CN110912524A - D类功放振荡电路、d类功放振荡器及其频率调节方法 - Google Patents

Abstract

一种D类功放振荡电路，通过加入峰值检测输出模块和电流转换模块，从而得到一个随输入幅度变化而变化的电流控制信号，并通过加入根据此电流控制信号调节载波频率的振荡模块，实现了D类功放振荡电路可基于音频差分信号的输入幅度的变化而调节载波频率，从而实现了当音频差分信号的输入幅度变小时，载波频率变大，信号的失真度降低，当音频差分信号的输入幅度变大时，载波频率变小，电路的效率提高，解决了传统的技术方案中存在的不能适应音频信号的输入幅度变化而导致信号失真度大或者电路整体效率低的问题。

Description

D类功放振荡电路、D类功放振荡器及其频率调节方法

技术领域

本发明属于振荡控制技术领域，尤其涉及一种D类功放振荡电路、D类功放振荡器及其频率调节方法。

背景技术

目前，传统的音频功率放大器一般是采用固定频率调制的D类功放，但是对于载波频率较低的D类音频功放，当音频信号的输入幅度越小，失真度越大；对于载波频率较大的D类音频功放，当音频信号的输入幅度越大，系统整体效率越低。

因此，传统的技术方案中存在不能适应音频信号的输入幅度变化而导致信号失真度大或者电路整体效率低的问题。

发明内容

有鉴于此，本发明实施例提供了一种D类功放振荡电路、D类功放振荡器及其频率调节方法，旨在解决传统的技术方案中存在的不能适应音频信号的输入幅度变化而导致信号失真度大或者电路整体效率低的问题。

本发明实施例的第一方面提供了一种D类功放振荡电路，包括：

用于接收音频差分信号、比较所述音频差分信号中两个单端信号的电压峰值以及输出所述电压峰值较大的单端信号的峰值检测输出模块；

与所述峰值检测输出模块和振荡模块连接的，用于将所述电压峰值较大的单端信号转换为与所述音频差分信号的输入幅度成比例关系的电流控制信号的电流转换模块；以及

与所述电流转换模块连接的，用于根据所述电流控制信号调节振荡时的载波频率的振荡模块。

在一个实施例中，所述峰值检测输出模块包括：第一比较器、第一反相器、第一可控开关以及第二可控开关，所述第一比较器的正输入端和所述第一可控开关的第一端共接于作为所述峰值检测输出模块的第一输入端，所述第一比较器的负输入端和所述第二可控开关的第一端共接作为所述峰值检测输出模块的第二输入端，所述第一比较器的输出端和所述第二可控开关的控制端和所述第一反相器的输入端连接，所述第一反相器的输出端和所述第一可控开关的控制端连接，所述第一可控开关的第二端和所述第二可控开关的第二端共接作为所述峰值检测输出模块的输出端。

在一个实施例中，所述电流转换模块包括：

与所述峰值检测输出模块的输出端连接的，用于将所述电压峰值较大的单端信号转换为电流控制信号的电流转换单元；和

与所述电流转换单元的输出端和所述振荡模块的输入端连接的，用于将所述电流控制信号按预设比例放大的电流比例放大单元。

在一个实施例中，所述电路转换单元包括：第一运算放大器、第二运算放大器、第一电阻以及第一晶体管，所述第一运算放大器的正相输入端用于接入参考电压，所述第一运算放大器的负相输入端与所述第一运算放大器的输出端共接于所述第一电阻的第一端，所述第一电阻的第二端接于所述第二运算放大器的输出端和所述第一晶体管的输入端，所述第二运算放大器的正相输入端与所述峰值检测输出模块的输出端连接，所述第二运算放大器的负相输入端与所述第一晶体管的控制端连接，所述第一晶体管的输出端作为所述电路转换单元的输出端。

在一个实施例中，所述电流比例放大单元包括：第二晶体管以及第三晶体管，所述第二晶体管的控制端、所述第二晶体管的输入端以及所述第三晶体管的控制端共接作为所述电流比例放大单元的输入端，所述第二晶体管的输出端和所述第三晶体管的输入端连接，所述第三晶体管的输出端作为所述电流比例放大单元的输出端。

在一个实施例中，所述振荡模块包括：第四晶体管、第五晶体管、第六晶体管、第七晶体管、第八晶体管、第九晶体管、第十晶体管、第十一晶体管、第一电容、第三可控开关、第四可控开关、第二比较器以及第二反相器，所述第四晶体管的输入端、所述第四晶体管的控制端、所述第五晶体管的控制端以及所述第六晶体管的控制端共接作为所述振荡模块的输入端，所述振荡模块的输入端接入电流控制信号和基准电流，所述第四晶体管的输出端、所述第五晶体管的输出端、所述第六晶体管的输出端、所述第一电容的第二端以及所述第十一晶体管的输出端共接于地，所述第五晶体管的输出端和所述第七晶体管的控制端、所述第七晶体管的输出端以及所述第八晶体管的控制端共接，所述第七晶体管的输入端和所述第八晶体管的输入端共接，所述第八晶体管的输出端和所述第九晶体管的输入端连接，所述第九晶体管的控制端、所述第十晶体管的控制端、所述第二比较器的输出端、所述第三可控开关的控制端、所述第四可控开关的控制端以及所述第二反相器的输入端共接，所述第九晶体管的输出端、所述第十晶体管的输入端、所述第一电容的第一端、所述第十一晶体管的输入端以及所述第二比较器的正相输入端共接，所述第十晶体管的输出端和所述第六晶体管的输入端连接，所述第三可控开关的第一端外接第一基准电压，所述第三可控开关的第二端和所述第四可控开关的第二端共接于所述第二比较器的反相输入端，所述第四可控开关的第一端外接第二基准电压，所述第四可控开关的控制端、所述第十一晶体管的控制端以及所述第二反相器的输出端共接，所述反相器的输出端作为所述振荡模块的输出端。

本发明实施例的第二方面提供了一种D类功放振荡器，包括：

音频前级放大电路，用于接入音频模拟信号、对所述音频模拟信号放大并输出音频差分信号；和

如本发明实施例的第一方面所述的D类功放振荡电路，所述D类功放振荡电路与所述音频前级放大电路连接。

在一个实施例中，所述音频前级放大电路包括：第三运算放大器、第二电容、第三电容、第二电阻、第三电阻、第四电阻以及第五电阻，所述第二电容的第一端接入所述音频模拟信号，所述第二电容第二端与所述第二电阻的第一端连接，所述第二电阻的第二端和所述第三电阻的第一端和所述第三运算放大器的第一输入端连接，所述第三电容的第一端接地，所述第三电容的第二端和所述第四电阻的第一端连接，所述第四电阻的第二端和所述第三运算放大器的第二输出端和所述第五电阻的第一端连接，所述第三运算放大器的第一差分信号输出单端和所述第三电阻的第二端共接作为所述音频前级放大电路的第一单端信号输出端，所述第三运算放大器的第二差分信号输出单端和所述第五电阻的第二端共接作为所述音频前级放大电路的第二单端信号输出端。

本发明实施例的第三方面提供了一种D类功放振荡器的频率调节方法，包括：

获取D类功放输入的音频模拟信号；

基于所述音频模拟信号的输入幅度，生成与所述音频模拟信号的输入幅度成比例关系的电流控制信号；

将所述电流控制信号与D类功放振荡器的基准电流叠加后输出到所述D类功放振荡器。

在一个实施例中，所述基于所述音频差分信号的输入幅度，生成与所述音频差分信号的输入幅度成正比例关系的电流控制信号包括：

将所述音频模拟信号放大并转换为具有两个单端信号的音频差分信号；

比较所述音频差分信号的两个单端信号的电压峰值大小并生成比较结果；

根据所述比较结果输出电压峰值较大的单端信号；

将所述单端信号按正比例关系转换为电流控制信号。

上述的D类功放振荡电路及D类功放振荡器，通过加入峰值检测输出模块和电流转换模块，从而得到一个随输入幅度变化而变化的电流控制信号，并通过加入根据此电流控制信号调节载波频率的振荡模块，实现了D类功放振荡电路可基于音频差分信号的输入幅度的变化而调节载波频率，从而实现了当音频差分信号的输入幅度变小时，载波频率变大，信号的失真度降低，当音频差分信号的输入幅度变大时，载波频率变小，电路的效率提高，解决了传统的技术方案中存在的不能适应音频信号的输入幅度变化而导致信号失真度大或者电路整体效率低的问题。上述的D类功放振荡器的频率调节方法，通过生成与音频模拟信号的输入幅度成正比例关系的电流控制信号，并将该电流控制信号叠加到D类功放振荡器的基准电流，从而使得D类功放振荡器的载波频率与电流控制信号成比例关系，从而使得载波频率可以根据输入幅度变化而调节，解决了传统的技术方案中存在的不能适应音频信号的输入幅度变化而导致信号失真度大或者电路整体效率低的问题。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明一实施例提供的D类功放振荡电路的电路示意图；

图2为图1所示的D类功放振荡电路中峰值检测输出模块的示例电路原理图；

图3为图1所示的D类功放振荡电路中电流转换模块的示例电路原理图；

图4为图1所示的D类功放振荡电路中振荡模块的示例电路原理图；

图5为本发明一实施例提供的D类功放振荡器的电路示意图；

图6为图5所示的D类功放振荡器中音频前级放大电路的示例电路原理图；

图7为本发明一实施例提供的D类功放振荡器的频率调节方法的具体流程图；

图8为图7所示的D类功放振荡器的频率调节方法的步骤S200的具体流程图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

请参阅图1，本发明实施例提供的D类功放振荡电路的电路示意图，为了便于说明，仅示出了与本实施例相关的部分，详述如下：

本实施例中的D类功放振荡电路，包括：峰值检测输出模块100、电流转换模块200以及振荡模块300，峰值检测输出模块100的输出端与电流转换模块200的输入端连接，电流转换模块200的输出端与振荡模块300的输入端连接；峰值检测输出模块100用于接收音频差分信号OUTP和OUTN、比较音频差分信号中两个单端信号OUTP和OUTN的电压峰值以及输出电压峰值较大的单端信号作为电压输出信号VPEAK；电流转换模块200用于将电压峰值较大的单端信号转换为与音频差分信号的输入幅度成比例关系的电流控制信号IBCON；振荡模块300用于根据电流控制信号IBCON调节振荡的载波频率。

应理解，峰值检测输出模块100可以由具备比较功能的器件或者芯片构成，例如比较器、具有比较逻辑处理功能的微处理器或者集成电路等；电流转换模块200可以由具备将电压转换为电流的器件组合而成，例如电阻；振荡模块300可以为电流振荡模块300、RC振荡模块300等；电压峰值较大的单端信号与电流控制信号IBCON成比例关系，而单端信号与音频差分信号的输入幅度正相关，因而电流控制信号IBCON与音频差分信号的输入幅度成比例关系，比例关系的比例系数可以通过调节电压变电流转换器件的内部参数来调整，例如，可以通过调整电阻的阻值来实现，也可以调整电流控制信号IBCON的放大比例来调整。当单端信号OUTP的电压峰值大于单端信号OUTN的电压峰值时，单端信号OUTP作为电压输出信号VPEAK被输出到电流转换模块200，反之，当单端信号OUTN的电压峰值大于单端信号OUTP的电压峰值时，则单端信号OUTN作为电压输出信号VPEAK被输出到电流转换模块200，可选的，峰值检测输出模块100可以包括比较单元和选择输出单元，比较单元的两个输入端分别接入单端信号OUTP和单端信号OUTN，比较单元的输入端和选择输出单元的控制端连接，选择输出单元的输入端分别接入单端信号OUTP和单端信号OUTN，选择输出单元的输出端与电流转换模块200的输入端连接，比较单元用于比较音频差分信号中两个单端信号的电压峰值的大小并输出比较结果，选择输出单元用于根据比较结果输出电压峰值较大的单端信号，比较结果可以为高低电平，比较单元可以由比较器构成，选择输出单元可以由反相器及可控开关构成。

应理解，信号的峰值与信号输入幅度为正相关，即本实施例中的单端信号的电压峰值与音频差分信号的输入幅度是正相关的，即音频差分信号的输入幅度越大，其对应的单端信号的电压峰值越大，音频差分信号的输入幅度越小，器对应的单端信号的电压峰值越小；电流控制信号IBCON为与电压峰值较大的单端信号成正比例关系的电流信号，即电流控制信号IBCON与音频差分信号的输入幅度成正比例关系，本实施例中通过将电流控制信号IBCON加入到振荡模块300中，使得载波频率与音频差分信号的输入幅度成反比例关系，即当音频差分信号的输入幅度变大时，电流控制信号IBCON变大，此时载波频率下调，D类功放振荡电路的效率上升，避免了传统技术方案中当输入信号幅度变大，而载波频率还维持原值而造成的系统效率过低的问题；当音频差分信号的输入幅度变小时，电流控制信号IBCON变小，此时载波频率上调，D类功放振荡电路的失真度下降，避免了传统技术方案中当输入信号幅度变小，而载波频率还维持原值而造成的失真度过大的问题。

本实施例中的D类功放振荡电路，通过加入峰值检测输出模块100和电流转换模块200，从而得到一个随输入幅度变化而变化的电流控制信号IBCON，并通过加入根据此电流控制信号IBCON调节载波频率的振荡模块300，实现了D类功放振荡电路可基于音频差分信号的输入幅度的变化而调节载波频率，从而实现了当音频差分信号的输入幅度变小时，载波频率变大，信号的失真度降低，当音频差分信号的输入幅度变大时，载波频率变小，电路的效率提高，解决了传统的技术方案中存在的不能适应音频信号的输入幅度变化而导致信号失真度大或者电路整体效率低的问题。

请参阅图2，在一个实施例中，峰值检测输出模块100包括：比较器U1、反相器F1、可控开关S1以及可控开关S2，比较器U1的正输入端和可控开关S1的第一端共接作为峰值检测输出模块100的第一输入端，比较器U1的负输入端和可控开关S2的第一端共接作为峰值检测输出模块100的第二输入端，比较器U1的输出端和可控开关S2的控制端和反相器F1的输入端连接，反相器F1的输出端和可控开关S1的控制端连接，可控开关S1的第二端和可控开关S2的第二端共接作为峰值检测输出模块100的输出端。应理解，峰值检测输出模块100的第一输入端接入音频差分信号中的单端信号OUTP,峰值检测输出模块100的第二输入端接入音频差分信号中的单端信号OUTN。

应理解，本实施例中的比较器U1为电压比较器，反相器F1可以替换为非门，可控开关S1和可控开关S2可以为可控硅、开关管等可控开关器件。本实施例中的峰值检测输出模块100通过加入比较器U1作为比较单元以实时对音频差分信号中的两个单端信号的比较，并通过加入反相器F1、可控开关S1以及可控开关S2作为选择输出单元，实现了根据比较器U1的输出结果选通与单端信号OUTN连接的可控开关S1或者与单端信号OUTP连接的可控开关S2，实现了根据比较结果将电压峰值较大的单端信号作为电压输出信号VPEAK输出到电流转换模块200。

请参阅图3，在一个实施例中，电流转换模块200包括：电流转换单元210和电流比例放大单元220，电流转换单元210的输入端作为电流转换模块200的输入端，与峰值检测输出模块100的输出端连接，电流转换单元210的输出端与电流比例放大单元220的输入端连接，电流比例放大单元220的输出端作为电流转换模块200的输出端，与振荡模块300连接；电流转换单元210用于将电压峰值较大的单端信号转换为电流控制信号IBCON；电流比例放大单元220用于将电流控制信号IBCON按预设比例放大。

应理解，电流转换单元210可以由运算放大器、电阻等构成；电流比例放大单元220可以由镜像电流源构成，电流控制信号IBCON与电压峰值较大的单端信号成正比例关系。本实施例中的电流转换模块200通过加入电流转换单元210，实现将峰值检测输出模块100输出的电压峰值较大的单端信号转换为电流控制信号IBCON，并通过加入电流比例放大单元220，实现对电流控制信号IBCON的比例放大，从而实现对电流控制信号IBCON大小的可调控制。

请参阅图3，在一个实施例中，电路转换单元包括：运算放大器U2、运算放大器U3、电阻R1以及晶体管Q1，运算放大器U2的正相输入端用于接入参考电压VREF，运算放大器U2的负相输入端与运算放大器U2的输出端共接于电阻R1的第一端，电阻R1的第二端接于运算放大器U3的输出端和晶体管Q1的输入端，运算放大器U3的正相输入端与峰值检测输出模块100的输出端连接，运算放大器U3的负相输入端与晶体管Q1的控制端连接，晶体管Q1的输出端作为电路转换单元的输出端。

应理解，晶体管Q1可以为NMOS管、PMOS管、IGBT晶闸管或者三极管等，例如，当晶体管Q1为NMOS管时，NMOS管的栅极为晶体管Q1的控制端，NMOS管的漏极为晶体管Q1的输入端，NMOS管的源极为晶体管Q1的输出端。本实施例中的参考电压VREF为共模电压信号。本实施例中的电流控制信号IBCON的计算公式为：IBCON＝(VPEAK-VREF)/R1。

请参阅图3，在一个实施例中，电流比例放大单元220包括：晶体管Q2以及晶体管Q3，晶体管Q2的控制端、晶体管Q2的输入端以及晶体管Q3的控制端共接作为电流比例放大单元220的输入端，晶体管Q2的输出端和晶体管Q3的输入端连接，晶体管Q3的输出端作为电流比例放大单元220的输出端。

应理解，晶体管Q2和晶体管Q3可以为NMOS管、PMOS管、IGBT晶闸管或者三极管等，例如，当晶体管为NMOS管时，NMOS管的栅极为晶体管的控制端，NMOS管的漏极为晶体管的输入端，NMOS管的源极为晶体管的输出端。

应理解，可以通过调整晶体管Q2和晶体管Q3的内部工作参数使其工作在放大区，从而实现对电流控制信号IBCON的放大，本实施例中的电流比例放大单元220的放大比例为1：1。

请参阅图4，在一个实施例中，振荡模块300包括：晶体管Q4、晶体管Q5、晶体管Q6、晶体管Q7、晶体管Q8、晶体管Q9、晶体管Q10、晶体管Q11、电容C1、可控开关S3、可控开关S4、比较器U4以及反相器F2，晶体管Q4的输入端、晶体管Q4的控制端、晶体管Q5的控制端以及晶体管Q6的控制端共接作为振荡模块300的输入端，振荡模块300的输入端接入电流控制信号IBCON和基准电流IBOSC，晶体管Q4的输出端、晶体管Q5的输出端、晶体管Q6的输出端、电容C1的第二端以及晶体管Q11的输出端共接于地，晶体管Q5的输出端和晶体管Q7的控制端、晶体管Q7的输出端以及晶体管Q8的控制端共接，晶体管Q7的输入端和晶体管Q8的输入端共接，晶体管Q8的输出端和晶体管Q9的输入端连接，晶体管Q9的控制端、晶体管Q10的控制端、比较器U4的输出端、可控开关S3的控制端、可控开关S4的控制端以及反相器F2的输入端共接，晶体管Q9的输出端、晶体管Q10的输入端、电容C1的第一端、晶体管Q11的输入端以及比较器U4的正相输入端共接，晶体管Q10的输出端和晶体管Q6的输入端连接，可控开关S3的第一端外接第一基准电压V1，可控开关S3的第二端和可控开关S4的第二端共接于比较器U4的反相输入端，可控开关S4的第一端外接第二基准电压V2，可控开关S4的控制端、晶体管Q11的控制端以及反相器F2的输出端共接，反相器F2的输出端作为振荡模块300的输出端，振荡模块300的输出端用于与外部电路连接，用于为外部电路提供时钟振荡信号。

应理解，晶体管Q4、晶体管Q5、晶体管Q6、晶体管Q7、晶体管Q8、晶体管Q9、晶体管Q10、晶体管Q11可以为NMOS管、PMOS管、IGBT晶闸管或者三极管等，例如，当晶体管为NMOS管时，NMOS管的栅极为晶体管的控制端，NMOS管的漏极为晶体管的输入端，NMOS管的源极为晶体管的输出端；比较器U4可以为电压比较器；反相器F2可以替换为非门，可控开关S3和可控开关S4可以为可控硅、开关管等可控开关器件。

本实施例中的振荡模块300的载波频率为：T＝2(V2-V1)*C1/(IBCON+IBSOC),振荡模块300的载波频率为随着电流控制信号IBCON变化而变化的时变频率，即载波频率可以基于音频差分信号的输入幅度的变化而调整。

请参阅图5，本发明实施例的第二方面提供了一种D类功放振荡器，包括：音频前级放大电路400和如本发明实施例的第一方面的D类功放振荡电路，音频前级放大电路400与D类功放振荡电路的峰值检测输出模块100的输入端连接，音频前级放大电路400用于接入音频模拟信号、对音频模拟信号放大并输出音频差分信号，D类功放振荡电路如本发明实施例的第一方面，在此不做赘述。

请参阅图6，在一个实施例中，音频前级放大电路400包括：运算放大器U5、电容C2、电容C3、电阻R2、电阻R3、电阻R4以及电阻R5，电容C2的第一端接入音频模拟信号，电容C2第二端与电阻R2的第一端连接，电阻R2的第二端和电阻R3的第一端和运算放大器U5的第一输入端连接，电容C3的第一端接地，电容C3的第二端和电阻R4的第一端连接，电阻R4的第二端和运算放大器U5的第二输出端和电阻R5的第一端连接，运算放大器U5的第一差分信号输出单端和电阻R3的第二端共接作为音频前级放大电路400的第一单端信号输出端，运算放大器U5的第二差分信号输出单端和电阻R5的第二端共接作为音频前级放大电路400的第二单端信号输出端。应理解，本发明实施例中音频模拟信号和音频差分信号的信号幅度、电压参数、电流参数等都是正相关的，当运算放大器U5的放大比例为1：1时，音频模拟信号和音频差分信号为同一信号。

请参阅图7，本发明实施例的第三方面提供了一种D类功放振荡器的频率调节方法，包括：

步骤S100：获取D类功放输入的音频模拟信号。

应理解，可以通过与D类功放的音频模拟信号的输出端直接连接以获取音频模拟信号，或者可以通过获取D类功放的音频数字信号后通过数模转换芯片转换为音频模拟信号。

步骤S200：基于音频模拟信号的输入幅度，生成与音频模拟信号的输入幅度成比例关系的电流控制信号IBCON。

可选的，请参阅图8，步骤S200具体包括：

步骤S210：将音频模拟信号放大并转换为具有两个单端信号的音频差分信号；

应理解，可以通过本实施例第二方面的音频前级放大电路400将音频模拟信号放大并转换为音频差分信号并输出。

步骤S220：比较音频差分信号的两个单端信号的电压峰值大小并生成比较结果；

应理解，可以通过本发明实施例中的峰值检测输出模块100比较音频差分信号的两个单端信号的电压峰值大小。

步骤S230：根据比较结果输出电压峰值较大的单端信号；

应理解，可以通过本发明实施例中的峰值检测输出模块100输出电压峰值较大的单端信号。

步骤S240：将单端信号按正比例关系转换为电流控制信号IBCON。

应理解，可以通过本发明实施例中的电流转换模块200将电压峰值较大的单端信号转换为与其成正比例关系的电流控制信号IBCON。

应理解，音频模拟信号与音频差分信号正相关，即音频模拟信号的输入幅度与音频差分信号的单端信号的大小正相关，单端信号与电流控制信号成正比例关系，因而音频模拟信号的输入幅度与电流控制信号成比例关系。

步骤S300：将电流控制信号IBCON与D类功放振荡器的基准电流IBOSC叠加后输出到D类功放振荡器。

应理解，D类功放振荡器的载波频率与基准电流IBOSC成反比例关系，通过将电流控制信号IBCON与基准电流IBOSC叠加后作为新的电流以控制载波频率，从而使得载波频率与电流控制信号IBCON成反比例关系，即使得载波频率与音频模拟信号的输入幅度成反比例关系，即实现了根据音频模拟信号的输入幅度去调节D类功放振荡器的载波频率，从而实现了当音频模拟信号的输入幅度变小时，载波频率变大，信号的失真度降低，当音频模拟信号的输入幅度变大时，载波频率变小，电路的效率提高，解决了传统的技术方案中存在的不能适应音频信号的输入幅度变化而导致信号失真度大或者电路整体效率低的问题。

以上仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种D类功放振荡电路，其特征在于，包括：

用于接收音频差分信号、比较所述音频差分信号中两个单端信号的电压峰值以及输出所述电压峰值较大的单端信号的峰值检测输出模块；

与所述峰值检测输出模块连接的，用于将所述电压峰值较大的单端信号转换为与所述音频差分信号的输入幅度成比例关系的电流控制信号的电流转换模块；以及

与所述电流转换模块连接的，用于根据所述电流控制信号调节振荡时的载波频率的振荡模块。

2.如权利要求1所述的D类功放振荡电路，其特征在于，所述峰值检测输出模块包括：第一比较器、第一反相器、第一可控开关以及第二可控开关，所述第一比较器的正输入端和所述第一可控开关的第一端共接于作为所述峰值检测输出模块的第一输入端，所述第一比较器的负输入端和所述第二可控开关的第一端共接作为所述峰值检测输出模块的第二输入端，所述第一比较器的输出端和所述第二可控开关的控制端和所述第一反相器的输入端连接，所述第一反相器的输出端和所述第一可控开关的控制端连接，所述第一可控开关的第二端和所述第二可控开关的第二端共接作为所述峰值检测输出模块的输出端。

3.如权利要求1所述的D类功放振荡电路，其特征在于，所述电流转换模块包括：

与所述峰值检测输出模块的输出端连接的，用于将所述电压峰值较大的单端信号转换为电流控制信号的电流转换单元；和

与所述电流转换单元的输出端和所述振荡模块的输入端连接的，用于将所述电流控制信号按预设比例放大的电流比例放大单元。

4.如权利要求3所述的D类功放振荡电路，其特征在于，所述电路转换单元包括：第一运算放大器、第二运算放大器、第一电阻以及第一晶体管，所述第一运算放大器的正相输入端用于接入参考电压，所述第一运算放大器的负相输入端与所述第一运算放大器的输出端共接于所述第一电阻的第一端，所述第一电阻的第二端接于所述第二运算放大器的输出端和所述第一晶体管的输入端，所述第二运算放大器的正相输入端与所述峰值检测输出模块的输出端连接，所述第二运算放大器的负相输入端与所述第一晶体管的控制端连接，所述第一晶体管的输出端作为所述电路转换单元的输出端。

5.如权利要求3所述的D类功放振荡电路，其特征在于，所述电流比例放大单元包括：第二晶体管以及第三晶体管，所述第二晶体管的控制端、所述第二晶体管的输入端以及所述第三晶体管的控制端共接作为所述电流比例放大单元的输入端，所述第二晶体管的输出端和所述第三晶体管的输入端连接，所述第三晶体管的输出端作为所述电流比例放大单元的输出端。

6.如权利要求1所述的D类功放振荡电路，其特征在于，所述振荡模块包括：第四晶体管、第五晶体管、第六晶体管、第七晶体管、第八晶体管、第九晶体管、第十晶体管、第十一晶体管、第一电容、第三可控开关、第四可控开关、第二比较器以及第二反相器，所述第四晶体管的输入端、所述第四晶体管的控制端、所述第五晶体管的控制端以及所述第六晶体管的控制端共接作为所述振荡模块的输入端，所述振荡模块的输入端接入电流控制信号和基准电流，所述第四晶体管的输出端、所述第五晶体管的输出端、所述第六晶体管的输出端、所述第一电容的第二端以及所述第十一晶体管的输出端共接于地，所述第五晶体管的输出端和所述第七晶体管的控制端、所述第七晶体管的输出端以及所述第八晶体管的控制端共接，所述第七晶体管的输入端和所述第八晶体管的输入端共接，所述第八晶体管的输出端和所述第九晶体管的输入端连接，所述第九晶体管的控制端、所述第十晶体管的控制端、所述第二比较器的输出端、所述第三可控开关的控制端、所述第四可控开关的控制端以及所述第二反相器的输入端共接，所述第九晶体管的输出端、所述第十晶体管的输入端、所述第一电容的第一端、所述第十一晶体管的输入端以及所述第二比较器的正相输入端共接，所述第十晶体管的输出端和所述第六晶体管的输入端连接，所述第三可控开关的第一端外接第一基准电压，所述第三可控开关的第二端和所述第四可控开关的第二端共接于所述第二比较器的反相输入端，所述第四可控开关的第一端外接第二基准电压，所述第四可控开关的控制端、所述第十一晶体管的控制端以及所述第二反相器的输出端共接，所述反相器的输出端作为所述振荡模块的输出端。

7.一种D类功放振荡器，其特征在于，包括：

音频前级放大电路，用于接入音频模拟信号、对所述音频模拟信号放大并输出音频差分信号；和

如权利要求1-6任意一项所述的D类功放振荡电路，所述D类功放振荡电路与所述音频前级放大电路连接。

8.如权利要求7所述的D类功放振荡器，其特征在于，所述音频前级放大电路包括：第三运算放大器、第二电容、第三电容、第二电阻、第三电阻、第四电阻以及第五电阻，所述第二电容的第一端接入所述音频模拟信号，所述第二电容第二端与所述第二电阻的第一端连接，所述第二电阻的第二端和所述第三电阻的第一端和所述第三运算放大器的第一输入端连接，所述第三电容的第一端接地，所述第三电容的第二端和所述第四电阻的第一端连接，所述第四电阻的第二端和所述第三运算放大器的第二输出端和所述第五电阻的第一端连接，所述第三运算放大器的第一差分信号输出单端和所述第三电阻的第二端共接作为所述音频前级放大电路的第一单端信号输出端，所述第三运算放大器的第二差分信号输出单端和所述第五电阻的第二端共接作为所述音频前级放大电路的第二单端信号输出端。

9.一种D类功放振荡器的频率调节方法，其特征在于，包括：

获取D类功放输入的音频模拟信号；

基于所述音频模拟信号的输入幅度，生成与所述音频模拟信号的输入幅度成比例关系的电流控制信号；

将所述电流控制信号与D类功放振荡器的基准电流叠加后输出到所述D类功放振荡器。

10.如权利要求9所述的D类功放振荡器的频率调节方法，其特征在于，所述基于所述音频差分信号的输入幅度，生成与所述音频差分信号的输入幅度成正比例关系的电流控制信号包括：

将所述音频模拟信号放大并转换为具有两个单端信号的音频差分信号；

比较所述音频差分信号的两个单端信号的电压峰值大小并生成比较结果；

根据所述比较结果输出电压峰值较大的单端信号；

将所述单端信号按正比例关系转换为电流控制信号。

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