如果每个串中存在10个LED元件，则对应于15mA至60mA电流阶跃的亮度调整可能会导致净空电压Vhr降低6V(例如，10*0.6)，如果没有发出跳转命令，并且如果自适应控制环路太慢。
根据实施方案，背光驱动器电路可以设置有前馈控制逻辑，诸如净空前馈控制电路122(参见例如图6C)，其被配置为基于直接在亮度代码处看到的变化来调整Vout。如图6C所示，净空前馈控制电路122可以直接从亮度寄存器90接收存储的亮度代码/命令，并且可以通过控制路径124产生对应的输出电压调整信号Vout_adj至DC/DC转换器70。例如，前馈控制电路122可以如下计算Vout_adj：
Vout_adj＝G*(B_next–B_current) (2)
其中B_current表示初始亮度代码，其中B_next表示新的亮度代码，其中G表示作为目标LED电流变化的函数的输出电压增益。换句话讲，G可以表示迹线120的斜率的线性或非线性近似值，如图6B所示。因此，公式(2)可以是线性或非线性公式，其中当前亮度设置(B_current)和目标亮度设置(B_next)都作为输入。由公式(2)计算的值Vout_adj指的是转换器70应该增大或减小Vout的预测量。如果需要，可以从升压与降压情况应用不同的增益值G(例如，第一增益值可以用于亮度增加，而不同于第一增益值的第二增益值可以用于亮度减小)。在其他合适的实施方案中，Vout_adj可以以查找表的形式而不是使用公式来编码。
图6D是说明净空前馈控制电路122的操作的时序图。如图6D所示，可以在时间t1升高亮度代码。特别地，应当在时间t1处的亮度代码的改变与LED驱动电流开始增加的时间t3之间应用延迟时段(Tdelay)。该延迟将允许净空前馈控制电路122在阶段130期间从时间t1至t2开始将Vout调整到期望的水平。在前馈调整阶段130期间，当电路122引导DC至DC转换器70使斜线上升Vout时，可以任选地禁用自适应反馈闭合控制环路(例如，可以在阶段130期间关闭自适应净空控制逻辑116)。当LED电流在时间t3开始增加时，可以启用自适应控制环路以进一步将Vout调谐到目标电流水平，如微调整量132所示。
图6E是比较跳转命令与前馈控制方案之间的结果波形的时序图。通常，跳转命令仅提供一些阈值，诸如阈值Jump_Th1和Jump_Th2。当亮度设置的改变或当期望的电流改变量大于指定阈值时，DC/DC转换器70将调整Vout以保证LED电流驱动器具有足够的净空电压。在图6E的示例中，考虑图6A的跳转控制架构，其中第一跳转阈值被设置为8mA并且第二跳转阈值被设置为16mA。
在当前步长为0mA至7mA时，不发出跳转命令，Vout仅通过自适应环路从初始电压水平v1调高(参见实线134-1)。在当前步长为8mA时，触发第一个跳转阈值，使Vout跳转到(v1+1.5V)，然后随后调低回到(v1+0.8V)，如实线134-2所示因此，跳转命令在稳定在正确的电压水平之前会产生额外的0.7V变化。在当前步长为9mA时，触发第一个跳转阈值，使Vout跳转到(v1+1.5V)，然后随后调低回到(v1+0.9V)，如实线134-3所示因此，跳转命令在稳定在正确的电压水平之前会产生额外的0.6V变化。在当前步长为15mA时，触发第一跳转阈值，这导致Vout跳转到(v1+1.5V)，并且不需要进一步调整，如实线134-4所示。因此，不存在过量的变化。由跳转命令引入的额外电压变化可能引入声学噪声，当在DC/DC转换器70的输出处存在陶瓷电容器时，噪声会恶化。
与上述跳转命令机构相反，结合图6C和图6D描述的类型的前馈控制方案将转换器输出电压Vout直接朝向目标最终值调整，如图6E中的虚线波形所示。可以通过自适应控制环路(例如，使用自适应净空控制电路116)微调与预期最终值的任何微小偏差。由于净空前馈控制电路122直接朝向最终目标值调整Vout，因此额外电压变化比跳转命令引入的额外电压变化小得多，这显著降低了在DC至DC转换器70处产生声学问题的风险。因此，该前馈控制机构可以确保LED电流驱动器具有足够的净空，同时最小化DC/DC电压变化并因此抑制声学噪声。
如上所述，DC至DC转换器70可以是升压转换器或降压转换器。下文将描述DC/DC转换器70是升压转换器的配置作为示例。例如，考虑一种场景，其中升压转换器接收12V的输入电压，并使用开关晶体管生成60V的输出电压，其中输出电流为1A。假设开关晶体管以250kHz的频率进行调制，则该晶体管的功率损耗可能高达2.8W。在这种提高的功率损耗水平下，开关晶体管变得热过载的风险很高，这可能大大缩短转换器的寿命。此外，DC/DC转换器通常是具有有限允许高度的系统的一部分，因此禁止使用散热器进行散热。
为了帮助提高产品可靠性，转换器70可以设置有峰值电流模式升压转换器控制器，其具有用于驱动一个或多个开关晶体管的多个栅极驱动器和用于监测与升压转换器70的一个或多个相位相关联的电流的多个电流感测输入。图7A示出了如何在单相单开关布置中配置升压转换器70。单相单开关配置可能特别适合于低负载应用。
如图7A所示，转换器70具有：输入端口，该输入端口被配置为接收输入电压Vin；输入电容器C1，该输入电容器C1耦接在节点n1与接地电源线路之间的输入端口上；电感器L1，该电感器L1耦接在节点n1与节点n2之间；开关晶体管140-1和电流感测电阻器Rcs1，该开关晶体管140-1和电流感测电阻器Rcs1串联耦接在节点n2与地线之间；二极管142，该二极管142连接在节点n2与节点n3之间；输出电容器C2，该输出电容器C2耦接在节点n3与地线之间；输出电阻器R1和R2，该输出电阻器R1和R2串联耦接在节点n3与地线之间。节点n3用作升压转换器70的输出端口，其中对应的升压输出电压Vout被提供给连接到输出节点n3的任何负载。
根据实施方案，开关晶体管140-1(例如，金属氧化物半导体场效应晶体管、双极结型晶体管、微机电系统开关或其他类型的开关设备)可以由控制电路诸如峰值电流模式升压转换器控制器144控制。控制器144可以具有输入部，该输入部被配置为经由反馈路径146从R1和R2的分压器接收电压信号。控制器144还可包括第一电流感测(CS1)输入部，该第一电流感测输入部被配置为经由感测路径148从电流感测电阻器Rcs1接收电压信号。通过监测感测路径148上的电压，控制器144能够检测何时达到峰值电流水平。峰值电流水平可以是由设计者确定的放置在开关140-1上的过大应力的任何电流量。
响应于检测到输入CS1处的峰值电流水平，峰值电流模式升压转换器控制器144可以在该开关周期的剩余时间内立即禁用晶体管140-1(例如，通过将第一栅极驱动器输出GDRV1取消断言或驱动为低水平)。例如，控制器144可包括比较器，其将通过路径148接收的感测电压与预先确定的阈值进行比较。如果感测电压超过预先确定的阈值，则控制器144可以临时断言栅极驱动器输出信号GDRV1。可以在下一个开关循环的开始重新断言栅极驱动器输出信号GDRV1，以重新激活开关晶体管140-1。图7B是说明当达到峰值电流水平时如何周期性地关闭图7A的升压转换器的时序图。如图7B所示，每当控制器144检测到已经超过峰值电流水平时，第一栅极驱动器输出信号GDRV1就脉冲为低。
为了进一步降低开关晶体管140-1上的功率损耗，可以将附加的开关晶体管与晶体管140-1并联耦接，以帮助在一组开关晶体管之间分配热应力。图7C示出了以单相多开关布置配置的升压转换器70的另一合适布置。单相多开关配置可能特别适合于中负载应用。
图7C的升压转换器70的一般结构类似于图7A的升压转换器。因此，不需要再次详细描述在相同位置绘制并以相同方式连接的部件以避免模糊本实施方案。然而，与图7A相反，图7C的升压转换器架构包括在节点n2与电流感测电阻器Rcs1之间并联耦接的多个开关140(例如，开关晶体管140-1、140-2、...、140-n)。此处，每个晶体管140的源极端子连接到相同的公共电阻器Rcs1。可以使用峰值电流模式升压转换器控制器144来控制这些多个并联开关140。
如上所述，控制器144经由感测路径148从电阻器Rcs1接收电流感测电压信号。通过监测感测路径148上的电压，控制器144能够检测何时达到峰值电流水平。类似于图7A的单开关实施方案，图7C的控制器144还可以包括单个比较器，其将通过路径148接收的感测电压与预先确定的阈值进行比较(例如，所有开关共享相同的电流感测电阻器和相同的峰值电流比较器)。如果感测电压超过预先确定的阈值，则控制器144可以关闭当前激活的开关140。
与在每个开关循环开始时开关晶体管140-1接通的单开关场景相反，栅极接通周期应该在各种开关晶体管之间均匀分布。图7D是说明如何可连续接通图7C的升压转换器中的多个并联开关140的时序图。如图7D所示，栅极驱动器输出信号GDRV1可以在时间t1(即，在开关循环开始时)脉冲至高水平，以接通晶体管140-1；在GDRV1下降到接通晶体管140-2之后，栅极驱动器输出信号GDRV2可以在时间t2脉冲至高水平；…；并且栅极驱动器输出信号GDRVn可以在时间tn脉冲至高水平以接通晶体管140-n，其中GDRVn将在时间tm的下一个开关循环开始之前被驱回至低水平，此时整个过程自身重复。以这种方式操作，平衡并减小了该组并联开关中的每个开关晶体管140的功率损耗。一般来讲，相对于单开关实施方案，每个开关晶体管140的功率损耗可以减少大约n倍。
图7E示出了以多相多开关布置配置的升压转换器70的又一合适布置。多相多开关配置可能特别适合于高负载应用。图7E的升压转换器70的一般结构类似于图7A的升压转换器。因此，不需要再次详细描述在相同位置绘制并以相同方式连接的部件以避免模糊本实施方案。
然而，与图7A相反，图7E的升压转换器拓扑包括耦接到对应开关140的多个电感器L1、L2、...、Ln，每个都连接到不同的相应电流感测电阻器(即，各个开关晶体管之间不共享电流感测电阻器)。如图7E所示，电感器L1经由二极管142-1耦接到输出节点n3；电感器L2经由二极管142-2耦接到输出节点n3；…；并且电感器Ln经由二极管142-n耦接到输出节点n3。第一开关晶体管140-1和第一电流感测电阻器Rcs1串联耦接在节点n2-1(即，连接L1至二极管142-1的节点)与地线之间。第二开关晶体管140-2和第二电流感测电阻器Rcs2串联耦接在节点n2-2(即，连接L2至二极管142-2的节点)与地线之间。第N个开关晶体管140-n和第n个电流感测电阻器Rcsn串联耦接在节点n2-n(即，连接Ln至二极管142-n的节点)与地线之间。可以使用峰值电流模式升压转换器控制器144来控制这些多相开关140。
以这种方式配置，每个相都有自己的专用开关晶体管和自己的专用电流感测电阻器。与先前的实施方案不同，图7E的控制器144可以包括用于每个相的专用比较器，以在达到峰值电流时单独关闭对应的开关晶体管。例如，控制器144可以具有：第一比较器，该第一比较器将来自Rcs1的第一电流感测电压与预选阈值进行比较，以确定是否断言GDRV1；第二比较器，该第二比较器将来自Rcs2的第二电流检测电压与预选阈值进行比较，以确定是否断言GDRV2...；以及第n个比较器，该第n个比较器将来自Rcsn的最后一个电流检测电压与预选阈值进行比较，以确定是否断言GDRVn。以这种方式操作，控制器144能够检测何时已经达到任何开关晶体管140的峰值电流水平。如果任何感测的电压超过预先确定的阈值，则控制器144可以关闭对应的开关140。
图7F是说明当达到峰值电流水平时如何可以单独禁用与不同相位相关联的开关140的时序图。如图7F所示，栅极驱动器输出信号GDRV1、GDRV2、...和GDRVn可以彼此相移360/n度，以帮助最小化电压纹波。在存在12个相位的示例中(例如，每个12个开关晶体管连接到不同的相应电流感测电阻器)，栅极驱动器输出信号可以相对于彼此偏移30度。在存在六个相位的另一示例中，栅极驱动器输出信号可以相对于彼此延迟60度。在仅存在两个相位的又一示例中，栅极驱动器输出信号可以相对于彼此延迟180度。以这种方式操作，每个开关晶体管140的功率损耗减小，同时相对于单相实施方案减小节点n3处的输出电压纹波。
图7A至图7F的示例示出了如何可以重新配置升压变换器70以支持宽负载范围而不会过度加压开关晶体管。
根据另一合适的实施方案，可以根据负载的大小以多种模式配置多相升压转换器。图8A是例示性双相升压转换器70的电路图，其可在第一(单相)模式下操作以支持轻负载，并且在第二(双相模式)下操作以支持较大负载。如图8A所示，升压转换器70可以包括：第一开关晶体管140-1和第一电流感测电阻器Rcs1，该第一开关晶体管140-1和第一电流感测电阻器Rcs1串联耦接在电感器L1与地线之间；以及第二开关晶体管140-2和第二电流感测电阻器Rcs2，该第二开关晶体管140-2和第二电流感测电阻器Rcs2串联耦接在电感器L2与地线之间。在单相模式期间，控制器144可以仅激活第一开关140-1(有时称为与“主”相相关联)。在双相模式期间，控制器144可以激活第一开关140-1和第二开关140-2(有时称为与“从”相相关联)两者。
在两种模式之间转变时可能会出现瞬态问题。图8B示出了说明当从一相切换到两相时在双相升压转换器70的输出处电压过冲的时序图。在时间t1处，从相位接通，并且从相电流Iph2(即，流经晶体管140-2的电流)上升以匹配主相电流Iph1(例如，Iph1和Iph2都应当在电流水平I1处稳定)。在该瞬态时段，转换器输出电压Vout可能表现出800mV的过冲。
图8C示出了说明当从两相切换到单相时的双相升压转换器700的输出处的电压下冲的时序图(该过程有时称为“相位消除”)。在时间t1处，关闭从相，这迫使从相电流Iph2降低并且使主相电流Iph1上升回到电流水平I2。在该瞬态时段，转换器输出电压Vout可能表现出750mV的下冲。
图8B中所示的过度Vout过冲将引入额外的功率损耗，因为被驱动的LED串的净空电压增加。图8C中所示的过度Vout下冲可能引起关键操作问题，因为净空电压可能下降到低于驱动器饱和电压。
为了帮助减少升压转换器输出处的过电压过冲和下冲，提供了改善的转变机构。图8D是说明双相升压转换器70如何在单相操作模式160与双相操作模式164之间转变同时最小化电压过冲/下冲的图示。任选地，升压转换器70可以在默认情况下在单相操作中操作。当在单相模式160中操作时，可以启动升压软启动，使得升压转换器输出斜线上升(即，不是突然升高)。当完成升压软启动并且当亮度设置(例如，外部提供的亮度代码或命令)超过第一预先确定的阈值时，升压转换器可以经由向上转变状态162从单相模式160转变到双相模式164。在向上转变状态162中，代替将从相电流直接驱动到预期电流水平，可以缓慢地斜线上升从相电流以匹配主相电流。在完成从相电流斜线(有时称为从相“软启动”)之后，升压转换器将以双相模式164操作。
当亮度设置低于第二预先确定的阈值(其可以等于或不同于第一预先确定的阈值)并且假设相位消除被启用时，升压转换器可以经由向下转变状态166从双相模式164转变到单相模式160。在向下转变状态166中，转换器参考电压暂时增加(例如，将Vout调整到升高的水平)，并且从相可以缓慢地斜线下降到零。在升压定时器到期之后，升压转换器将以单相模式160操作。如果亮度低于第一预先确定的阈值，则操作可以任选地从向上转变状态162转变到向下转变状态166，而如果亮度超过第二预先确定的阈值，则操作可以任选地从向下转变状态166转变到向上转变状态162。
图8E示出了说明当从一相切换到两相时在向上转变状态162期间的相关波形的时序图。在时间t1处，从相电流Iph2缓慢斜线上升以匹配主相电流Iph1。通过在较长的时间段内斜线增加从相电流，转换器输出电压过冲可以减少一半。
图8F示出了说明在向下转变相位消除状态166期间的相关波形的时序图。在时间t0处，转换器输出电压Vout可以增加700mV(例如)以补偿当在时间t1实际发生切换时的后续电压骤降。当在时间t1关闭从相时，所产生的瞬态电压骤降将导致Vout下降，但是Vout仍将保持在或低于最小所需的标称输出水平Vout_nom。以这种方式操作，可以保证足够的净空电压以避免转换器操作问题。
图8D的示例中，其中改善的转变机构应用于双相升压转换器仅仅是例示性的，并不旨在限制本实施方案的范围。如果需要，该转变机构可以扩展到N相转换器，其中N是大于二的任何整数。图8G是N相升压转换器的状态图，其中每个从相可以单独地接通和逐个关闭，同时最小化电压过冲/下冲。
多相升压转换器中可能出现的另一个问题是电感器不匹配的问题。考虑例如双相升压转换器在两相之间具有不匹配的电感的场景。图9A是说明当一相的电感为39.6uH(即120％*33uH)并且另一相的电感为26.4uH(即80％*33uH)时，在2MHz开关频率下操作的双相升压转换器中的实质功率损耗失配的曲线图。如图9A所示，较低电感相位的峰间纹波(参见波形172)是较高电感相位的峰至峰纹波的150％(参见波形170)。两相之间的峰间电感器电流失配导致转换器内关键电子部件的大功率损耗不匹配。
图9B是说明当使用脉宽调制(PWM)方案操作升压转换器时的相关电流波形的时序图。如图9B所示，流经电感器I_inductor的电流量可以在谷值电流水平Ivalley与峰值电流水平Ipk之间变化。在时间t0(在PWM信号的上升沿)处，开关晶体管可以接通，并且通过该开关晶体管I_FET的电流可以从Ivalley朝向Ipk增加持续时间T1。在时间t2(在PWM信号的下降沿)处，开关晶体管可以关闭，因此I_FET下降到零。因此，电感器电流I_inductor可以在时间段T2期间开始下降。在时间t3(在PWM信号的下一个上升沿)处，整个过程可以重复。时间t0与t3之间的持续时间T3可以表示PWM信号的整个时段。时段T1可以称为PWM导通时间，而时段T2可以被称为PWM关闭时间。
对于升压转换器，电感电流流经相关联的开关晶体管和电流感测电阻器。例如，在图8A的示例中，通过电感器L1的电流可以流经对应的开关晶体管140-1和电流感测电阻器Rcs1。感测电阻器两端的电压可用于至少部分地表示流经源电感器的电流量。图9C是根据实施方案的例示性电流检测电路180的图示。输入Ics_phx表示流经x相感测电阻器的电流。
如图9C所示，电流检测电路180可包括比较器184、第一多路复用电路186、第二多路复用电路188、延迟电路182、加法器电路190、单元延迟电路192和数据转换器(例如，数模转换器)194。比较器184可以具有：第一(正)输入部，该第一(正)输入部接收输入Ics_phx；第二(负)输入部；以及输出部，该输出部控制多路复用器186。多路复用器186具有：第一(0)输入部，该第一(0)输入部被配置为接收“-1”；第二(1)输入部，该第二(1)输入部被配置为接收“1”；输出部，该输出部根据比较器184的输出，输出“-1”或“1”。如果比较器输出为低，则多路复用器186将通过“-1”。如果比较器输出为高，则多路复用器186将通过“1”。
多路复用器188具有：第一(0)输入部，该第一(0)输入部被配置为接收“0”；第二(1)输入部，该第二(1)输入部被配置为从多路复用器186的输出接收“-1”或“1”；控制输入部，该控制输入部接收来自延迟电路182的信号和输出。加法器190具有：第一输入部，该第一输入部连接到多路复用器188的输出；输出部，其上提供检测到的电流水平Idet_phx；以及第二输入部，该第二输入部经由单元延迟部件192接收Idet_phx。在该反馈环路中连接的加法器190可以用作积分器电路。数模转换器(DAC)194可以接收Idet_phx的单位延迟版本，并且可以被配置为经由路径196将模拟参考信号输出到比较器184的第二(负)输入部。
以这种方式配置，可以基于PWM信号的上升沿和下降沿在特定时间检查电流Ics_phx。信号PWM_rising_edge_phx将在PWM信号的上升沿被断言，而信号PWM_falling_edge_phx将在PWM信号的下降沿被断言。例如，可以在PWM上升沿之后立即检查电流，以获得电感器谷值电流水平(Ivalley)。电路182的延迟可以设置为T1÷2(参见例如图9B，其中Tdelay被设置为T1的一半)，使得可以在PWM的大约50％的时间内检查电流，以获得平均电感电流。检测到的平均电流水平在图9B中标记为Idet。在特定时间，可以将Ics_phx与由DAC 194提供的参考信号进行比较。如果比较器输出为高，则积分器将增加一(因为“1”将从多路复用器186通过)。否则，积分器将减一(因为“-1”将从多路复用器186通过)。
图9D是用于双相升压转换器的例示性峰值电流调整电路198的图示。峰值电流调整电路198可以任选地实现为控制器144的一部分。如图9D所示，峰值电流调整电路198可包括：第一电流检测电路180-1，该第一电流检测电路180-1与第一相(ph1)相关联；第二电流检测电路180-2，该第二电流检测电路180-2与第二相(ph2)相关联；峰值电流调整电路200；以及输出处的加法器202-1和202-2。可以使用图9C中所说明的结构来实现电流检测电路180-1和180-2。峰值电流调整电路200具有：第一输入部，该第一输入部被配置为从电路180-1接收检测到的平均电流Idet_ph1；第二输入部，该第二输入部被配置为从电路180-2接收检测到的平均电流Idet_ph2。
基于所接收的检测到的两相的平均电流水平，峰值调整电路200可以生成第一相的第一峰值电流调整量Ipk_adj_ph1和第二相的第二峰值电流调整量Ipk_adj_ph2。峰值电流调整量Ipk_adj_ph1和Ipk_adj_ph2应大于或等于相等。可以使用加法器电路202-1和202-2将这些电流调整量添加到峰值电流参考信号Ipk_comp，以分别生成第一相的最终峰值电流(Ipk_ph1)和第二相的最终峰值电流(Ipk_ph2)。峰值电流Ipk_ph1限制流经电感器L1的电流量，而峰值电流Ipk_ph2限制流经电感器L2的电流量。
图9E是可以包括在峰值电流调整电路200内的例示性峰值电流调整子电路的图。如图9E所示，峰值电流调整电路200可包括在链中耦接在一起的第一减法电路210-1、第一增益级212、第一低通滤波器(LPF)214和第一数模转换器(DAC)216。减法电路210-1可以具有：第一(正)输入部，该第一(正)输入部被配置为接收Idet_ph2；以及第二(负)输入部，该第二(负)输入部被配置为接收Idet_ph1。以这种方式配置，减法器210-1将从Idet_ph2中减去Idet_ph1，并且对应的差值将用于输出Ipk_adj_ph1。
类似地，峰值电流调整电路200还可包括在链中耦接在一起的第二减法电路210-2、第二增益级212、第二低通滤波器(LPF)214和第二DAC 216。减法电路210-2可以具有：第一(+)输入部，该第一(+)输入部被配置为接收Idet_ph1；以及第二(-)输入部，该第二(-)输入部被配置为接收Idet_ph2。以这种方式配置，减法器210-2将从Idet_ph1中减去Idet_ph2，并且对应的差值将用于输出Ipk_adj_ph2。
图9F是示出使用峰值电流调整电路198来调整不同转换器相的峰值电流的结果的曲线图。即使两相之间存在较大的电感失配(例如，如上所述，L1为39.6uH，而L2为26.4uH)，并且即使较低电感相的峰间纹波(参见波形222)是较高电感相的峰间纹波的150％(参见波形220)，平均电感器电流在两相之间平衡。通过均衡两相的平均电感器电流水平，双相升压转换器内的关键部件的功率损耗不匹配显著降低。
结合图9B至图9E描述的实施方案中检测到平均电流水平仅仅是例示性的。在另一合适的布置中，可以提供谷值电流检测方案。图10A是用于感测双相升压转换器的电感器谷值电流的例示性电流检测电路280的图示。与上文相似，输入Ics_phx表示流经x相感测电阻器的电流。如图10A所示，电流检测电路280可包括比较器284、第一多路复用电路286、第二多路复用电路288、延迟电路282、加法器电路290、单元延迟电路292和DAC 294。比较器284可以具有：第一(正)输入部，该第一(正)输入部接收输入Ics_phx；第二(负)输入部；以及输出部，该输出部控制多路复用器286。多路复用器286具有：第一(0)输入部，该第一(0)输入部被配置为接收“-1”；第二(1)输入部，该第二(1)输入部被配置为接收“1”；输出部，该输出部根据比较器284的输出而输出“-1”或“1”。如果比较器输出为低，则多路复用器286将通过“-1”。如果比较器输出为高，则多路复用器286将通过“1”。
多路复用器288具有：第一(0)输入部，该第一(0)输入部被配置为接收“0”；第二(1)输入部，该第二(1)输入部被配置为从多路复用器286的输出接收“-1”或“1”；控制输入部，该控制输入部接收来自延迟电路282的信号和输出。加法器290具有：第一输入部，该第一输入部连接到多路复用器288的输出；输出部，其上提供检测到的谷值电流水平Ivalley_phx；以及第二输入部，该第二输入部经由单元延迟部件292接收Ivalley_phx。在该反馈环路中连接的加法器290可以用作积分器电路。DAC 294可以接收Ivalley_phx的单位延迟版本，并且可以被配置为经由路径296将模拟参考信号输出到比较器284的第二(负)输入部。
以这种方式配置，可以基于PWM信号的上升沿在特定时间检查电流Ics_phx。信号PWM_rising_edge_phx将在PWM信号的上升沿被断言。例如，可以在PWM上升沿之后立即检查电流，以获得电感器谷值电流水平(Ivalley)。在PWM信号的上升沿，积分器可以对多路复用器288的输出进行结合，并且可以使用DAC 294将积分器的输出转换为模拟信号作为比较器284的参考。在特定时间，可以将Ics_phx与由DAC 294提供的参考信号进行比较。如果比较器输出为高，则积分器将增加一(因为“1”将从多路复用器286通过)。否则，积分器将减一(因为“-1”将从多路复用器286通过)。
图10B是例示性峰值电流调整电路298的图，其包括图10A的谷值电流检测电路。峰值电流调整电路298可以任选地实现为控制器144的一部分。如图10B所示，峰值电流调整电路298可包括：第一电流检测电路280-1，该第一电流检测电路280-1与第一相(ph1)相关联；第二电流检测电路280-2，该第二电流检测电路280-2与第二相(ph2)相关联；峰值电流调整电路300；以及输出处的加法器301。可以使用图10A中所说明的结构来实现电流检测电路280-1和280-2。峰值电流调整电路300具有：第一输入部，该第一输入部被配置为从电路280-1接收检测到的谷值电流Ivalley_ph1；第二输入部，该第二输入部被配置为从电路280-2接收检测到的谷值电流Ivalley_ph2。
基于所接收的检测到的两相的谷值电流水平，峰值调整电路300可以生成第一相的峰值电流调整量Ipk_adj_ph1。调整值Ipk_adj_ph1可以与由与第一相(Ipk_con_ph1)相关联的补偿器确定的第一峰值电流值组合，该第一相使用加法器301产生第一峰值电流参考Ipk_ref_ph1，其可以作为输入反馈到峰值电流调整电路300中。电路300还可以接收由与第二相(Ipk_con_ph2)相关联的补偿器确定的第二峰值电流值，其可以用作第二峰值电流参考Ipk_ref_ph2。
图10C是示出峰值电流调整电路300的一种合适具体实施的图示。如图10C所示，峰值电流调整电路300可以包括在链中耦接在一起的第一加法器电路310-1、第二加法器电路310-2、减法电路311、增益级312和积分器314。加法器电路310-1可以被配置为组合Ipk_ref_ph2和Ivalley_ph2。加法器电路310-2可以被配置为组合Ipk_ref_ph1和Ivalley_ph1。减法电路311可以具有：第一(+)输入部，该第一(+)输入部被配置为从加法器310-1的输出接收和；第二(-)输入部，该第二(-)输入部被配置为从加法器310-2的输出接收和；以及输出部，在该输出部上提供对应的差值，并随后将其馈送到增益级312，以便由积分器314累加。最终的积分输出用作第一相的峰值电流调整量Ipk_adj_ph1。
以这种方式配置，Ipk_adj_ph1可以用数学表达，如下所示：
Ipk_adj_ph1＝∫Gain*(Ipk_ref_ph2+Ivalley_ph2–Ipk_ref_ph1–Ivalley_ph1)dt(3)
可以在数字域或模拟域中执行该集成。通过以这种方式跟踪电感器谷值电流，其可以在循环之间上下移动，峰值电流不会受到太大影响，因为峰值电流调整机构将误差与增益因子相结合。积分器314的作用类似于低通滤波器，其在多个开关循环内逐渐调整峰值电流。以这种方式操作，即使在存在大的电感失配时，两相之间的平均电感器电流也将是平衡的(参见例如图9F中的结果波形)。通过均衡两相的平均电感器电流水平，双相升压转换器内的关键部件的功率损耗不匹配显著降低。
与升压转换器相关联的另一潜在可靠性问题是，如果在升压转换器的输入附近存在故障或意外短路。在此类场景中，大电流可能流入升压转换器的输入部，这可能损坏升压转换器内的关键电子部件。为了帮助减轻这种潜在的电流浪涌，可以为升压转换器提供电流控制电路，诸如耦接在升压转换器70的输入部处的浪涌电流控制器320(参见例如图11A)。如图11A所示，浪涌电流控制器320可以耦接在接收输入电压Vin的输入端口与输入电容器C1之间。浪涌电流控制器320可用于具有任意数量相的升压转换器70中(例如，用于单相升压转换器、双相升压转换器或N>2的通用N相升压转换器)
图11B是示出浪涌电流控制器320的一种合适具体实施的电路图。如图11B所示，浪涌电流控制器320可包括晶体管322。晶体管322(例如，n通道MOSFET设备)具有连接到电流源Iz的栅极端子，具有栅极-漏极寄生电容Cgd和栅极-源极寄生电容Cgs。潜在的故障短路表示为短路电阻Rshort。在没有浪涌电流控制器320的情况下，大的输入电流Iin(例如，1A-2A或更大)可能无意中流经输入到短路路径中。
特别地，浪涌控制器320可以设置有耦接在晶体管322的栅极端子与源极端子之间的检测电阻器Rdet。当晶体管322上的栅极-源极电压Vgs斜线上升以接通晶体管322时，少量电流可以流经电阻器Rdet，这根据是否存在短路故障，其将向第一浪涌比较器324呈现电压差。可以使用第二浪涌比较器326将电压差与预先确定的阈值(Thres)进行比较，以确定是否实际存在短路。例如，当不存在短路时，比较器324可以检测0mV至40mV的差值，其小于50mV的示例性预先确定的阈值。然而，如果存在短路，则比较器324可以检测到100mV差值，其可能超过50mV预先确定的阈值。以这种方式配置，浪涌控制器320可以用于检测升压转换器70内的短路故障，并且可以响应于检测到此类缺陷而采取任何合适的动作以帮助防止不可逆的损坏。
在图11A和图11B的示例中，浪涌电流控制器320连接在升压转换器70的输入处仅仅是例示性的。如果需要，浪涌控制器也可以形成在升压转换器70的输出处或升压转换器70内的任何合适的中间位置处，以帮助降低由无意的短路故障引起的损坏的风险。
根据实施方案，提供了一种显示器，该显示器包括：显示层，该显示层包括液晶层、滤色器层和薄膜晶体管层；背光单元，该背光单元被配置为照明显示层，该背光单元具有最大亮度，并且该背光单元包括：多个发光二极管(LED)串；电流驱动器电路，该电流驱动器电路耦接至多个LED串，该电流驱动器电路被配置为当多个LED串中的至少一个LED串发生故障时对背光单元的最大亮度进行节流。
根据另一实施方案，背光单元包括故障检测电路，该故障检测电路被配置为检测多个LED串中的故障LED串的数量。
根据另一实施方案，背光单元包括比较器，该比较器被配置为将从多个LED串中的一个生成的净空电压与预先确定的阈值进行比较。
根据另一实施方案，由电流驱动器电路对背光单元的最大亮度进行节流的量是由故障检测电路确定的故障LED串的数量的函数。
根据另一实施方案，由电流驱动器电路对背光单元的最大亮度进行节流的量是故障LED串的数量和节流系数的乘积的函数。
根据另一实施方案，节流系数是可编程的。
根据另一实施方案，节流系数具有在5％至20％的范围内的值。
根据另一实施方案，背光单元包括被配置为接收输入亮度代码、从故障检测电路接收控制信号以及生成控制电流驱动器电路的对应输出信号的最大亮度限制控制电路。
根据实施方案，提供了一种显示器，该显示器包括：显示层，该显示层包括液晶层、滤色器层和薄膜晶体管层；背光单元，该背光单元被配置为照明显示层，该背光单元包括：多个发光二极管(LED)串；DC至DC转换器，该DC至DC转换器被配置为向多个LED串提供输出电压；以及净空前馈控制电路，该净空前馈控制电路被配置为接收亮度命令并引导DC至DC转换器响应于检测到亮度命令的改变而将输出电压调整预测量。
根据另一实施方案，该净空前馈控制电路还被配置为通过使用线性或非线性公式来计算用于调整输出电压的预测量，该线性或非线性公式是亮度命令的改变的函数。
根据另一实施方案，背光单元包括自适应净空控制电路，该自适应净空控制电路被配置为接收来自多个LED串中的一个的净空电压，并且自适应净空控制电路还被配置为当净空电压降至目标值以下时引导DC至DC转换器以增加输出电压。
根据另一实施方案，DC至DC转换器被配置为接收来自净空前馈控制电路和自适应净空控制电路的控制信号。
根据另一实施方案，自适应净空控制电路在净空前馈控制电路被用于调整输出电压时被暂时禁用。
根据另一实施方案，背光单元还被配置为在亮度命令改变之后等待预先确定的延迟时间，从而允许流经多个LED串的电流改变。
根据另一实施方案，自适应净空控制电路在预先确定的延迟时间到期时被重新启用。
根据另一实施方案，输出电压在预先确定的延迟时间的到期之前稳定。
根据实施方案，提供了一种显示器，该显示器包括：显示层，该显示层包括液晶层、滤色器层和薄膜晶体管层；背光单元，该背光单元被配置为照明显示层，该背光单元包括：多个发光二极管(LED)串；第一背光驱动器集成电路，该第一背光驱动器集成电路被配置为驱动多个LED串中的LED串的第一子集；以及第二背光驱动器集成电路，该第二背光驱动器集成电路被配置为驱动多个LED串中的LED串的第二子集，LED串的第二子集不同于LED串的第一子集。
根据另一实施方案，LED串的第一子集与LED串的第二子集交织。
根据另一实施方案，第一背光驱动器集成电路包括第一锁相环路电路，该第一锁相环路电路被配置为给LED串的第一子集生成第一脉宽调制信号，第二背光集成电路包括第二锁相环路电路，该第二锁相环路电路被配置为给LED串的第二子集生成第二脉宽调制信号，第一背光驱动器集成电路和第二背光驱动器集成电路被配置为接收公共同步信号，该公共同步信号确保由第一背光驱动器集成电路和第二背光驱动器集成电路生成的第一脉宽调制信号和第二脉宽调制信号表现出相同的频率，第一背光驱动器集成电路和第二背光驱动器集成电路还被配置为接收启用信号，并且启用信号在由第一背光驱动器集成电路和第二背光驱动器集成电路生成的第一脉宽调制信号与第二脉宽调制信号之间设置预先确定的相位延迟。
根据另一实施方案，LED串的第一子集不与LED串的第二子集交织，第一背光驱动器集成电路和第二背光驱动器集成电路还被配置为接收启用信号，并且该启用信号引导第一背光驱动器集成电路和第二背光驱动器集成电路同时开始生成脉宽调制信号。
前述内容仅为例示性的并且可对所述实施方案作出各种修改。前述实施方案可独立实施或可以任意组合实施。
本专利申请要求2019年5月21日提交的美国专利申请No.16/418,857以及2018年9月27日提交的美国临时专利申请No.62/737,690的优先权，这些专利申请据此全文以引用方式并入本文。

Claims (20)

1.一种显示器，包括：
显示层，所述显示层包括液晶层、滤色器层和薄膜晶体管层；和
背光单元，所述背光单元被配置为照明所述显示层，其中所述背光单元具有最大亮度，并且其中所述背光单元包括：
多个发光二极管(LED)串；和
电流驱动器电路，所述电流驱动器电路耦接至所述多个LED串，其中所述电流驱动器电路被配置为当所述多个LED串中的至少一个LED串发生故障时对所述背光单元的所述最大亮度进行节流。
2.根据权利要求1所述的显示器，其中所述背光单元还包括故障检测电路，所述故障检测电路被配置为检测所述多个LED串中的故障LED串的数量。
3.根据权利要求2所述的显示器，其中所述背光单元还包括比较器，所述比较器被配置为将从所述多个LED串中的一个LED串生成的净空电压与预先确定的阈值进行比较。
4.根据权利要求2所述的显示器，其中由所述电流驱动器电路对所述背光单元的所述最大亮度进行节流的量是由所述故障检测电路确定的故障LED串的所述数量的函数。
5.根据权利要求2所述的显示器，其中由所述电流驱动器电路对所述背光单元的所述最大亮度进行节流的量是故障LED串的所述数量和节流系数的乘积的函数。
6.根据权利要求5所述的显示器，其中所述节流系数是可编程的。
7.根据权利要求5所述的显示器，其中所述节流系数具有在5％至20％的范围内的值。
8.根据权利要求5所述的显示器，其中所述背光单元还包括最大亮度限制控制电路，所述最大亮度限制控制电路被配置为接收输入亮度代码、从所述故障检测电路接收控制信号、以及生成控制所述电流驱动器电路的对应输出信号。
9.一种显示器，包括：
显示层，所述显示层包括液晶层、滤色器层和薄膜晶体管层；和
背光单元，所述背光单元被配置为照明所述显示层，其中所述背光单元包括：
多个发光二极管(LED)串；
DC至DC转换器，所述DC至DC转换器被配置为向所述多个LED串提供输出电压；和
净空前馈控制电路，所述净空前馈控制电路被配置为接收亮度命令并引导所述DC至DC转换器响应于检测到所述亮度命令的改变而将所述输出电压调整预测量。
10.根据权利要求9所述的显示器，其中所述净空前馈控制电路还被配置为通过使用线性或非线性公式来计算用于调整所述输出电压的所述预测量，所述线性或非线性公式是所述亮度命令的所述改变的函数。
11.根据权利要求9所述的显示器，其中所述背光单元还包括自适应净空控制电路，所述自适应净空控制电路被配置为接收来自所述多个LED串中的一个LED串的净空电压，并且其中自适应净空控制电路还被配置为当所述净空电压降至目标值以下时引导所述DC至DC转换器以增加所述输出电压。
12.根据权利要求11所述的显示器，其中所述DC至DC转换器被配置为接收来自所述净空前馈控制电路和所述自适应净空控制电路的控制信号。
13.根据权利要求11所述的显示器，其中所述自适应净空控制电路在所述净空前馈控制电路被用于调整所述输出电压时被暂时禁用。
14.根据权利要求13所述的显示器，其中所述背光单元还被配置为在所述亮度命令改变之后等待预先确定的延迟时间，从而允许流经所述多个LED串的电流改变。
15.根据权利要求14所述的显示器，其中所述自适应净空控制电路在所述预先确定的延迟时间到期时被重新启用。
16.根据权利要求15所述的显示器，其中所述输出电压在所述预先确定的延迟时间的所述到期之前稳定。
17.一种显示器，包括：
显示层，所述显示层包括液晶层、滤色器层和薄膜晶体管层；和
背光单元，所述背光单元被配置为照明所述显示层，其中所述背光单元包括：
多个发光二极管(LED)串；
第一背光驱动器集成电路，所述第一背光驱动器集成电路被配置为驱动所述多个LED串中的LED串的第一子集；和
第二背光驱动器集成电路，所述第二背光驱动器集成电路被配置为驱动所述多个LED串中的LED串的第二子集，其中LED串的所述第二子集不同于LED串的所述第一子集。
18.根据权利要求17所述的显示器，其中LED串的所述第一子集与LED串的所述第二子集交织。
19.根据权利要求18所述的显示器，其中所述第一背光驱动器集成电路包括第一锁相环路电路，所述第一锁相环路电路被配置为给LED串的所述第一子集生成第一脉宽调制信号，其中所述第二背光集成电路包括第二锁相环路电路，所述第二锁相环路电路被配置为给LED串的所述第二子集生成第二脉宽调制信号，其中所述第一背光驱动器集成电路和所述第二背光驱动器集成电路被配置为接收公共同步信号，其中所述公共同步信号确保由所述第一背光驱动器集成电路和所述第二背光驱动器集成电路生成的所述第一脉宽调制信号和所述第二脉宽调制信号表现出相同的频率，其中所述第一背光驱动器集成电路和所述第二背光驱动器集成电路还被配置为接收启用信号，并且其中所述启用信号在由所述第一背光驱动器集成电路和所述第二背光驱动器集成电路生成的所述第一脉宽调制信号与所述第二脉宽调制信号之间设置预先确定的相位延迟。
20.根据权利要求17所述的显示器，其中LED串的所述第一子集不与LED串的所述第二子集交织，其中所述第一背光驱动器集成电路和所述第二背光驱动器集成电路还被配置为接收启用信号，并且其中所述启用信号引导所述第一背光驱动器集成电路和所述第二背光驱动器集成电路同时开始生成脉宽调制信号。
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