CN110311604A

CN110311604A - 电动马达驱动装置

Info

Publication number: CN110311604A
Application number: CN201910209562.XA
Authority: CN
Inventors: 小俣隆士; 村田有里; 中村诚; 松原清隆; 野边大悟
Original assignee: Denso Corp; Toyota Motor Corp
Current assignee: Denso Corp; Toyota Motor Corp
Priority date: 2018-03-22
Filing date: 2019-03-19
Publication date: 2019-10-08
Anticipated expiration: 2039-03-19
Also published as: CN110311604B; US10784806B2; US20190296670A1

Abstract

一种电动马达驱动装置(100)，通过使用第一、第二逆变器(60、70)来控制具有端部是开放的两相以上的绕组(81、82、83)的电动马达(80)的驱动。控制单元(200)包括第一逆变器控制电路(201)和第二逆变器控制电路(202)。第一逆变器控制电路(201)基于扭矩指令对第一逆变器(60)产生第一电压指令，以作为输出电压指令。第二逆变器控制电路(202)构造成对第二逆变器(70)产生第二电压指令，以作为输出电压指令。控制单元(200)基于第一电压指令矢量和第二电压指令矢量确定合成电压指令，该合成电压指令包括对应于第一电压指令的dq坐标上的第一电压指令矢量与对应于第二电压指令的dq坐标上的第二电压指令矢量之间的纯相位差不为180°的情况。

Description

电动马达驱动装置

技术领域

本发明涉及一种电动马达驱动装置，用于通过两个逆变器来驱动电动马达。

背景技术

已知通过分别连接到交流电动机的开放式绕组的两端的两个逆变器的输出，来驱动具有高输出和高效率的交流电动马达。例如，日本专利文献JP 3352182中公开的逆变器设备组合了极性彼此相反的第一逆变器和第二逆变器的输出。

在该逆变器设备中，例如，施加到设计相同的两个逆变器的dq轴输出电压指令矢量具有相同的振幅和相反的极性，并且将两倍于一个逆变器的输出电压的电压施加到电动马达的绕组。

在本专利文献中，关于两个逆变器的电压指令矢量之间的相位差，将在未使一个矢量关于原点对称性进行反转时计算出的相位差定义为纯相位差。在两个逆变器的电压指令矢量的纯相位差为180°的情况下的动作被称为反向动作，而在两个逆变器的电压指令矢量的纯相位差不为180°的情况下的动作被称为非反向动作。该专利文献仅公开了针对反向动作的结构通过一般的PWM控制的理想状态下的控制理念，而并未清楚地公开具体控制内容。

另外，该专利文献在段落[0030]中公开了该技术的具体应用，以在电压指令矢量不具有相反极性且振幅和方向不同的情况下，向电动马达供给两个逆变器的输出电压的矢量和。然而，完全没有公开关于非反向动作的具体控制结构。

此外，关于包括反向动作和非反向动作在内的整个控制区域中的动作，专利文献没有公开用于例如在由各种因素引起的切换偏差发生时、在外部干扰输入时、或是在瞬态变化时连续地掌握系统控制状态的技术。因此，无法在掌握允许控制极限的余量的同时稳定地产生期望的所需输出和扭矩。

发明内容

本发明解决上述问题，其目的在于提供一种电动马达驱动装置，包括两个逆变器的电压指令矢量的纯相位差不为180°的情况在内，无论相位如何均能够在整个控制区域内掌握系统的控制状态。

根据本发明的一个方面，提供一种电动马达驱动装置，用于通过使用两个逆变器来控制具有两相以上绕组的电动马达的驱动，其中，每个绕组的两端都是开放的。电动马达驱动装置包括第一逆变器、第二逆变器和控制单元。第一逆变器具有多个第一开关元件，多个第一开关元件与绕组的各个相位对应地设置并连接到绕组的一端。第二逆变器具有多个第二开关元件，多个第二开关元件与绕组的各个相位对应地设置并连接到绕组的另一端。

控制单元包括第一逆变器控制电路和第二逆变器控制电路。第一逆变器控制电路和第二逆变器控制电路基于扭矩指令分别对第一逆变器和第二逆变器产生第一电压指令和第二电压指令，以作为输出电压指令。

控制单元构造成基于第一电压指令矢量和第二电压指令矢量确定指示第一逆变器和第二逆变器的输出的合成电压指令，上述合成电压指令包括对应于第一电压指令的dq坐标上的第一电压指令矢量与对应于第二电压指令的dq坐标上的第二电压指令矢量之间的纯相位差不为180°的情况。因而，无论相位如何，都能够在整个控制范围内掌握系统的控制状态。

优选地，控制单元包括合成电压指令计算单元，该合成电压指令计算单元构造成基于第一电压指令矢量和第二电压指令矢量的相位和振幅唯一地计算出合成电压指令矢量的相位和振幅。

具体而言，合成电压指令计算单元构造成分别在以下方程(1.1)和(1.2) 成立的情况下，通过以下方程(2.1)和(2.2)计算出合成电压指令矢量的相位，并通过以下方程(3)计算出合成电压指令矢量的振幅，其中，定义电压指令矢量的相位在以q轴正方向为参照的dq坐标上沿逆时针方向增大，分别将第一电压指令矢量的相位和振幅定义为Vθ1和Vamp1，分别将与第二电压指令矢量对称的第二电压反向矢量的相位和振幅定义为Vθ2r和Vamp2，分别将合成电压指令矢量的相位和振幅定义为Vθ和Vamp。

Vθ1＝Vθ2r或cos(Vθ1-Vθ2r)≠-Vamp1/Vamp2···(1.1)

Vθ1≠Vθ2r且cos(Vθ1-Vθ2r)＝-Vamp1/Vamp2···(1.2)

Vθ＝Vθ1-tan^-1[sin(Vθ1-Vθ2r)/{Vamp1/Vamp2+cos(Vθ1-Vθ2r)}]···(2.1)

Vθ＝Vθ1-90···(2.2)

Vamp＝Vamp1×cos(Vθ1-Vθ)+Vamp2×cos(Vθ-Vθ2r)···(3)。

更优选地，控制单元包括输出管理单元，该输出管理单元构造成基于由合成电压指令计算单元计算出的合成电压矢量的相位和振幅来管理第一逆变器和第二逆变器的输出特性和输出量。因而，能够在始终管理系统输出的同时高度准确且安全地执行系统动作。还能够掌握相对于输出限制的余量。

附图说明

图1是应用了根据各实施方式的电动马达驱动装置的系统的整体结构图；

图2是各实施方式中设置的控制单元的示意结构图；

图3是表示合成电压指令计算单元的结构的框图；

图4是用于对合成电压矢量的相位和振幅输出等式的推导进行说明的矢量图；

图5是表示各实施方式中的处理的流程图；

图6A和图6B是表示由反向动作和非反向动作获得的合成电压矢量的矢量图；

图7是表示在第一电压指令矢量固定且第二电压指令矢量的相位变化 360°的情况下的合成电压矢量的轨迹的图表；

图8是表示合成电压振幅相对于管理相位差的变化的图表；

图9是表示具有相同扭矩的合成电压矢量的相位变化的图表；

图10是表示合成电压矢量的相位与扭矩之间的关系的图表；

图11是根据第一实施方式的控制单元的框图；

图12A和图12B分别是在具有一个电源和一个逆变器的系统中的相位限制器映射以及在具有两个电源和两个逆变器的系统中的相位限制器映射；

图13是表示电压相位与扭矩之间的关系的图表；

图14是表示第一实施方式中的最佳相位控制的流程图；

图15是图14中的S25的子流程图；

图16是表示扭矩优先的时候的动作的时间表；

图17是表示电力优先的时候的动作的时间表；

图18是用于对第二实施方式中的控制理念进行说明的矢量图；

图19是定义合成电压振幅相对于转速和扭矩的关系的映射图；

图20是表示第二实施方式的运转的时间表。

具体实施方式

下文将参照附图，对电动马达驱动装置的多个实施方式进行描述。在以下实施方式中，对于大致相同的结构和功能部件标注相同的附图标记，从而简化描述。在以下描述中，第一实施方式和第二实施方式统称为本实施方式。在用于驱动电动发电机(下文称为MG)的系统中，本实施方式的电动马达驱动装置是用于对三相交流电动马达的驱动进行控制的装置，其中，上述电动发电机是混合动力车辆或电动车辆的驱动动力源。在本实施方式中，MG和MG控制装置对应于电动马达和电动马达驱动装置。

首先，将参照图1对多个实施方式共用的基本结构进行描述。图1表示双系统的整体结构，在该双系统中，两个电源和两个逆变器、即两个电源11、12 和两个逆变器60、70用于MG 80。MG 80是具有U相绕组81、V相绕组82 和W相绕组83的永磁体型同步三相交流电动马达。在应用于混合动力车辆的情况下，MG 80具有：作为电动马达的功能，所述电动马达产生用于驱动轮的扭矩；以及作为发电机的功能，所述发电机被从发动机或驱动轮传递来的车辆的动能所驱动以产生电力。

本实施方式的MG 80具有开放式绕组结构，在该开放式绕组结构中，三相绕组81、82、83的端点是开放的且彼此不连接。第一逆变器60的三相的输出端子分别连接到三相绕组81、82、83的一个(第一)开口端811、821、831。第二逆变器70的三相的输出端子分别连接到三相绕组81、82、83的另一个(第二)开口端812、822、832。旋转角度传感器85形成有分解器等，以检测MG 80的机械角度θm。机械角度θm通过控制单元200的电角度计算单元87转换为电角度θe。

第一电源11和第二电源12是彼此绝缘的两个独立电源。这些电源11、 12中的每一个是可充电和可放电的电力储存设备，其是诸如镍氢型、锂离子型或双电层电容器之类的二次电池。例如，输出型锂离子电池可用于第一电源11，而电容式锂离子电池可用于第二电源12。分别从两个电源11向两个逆变器60、 70独立地供给直流电。第一电源11能够经由第一逆变器60而与MG 80交换电力。第二电源12能够经由第二逆变器70而与MG 80交换电力。

电力被从第一电源11经由第一逆变器60供给至MG 80。电力被从第二电源12经由第二逆变器70供给。U相电压VU1、V相电压VV1和W相电压 VW1施加到三相绕组81、82、83的第一逆变器60侧。U相电压VU2、V相电压VV2和W相电压VW2施加到三相绕组81、82、83的第二逆变器60侧。

电流传感器84设置于从第一逆变器60至MG 80的电力供给路径，例如用于对供给至三相绕组81、82、83的相电流进行检测。在图1的示例中，对 V相电流Iv和W相电流Iw进行检测。然而，可对任意两相电流或所有三相电流进行检测。此外，电流传感器84可设置于从第二逆变器70至MG 80的电力供给路径，或者设置于第一逆变器60和第二逆变器70的两个路径。

第一电容器16连接在正(高电位)侧导体P1与负(低电位)侧导体N1 之间。第二电容器17连接在正(高电位)侧导体P2与负(低电位)侧导体 N2之间。第一电压传感器18设置成对从第一电源11输入到第一逆变器60的输入电压VH1进行检测。第二电压传感器19设置成对从第二电源12输入到第二逆变器70的输入电压VH2进行检测。

第一逆变器60、第二逆变器70及用于MG控制装置100的控制单元200 与驱动器电路67、77在一起。第一逆变器60具有六个第一开关元件61～66，六个第一开关元件61～66与绕组81、82、83的各个相对应地设置并以桥接形式连接。开关元件61、62、63是第一逆变器60的U相高侧开关元件、V相高侧开关元件、W相高侧开关元件。开关元件64、65、66是第一逆变器60的U 相低侧开关元件、V相低侧开关元件、W相低侧开关元件。第二逆变器70具有六个第二开关元件71～76，六个第二开关元件71～76与绕组81、82、83 的各个相对应地设置并以桥接形式连接。开关元件71、72、73是第二逆变器 70的U相高侧开关元件、V相高侧开关元件、W相高侧开关元件。开关元件 74、75、76是第二逆变器70的U相低侧开关元件、V相低侧开关元件、W相低侧开关元件。

开关元件61～66和开关元件71～76中的每一个形成有例如IGBT。使电流从低电位侧流向高电位侧的续流二极管并联连接到每个开关元件。为了防止高电位侧导体P1、P2与低电位侧导体N1、N2之间短路，每个相的高侧开关元件和低侧开关元件不会同时接通，而是互补地接通和断开。也就是说，每个相中的开关元件被控制成：当高侧开关元件和低侧开关元件中的另一个处于断开状态时，高侧开关元件和低侧开关元件中的一个处于接通状态。

控制单元200包括微型计算机等，尽管未示出，但内部包括CPU、ROM、 RAM、I/O和用于连接这些组件的总线等。控制单元200通过执行软件处理或硬件处理来执行所需控制。可通过使CPU执行程序来实施软件处理，该程序对应于电角度计算、第一逆变器控制和第二逆变器控制的功能，其分别表示为功能单元87、201、201。程序可预先存储于诸如ROM之类的存储器设备，即，储存于可读非暂时性有形存储介质。硬件处理可由专用电子电路实施。

控制单元200包括第一逆变器控制电路201和第二逆变器控制电路202。第一逆变器控制电路201构造成基于扭矩指令trq*和检测值的信息，对第一逆变器60产生第一电压指令，以作为输出电压指令。第二逆变器控制电路202 构造成对第二逆变器70产生第二电压指令，以作为输出电压指令。将诸如相电流Iv、Iw、电角度θe和输入电压VH1、VH2之类的信息等被输入到逆变器控制电路201、202。第一驱动器电路67基于由第一逆变器控制电路201产生的第一电压指令，将栅极信号输出到第一逆变器60。第二驱动器电路77基于由第二逆变器控制电路202产生的第二电压指令，将栅极信号输出到第二逆变器70。

图2表示控制单元200的总体结构。第一逆变器控制电路201和第二逆变器控制电路202可分别设置于单独的微型计算机中，或者可设置于一个共用的微型计算机。每个逆变器控制电路201、202产生独立且同等的电压指令，以驱动双系统。

由于MG 80是共用的，因此，角度(具体而言，电角度θe)和三相电流的检测值可与由控制单元200获取的信息共用。然而，如虚线所示，多个电流传感器84和多个旋转角度传感器85可设置成使得每个逆变器控制电路201、 202可获取相应的检测值。基于电角度θe、电流反馈控制以及通过由dq轴电流计算出的估算扭矩进行的扭矩反馈控制等，从三相电流向dq轴电流的坐标转换在电动马达控制领域是公知的，因此不再详细描述。逆变器控制电路201、 202分别通过dq控制对第一逆变器60产生第一电压指令矢量，对第二逆变器 70产生第二电压指令矢量。

在日本专利JP 3352182所公开的现有技术中，通过执行反向动作来叠加两个逆变器的输出，在该反向动作中，使施加到两个逆变器的电压指令矢量极性相反。尽管该技术对于最大化输出是有效的，但不一定期望执行180°反向动作。例如，若各种传感器的采样时刻、微型计算机的控制时刻或是由逆变器控制电路共享的信息存在差异，则不创建180°反向切换。这种差异可能会影响逆变器输出。

也就是说，可能期望执行非反向动作，在该非反向动作中，两个电压指令矢量之间的纯相位差不为180°。在非反向动作中，当两个电压指令矢量的相位相同且纯相位差为0°时，两个逆变器60、70的输出抵消。特别是，当电压指令矢量的振幅相等时，矢量和变为0并且MG 80不被驱动，因此，电压命令矢量可实际上被排除。

因此，在本实施方式中，在dq坐标系上，每个逆变器60、70的电压指令矢量由相位和振幅几何表示，并且推导出唯一确定逆变器60、70的系统输出、即合成电压指令的输出方程。通过使用该输出方程，控制单元200可在始终管理系统输出的同时，始终以高精度和稳定性驱动电动马达。

接着，将参照图3和图4，对合成电压指令进行描述。如图3所示，控制单元200包括合成电压指令计算单元203和输出管理单元204。在本说明书中，将第一电压指令矢量和第二电压指令矢量称为第一电压矢量V1和第二电压矢量V2而不使用“指令”。在图4中，第一电压矢量V1由单点划线的箭头表示，而第二电压矢量V2由实线的箭头表示。与第二电压矢量V2相对于原点O对称的第二电压反向矢量V2r由虚线表示。通过组合第一电压矢量V1与第二电压反向矢量V2r而确定的合成电压矢量V由框箭头表示。

另外，每个矢量的相位和振幅由以下符号表示。每个电压相位定义为在以 q轴正方向为参照的dq坐标上沿逆时针方向增大，并且以[°(度)]为单位表示。

Vθ1：第一电压矢量V1的相位

Vamp1：第一电压矢量V1的振幅

Vθ2：第二电压矢量V2的相位

Vθ2r(＝Vθ2－180)：第二电压反向矢量V2r的相位

Vamp2：第二电压矢量V2和第二电压反向矢量V2r的振幅

Vθ：合成电压矢量V的相位

Vamp：合成电压矢量V的振幅

如上所述，第二电压矢量V2与第二电压反向矢量V2r的振幅Vamp2相等，并且第二电压反向矢量V2r的相位Vθ2r是通过从第二电压矢量V2的相位Vθ2减去180确定得到的值。

在图3中，合成电压指令计算单元203从第一逆变器控制电路201获取 dq轴电压指令vd1、vq1，并将该dq轴电压指令vd1、vq1转换为第一电压矢量V1的相位Vθ1和振幅Vamp1。合成电压指令计算单元203还从第二逆变器控制电路202获取dq轴电压指令vd2、vq2，并将该dq轴电压指令vd2、vq2 转换为第二电压矢量V2的相位Vθ2和振幅Vamp2。合成电压指令计算单元 203还对来自第二电压矢量V2的相位Vθ2的第二电压反向矢量V2r的相位 Vθ2r进行计算。

然后，合成电压指令计算单元203通过以下输出方程计算合成电压矢量V 的相位Vθ和振幅Vamp。当方程(1.1)成立时，通过方程(2.1)计算出合成电压矢量V的相位Vθ，并且当方程(1.2)成立时，通过方程(2.2)计算出合成电压矢量V的相位Vθ。此外，通过方程(3)计算出合成电压矢量V的振幅Vamp。

Vθ1＝Vθ2r或cos(Vθ1-Vθ2r)≠-Vamp1/Vamp2···(1.1)

Vθ1≠Vθ2r且cos(Vθ1-Vθ2r)＝-Vamp1/Vamp2···(1.2)

Vθ＝Vθ1-tan^-1[sin(Vθ1-Vθ2r)/{Vamp1/Vamp2+cos(Vθ1-Vθ2r)}]···(2.1)

Vθ＝Vθ1-90···(2.2)

Vamp＝Vamp1×cos(Vθ1-Vθ)+Vamp2×cos(Vθ-Vθ2r)···(3)

输出管理单元204基于由合成电压指令计算单元203计算出的合成电压矢量V的相位Vθ和振幅Vamp，来管理两个逆变器60、70的输出特性和输出量。例如，如下所述，输出管理单元204计算出合成电压矢量V的最佳相位，在该最佳相位处，MG 80的扭矩变为最大或是两个逆变器60、70的电力接近目标值。输出管理单元204管理第一电压矢量V1和第二电压矢量V2中的至少一个的相位，以使其提前或延迟，从而使合成电压矢量V的相位Vθ变为最佳相位。

在本实施方式中，能够基于通过使用输出方程(2.1)、(2.2)、(3)计算出的合成电压矢量V，选择性地使用具有输出优先型特性的反向动作和具有效率优先型特性的非反向动作，同时掌握当前系统输出并维持输出。因此，能够灵活地改变可由两个逆变器60、70实现的效果的范围和类型。另外，能够通过实施基于合成电压矢量V的扭矩限制和输出限制，容易地掌握系统输出限制的余量，并使系统稳定地动作。稍后将对输出方程的详细含义进行描述。

接着，将对推导方程(2.1)、(2.2)、(3)的过程进行描述。如图4 所示，第一电压矢量V1假定为在其位于从第二电压矢量V2沿顺时针方向旋转的位置且与第二电压反向矢量V2r重叠的情况下，位于从第二电压反向矢量 V2r沿逆时针方向旋转的范围内。在与上述区域相反的区域中，假定存在第二电压矢量V2。在将Vθ1、Vθ2r定义为处于0≤Vθ1＜360和-180≤Vθ2r＜180的范围内的情况下，Vθ1≥Vθ2r的关系成立。

在图4中，假定为dq坐标原点为O，则第二电压矢量V2的端点为A，第一电压矢量V1的端点为B，合成电压矢量V的端点为C，第二电压反向矢量V2r的端点为D。定义直线AB为矢量Vshift，矢量Vshift与合成电压矢量 V(即直线OC)平行。从原点O划到直线AB的垂直线表示为OP。

在三角形OAB中，角度∠OAB被假定为α(0≤α＜180)，角度∠OBA 被假定为β(0≤β＜180)。由于角度∠DOC是角度∠OAB的同位角，因此该角度∠DOC等于α。由于角度∠COB是角度∠OBA的内错角，因此该角度 ∠COB等于β。因此，以下方程(4.1)和(4.2)成立。由方程(4.1)和(4.2) 推导出以下方程(4.3)。在Vθ＝Vθ1＝Vθ2r的情况下，α＝β＝0成立。

α＝Vθ-Vθ2r···(4.1)

β＝Vθ1-Vθ···(4.2)

α+β＝Vθ1-Vθ2r···(4.3)

因此，通过计算三角形OPA和三角形OPB中的直线AB的长度，从而推导出合成电压矢量V的振幅Vamp的输出方程(3)。

Vamp＝Vamp1×cosβ+Vamp2×cosα

＝Vamp1×cos(Vθ1-Vθ)+Vamp2×cos(Vθ-Vθ2r)···(3)

由于直线OP长度的方程(5)成立，因此，第一电压矢量V1与第二电压矢量V2之间的振幅比(Vamp1/Vamp2)由以下方程(6.1)表示。方程(5) 也由正弦定理推导出。

Vamp1×sinβ＝Vamp2×sinα···(5)

Vamp1/Vamp2＝sinα/sinβ＝sin{(Vθ1-Vθ2r)-β}/sinβ

＝{sin(Vθ1-Vθ2r)×cosβ-cos(Vθ1-Vθ2r)×sinβ}/sinβ

＝{sin(Vθ1-Vθ2r)×cosβ/sinβ-cos(Vθ1-Vθ2r)···(6.1)

在方程(1.1)成立的情况下，cosβ≠0，即β≠90，从而方程(6.1)改写为方程(6.2)。另一方面，当方程(1.2)成立时，cosβ＝0，即β＝90。

Vθ1＝Vθ2r或cos(Vθ1-Vθ2r)≠-Vamp1/Vamp2···(1.1)

Vθ1≠Vθ2r且cos(Vθ1-Vθ2r)＝-Vamp1/Vamp2···(1.2)

Vamp1/Vamp2＝sin(Vθ1-Vθ2r)/tanβ-cos(Vθ1-Vθ2r)···(6.2)

通过重排方程(6.2)，从而获得关于tanβ的方程(7)和关于角度β的方程(8)。假设0≤β<180且β≠90，则角度β由方程(8)唯一确定。

Tanβ＝sin(Vθ1-Vθ2r)/{Vamp1/Vamp2+cos(Vθ1-Vθ2r)}···(7)

β＝tan^-1[sin(Vθ1-Vθ2r)/{Vamp1/Vamp2+cos(Vθ1-Vθ2r)}]···(8)

在方程(1.1)成立的情况下，由方程(4.2)和(8)推导出方程(2.1)。在方程(1.2)成立的情况下，由方程(4.2)推导出方程(2.2)。如上所述，推导出合成电压矢量V的相位Vθ的输出方程(2.1)和(2.2)。

Vθ＝Vθ1-β

＝Vθ1-tan^-1[sin(Vθ1-Vθ2r)/{Vamp1/Vamp2+cos(Vθ1-Vθ2r)}]···(2.1)

Vθ＝Vθ1-β＝Vθ1-90···(2.2)

如上所述，本实施方式的控制单元200根据分别被向逆变器60、70指令的电压矢量V1、V2的相位Vθ1、Vθ2和振幅Vamp1、Vamp2，计算出合成电压矢量V的相位Vθ和振幅Vamp。

在图5的流程图中示出在本实施方式中执行的处理。当MG 80驱动时，重复该处理例程。在一些流程图中，符号S表示步骤。在S11中，第一逆变器控制电路201和第二逆变器控制电路202分别计算出施加到第一逆变器60的 dq轴电压指令vd1、vq1和施加到第二逆变器70的dq轴电压指令vd2、vq2。在S12中，dq轴电压指令被转换为电压矢量的相位Vθ1、Vθ2和振幅Vamp1、 Vamp2。

合成电压指令计算单元203基于输出方程(2.1)和(2.2)在S13中计算出合成电压矢量V的相位Vθ，并基于输出方程(3)计算S14中计算出合成电压矢量V的振幅Vamp。输出管理单元204在S20中管理输出特性和输出量。稍后将对S20的细节进行描述。

接着，将参照图6A、6B至图10，对输出方程的重要性或从输出方程获得的认识进行描述。图6A和图6B表示合成电压矢量V的端点的轨迹。由于将电压矢量的起始点确定为原点，因此，矢量的端点的轨迹将简写为矢量的轨迹。另外，将第一电压矢量V1与第二电压矢量V2之间的相位差(Vθ1-Vθ2) 定义为纯相位差，并将第一电压矢量V1与第二电压反向矢量V2r之间的相位差(Vθ1-Vθ2r)定义为管理相位差ΔVθ。管理相位差的绝对值|ΔVθ|定义在0°≤|Δθ|≤180°的范围内。在以下实施方式中，假设Vθ1≥Vθ2r且ΔVθ≥0。

图6A表示在反向动作的情况下的合成电压矢量V。在反向动作中，管理相位差ΔVθ(＝Vθ1-Vθ2r)为0°，而纯相位差(Vθ1-Vθ2)为180°。此时，合成电压矢量的相位Vθ为Vθ＝Vθ1＝Vθ2r。由于在方程(3)中cos0＝1，因此，如方程(9)所示，合成电压矢量的振幅Vamp为第一电压矢量V1的振幅Vamp1 与第二电压反向矢量V2r的振幅Vamp2之和。

Vamp＝Vamp1×cos0+Vamp2×cos0＝Vamp1+Vamp2···(9)

如上所述，以半径(Vamp1+Vamp2)的电压圆绘制反向动作中的合成电压矢量V的轨迹。因此，输出矩形波电压，其等效于包括一个电源和使用尽可能多的电源电压的一个逆变器的单系统的结构。因此，在电力输出优先的情况下，优选控制单元200计算出电压指令，以使逆变器60、70执行反向动作。

图6B表示在非反向动作的情况下的合成电压矢量V，在该非反向动作中，管理相位差ΔVθ不为0°，即纯相位差不为180°。合成电压矢量V的振幅Vamp 小于两个电源的电压和(Vamp1+Vamp2)。因此，以图6A的最大电压圆内的圆绘制合成电压矢量V的轨迹。

在这种情况下，取决于电源电压的合成电压无法再增大。因此，控制单元 200通过弱磁控制使电压相位Vθ提前，以增大负侧的d轴电流，从而将扭矩收敛在等扭矩线上。因此，认为有必要设定对合成电压矢量V的相位Vθ进行限制的相位限制。在效率优先的情况下，优选通过非反向动作来操纵电压矢量 V1、V2的相位Vθ1、Vθ2，从而优化合成电压矢量V的相位Vθ。

图7以实线圆圈表示在第一电压矢量V1固定且第二电压矢量V2的相位 Vθ2改变360°的情况下的合成电压矢量V的轨迹，其中，假设在两个电源和两个逆变器的双系统的结构中，两个电源的电压相等、即电压指令矢量的振幅相等(Vamp1＝Vamp2)。作为比较例，以虚线圆圈表示一个电源和一个逆变器的单系统的结构中的最大电压圆。合成电压矢量V的轨迹在管理相位差ΔVθ 为180°的情况下穿过原点O，并且在管理相位差ΔVθ为0°的情况下穿过最大电压圆上的点Q。因此，与电压相位Vθ的变化对应地，合成电压矢量V的振幅Vamp从0变化为电压矢量V1、V2的振幅Vamp1(＝Vamp2)的两倍。

图8表示基于方程(3)的合成电压矢量V的振幅Vamp与管理相位差ΔVθ (＝Vθ1-Vθ2r)之间的关系。在图8中，不仅示出关于Vθ1-Vθ2r≥0的情况，而且还示出关于Vθ1-Vθ2r＜0的情况下的关系。随着管理相位差的绝对值|ΔVθ| 从0°接近180°，振幅Vamp单调减小。在管理相位差的绝对值|ΔVθ|为0°的情况下，振幅Vamp在(Vamp1+Vamp2)处变为最大。在管理相位差的绝对值 |ΔVθ|为180°的情况下，振幅Vamp在(Vamp1－Vamp2)处变为最小。在电压矢量V1、V2的振幅Vamp1、Vamp2相等的情况下，合成电压矢量V的振幅 Vamp在管理相位差的绝对值|ΔVθ|为0°时变为每个逆变器的电压振幅Vamp1 (＝Vamp2)的两倍，在管理相位差的绝对值|ΔVθ|为180°时变为0。

图9表示合成电压矢量V的每个振幅Vamp的相位Vθ与扭矩trq之间的关系。扭矩trq由基于合成电压矢量V的相位Vθ和振幅Vamp、MG转速ω、极对数p、反电动势电压常数Φ、以及dq轴自感Ld、Lq的方程(10)表示。

trq＝(pΦVamp)×(sinVθ)/ωLd+p(Ld-Lq)Vamp²×(sin2Vθ)/2ω²LdLq···(10)

由图9可知，相等扭矩输出所需的相位Vθ随着电压振幅Vamp减小而增大。即，为了维持扭矩trq恒定，当电压振幅Vamp减小时，需要与弱磁控制对应地提前电压相位Vθ。

图10示出合成电压矢量V的相位Vθ与使输出最大化的矩形波输出处的扭矩trq之间的关系。扭矩trq由合成电压矢量V的相位Vθ确定。正扭矩对应于动力运行动作，负扭矩对应于再生动作。相位控制范围从最小扭矩相位 Vθmin到对应于MG最大性能点的最大扭矩相位Vθmax，其中，在上述最小扭矩相位Vθmin处，负扭矩在再生时变为最小，在上述最大扭矩相位Vθmax处，正扭矩在动力运行时变为最大。合成电压矢量V的相位Vθ只能在相位控制范围内进行设定。当相位Vθ超过相位控制范围时会发生控制发散。根据图10，能够容易地掌握系统输出限制的余量，由此通过基于合成电压矢量V实施扭矩限制和输出限制，使系统稳定地动作。

如上所述，在本实施方式中，能够通过使用输出方程(2.1)和(2.2)来管理合成电压矢量V的输出特性和输出量，并根据动作要求来选择性地使用反向动作和非反向动作，灵活地设定可由两个逆变器60、70实现的效果的范围和类型。此外，日本专利公开第2017-175700A号公开了一种电压多级调平技术，将两个三相逆变器的动作组合以切换五级绕组端电压。在本实施方式中，通过任意改变两个逆变器60、70的动作，能够容易地实现电压多级调平。

接着，将针对每个实施方式，对由输出管理单元204执行的具体管理方法进行描述，其中，上述输出管理单元204用于管理输出特性和输出量。输出管理单元204将合成电压矢量V的相位Vθ控制为最佳相位，特别是在高输出区域中。此外，输出管理单元204在限制范围内优化管理相位差ΔVθ。在实施方式的以下描述中，将管理相位差ΔVθ简称为相位差ΔVθ。此外，将第一电压矢量V1的相位Vθ1称为第一电压相位Vθ1，将第二电压矢量V2的相位Vθ2 称为第二电压相位Vθ2，将第二电压反向矢量V2r的相位Vθ2r称为第二电压反向相位Vθ2r。另外，将合成电压矢量V的相位Vθ称为合成电压相位Vθ，将合成电压矢量V的振幅Vamp称为合成电压振幅Vamp。

(第一实施方式)

将参照图11至图17，对第一实施方式进行描述。图11表示控制单元200 的示例性结构。在控制单元200中，两个逆变器控制电路201、202中的一个和另一个分别管理MG 80的扭矩和电力。在图11的结构示例中，第一逆变器控制电路201通过相对于扭矩指令trq*的反馈控制来管理扭矩。第二逆变器控制电路202基于两个逆变器60、70的目标电力分配比或第二逆变器70的目标电量来管理电力。通过使两个逆变器控制电路201、202共享管理，MG 80可以输出与扭矩指令trq*相应的扭矩，并且适当地管理两个电源11、12的电力供给状态。

图11主要表示与输出到两个逆变器60、70的电压矢量的相位Vθ1、Vθ2 的计算相关的结构，但未示出与电压振幅Vamp1、Vamp2的计算相关的结构。通过串行通信在第一逆变器控制电路201与第二逆变器控制电路202之间相互通信。

将扭矩指令trq*从例如未示出的更高电平ECU的扭矩指令计算单元输入到第一逆变器控制电路201。扭矩减法器32计算出扭矩指令trq*与实际输出的实际扭矩trq_real之间的扭矩偏差。反馈控制器33对于第一电压相位Vθ1执行PI(比例和积分)计算，使得扭矩偏差朝零减小。待反馈的实际扭矩trq_real 可以是直接检测到的扭矩检测值或基于由电流传感器检测到的电流估算出的扭矩估算值。基于由反馈控制器33计算出的第一电压相位Vθ1来控制第一逆变器60的切换动作。第一电压相位Vθ1传递到第二逆变器控制电路202的相位计算器36。

第二逆变器控制电路202的电力控制器50计算出相位差ΔVθ(＝Vθ1－ Vθ2r)，使得两个逆变器60、70的实际电力分配比遵循目标电力分配比，或者使得第二逆变器70的实际电量遵循目标电量。相位计算器36基于由以下方程(11)定义的第一电压相位Vθ1和相位差ΔVθ来计算出第二电压相位Vθ2，并输出计算出的相位Vθ2。应当注意，相位计算器36可构造成输出第二电压反向相位Vθ2r，而第二逆变器70可构造成基于第二电压反向相位Vθ2r执行切换动作。

Vθ2＝Vθ2r+180＝Vθ1-ΔVθ+180···(11)

以这种方式，第一逆变器控制电路201通过相对于扭矩指令trq*的实际扭矩trq_real的反馈控制来管理MG 80的扭矩，而第二逆变器控制电路202管理分配比率或供给至两个逆变器60、70的电量。位于扭矩管理侧的第一逆变器控制电路201的控制参数是第一电压相位Vθ1，而位于电力管理侧的第二逆变器控制电路202的控制参数是相位差ΔVθ。注意，第一逆变器控制电路201与第二逆变器控制电路202的动作可互换。

以下，将与一个电源和一个逆变器的单系统比较，对根据本实施方式的最佳相位的推导进行描述。由关于扭矩的方程(10)和图9、图10可知，需要基于MG 80的电压振幅Vamp和转速ω将电压相位Vθ限制在上限与下限内，以使MG 80的扭矩最大化而没有控制故障。这对于单系统也是如此。然而，在具有两个电源和两个逆变器的双系统中，两个电压矢量V1、V2的各种组合模式会产生困难。

图12A表示数据集的相位限制器映射，其定义一个电源和一个逆变器的单系统中的电压振幅Vamp、转速ω和极限相位Vθlim之间的关系。由相位限制器映射限制的参数是作为控制参数的电压相位Vθ本身。在一个电源和一个逆变器的单系统中，只要电源的输入电压VH不波动，则电压振幅Vamp基本上是恒定的。当电压振幅Vamp恒定时，极限相位Vθlim设定为随着转速ω增大而减小。

控制开始时的初始极限相位Vθlim_st由映射中的实线定义，初始转速ω_st 处的极限相位Vθlim_st由黑色圆圈表示。当电压振幅Vamp从大值减小到小值时，极限相位Vθlim由映射中的虚线定义。也就是说，极限相位Vθlim被控制为与限制下的电压振幅Vamp的减小或者是转速ω的增大相应地从黑色圆圈的点变为白色圆圈的点。

图12B表示具有两个电源和两个逆变器的双系统中的相位限制器映射。该映射本身与单系统的映射类似。基于相位限制器映射限制下的电压振幅 Vamp和使用相位限制器映射的转速ω受到限制的参数是合成电压相位Vθ。另一方面，双系统的控制单元200的控制参数是第一电压相位Vθ1和相位差 ΔVθ。即，作为双系统中的控制参数的第一电压相位Vθ1和相位差ΔVθ不受直接限制。

假定为在ΔVθ≠0且Vθ2r＜Vθ1的情况下，第一电压相位Vθ1、第二电压反相Vθ2r和合成电压相位Vθ具有Vθ2r＜Vθ＜Vθ1的关系。在图12B中，初始第一电压相位的极限相位Vθ1lim由黑色正方形表示，而通过从第一电压相位的极限相位Vθ1lim减去相位差ΔVθ而获得的第二电压反向相位Vθ2r由黑色三角形表示。因此，在位于扭矩管理侧的第一逆变器控制电路201中，需要将合成电压相位Vθ的极限相位Vθlim的变化反映在第一电压相位的极限相位 Vθ1lim上。

图13表示相位与扭矩之间的关系。如图10所示，正扭矩在动力运行时的最大扭矩相位Vθmax处变为最大，并且在正扭矩超过最大扭矩相位Vθmax且偏离相位控制范围时，控制发生故障。因此，在增大合成电压的相位Vθ时，合成电压的极限相位Vθlim设定为略小于最大扭矩相位Vθmax的相位、即比最大扭矩相位Vθmax小余量δ的相位，使得合成电压的相位Vθ不超过最大扭矩相位Vθmax。根据相位差ΔVθ的值，第一电压相位Vθ1可超过图13所示的最大扭矩相位Vθmax。

在控制开始时，合成电压V的初始极限相位Vθlim_st设定在由实线表示的扭矩曲线中的黑色圆点处，该初始极限相位Vθlim_st略小于最大扭矩相位 Vθmax_st。此外，第一电压相位的极限相位Vθ1lim_st设定在黑色方点处。此后，由于合成电压振幅Vamp的减小和转速ω的增大，新的合成电压极限相位 Vθlim设定在由虚线表示的扭矩曲线上的白色圆点处。反映这种变化，第一电压相位的新的极限相位Vθ1lim设定在白色方点处。

因而，在位于扭矩管理侧的第一逆变器控制电路201中，可在避免控制故障的同时实现最大扭矩。具体而言，根据基于图12B的映射的合成电压振幅 Vamp和转速ω来计算出合成电压极限相位Vθlim。应当注意，可以直接求解由方程(2.1)、(2.2)、(3)定义的合成电压矢量方程和由方程(10)定义的扭矩方程的联立方程。

基于由方程(2.1)、(2.2)定义的合成电压矢量方程来计算出第一电压相位的极限相位Vθ1lim。更具体而言，分别在方程(1.1)、(1.2)的条件下，通过以下方程(12.1)、(12.2)计算出第一电压相位的极限相位Vθ1lim。在方程(12.1)中，将(Vθ1-V2θr)改写为相位差ΔVθ。

Vθlim＝Vθlim+tan^-1[sin(Vθ1-Vθ2r)/{Vamp1/Vamp2+cos(Vθ1-Vθ2r)}]

＝Vθlim+tan^-1[sin(ΔVθ)/{Vamp1/Vamp2+cos(ΔVθ)}]···(12.1)

Vθlim＝Vθlim+90···(12.2)

使用第一电压相位Vθ1和相位差ΔVθ作为控制参数，对位于电力管理侧的第二逆变器控制电路202中的第二电压反向相位Vθ2r进行控制。位于电力管理侧的第二电压反向相位Vθ2r的变化相对于位于扭矩管理侧的第一电压相位Vθ1足够慢。因此，通过使用合成电压矢量方程，无论电力管理侧的控制模式如何，都能够计算出第一电压相位的极限相位Vθlim。利用上述控制，能够通过防止至少合成电压相位Vθ超过极限相位Vθlim来避免控制故障。

当相位差的绝对值|ΔVθ|接近180°时，合成电压振幅Vamp如图8所示减小，MG 80的最大扭矩减小。下文将优先MG 80的扭矩最大化称为扭矩优先，并且将优先两个逆变器的电力控制为目标值称为电力优先。可首先固定地确定是扭矩优先还是电力优先。替代地，可每次根据诸如温度、SOC和设置成两个电源11、12的电池的充电/放电电能(Win/Wout)之类的电源状态以及诸如车速和加速器位置之类的车辆状态来进行选择。

在本实施方式中，根据扭矩和电力中的哪一个优先来控制相位差ΔVθ。具体而言，在扭矩优先的情况下，输出管理单元204将相位差上限ΔVθlim设定为0，以防止因相位差ΔVθ在第一电压相位Vθ1的限制期间的增大而导致第一电压相位Vθ1进一步受限。另一方面，在电力优先的情况下，输出管理单元 204将相位差上限ΔVθlim设定为第一限制时间的值，即，合成电压相位第一次超过极限相位Vθlim的那个相位差ΔVθ。这使得能够根据需要可变地控制相位差ΔVθ。此外，即使在因扭矩或转速的瞬态变化期间引起的通信延迟而导致识别出的电压偏离的情况下，也能够保护合成电压相位Vθ不超过极限相位 Vθlim。

接着，将参照图14和图15的流程图，对根据第一实施方式的最佳相位控制进行描述。图14中的S11至S14与图5中的S11至S14相同。在S21至S26 中更详细地示出图5中的输出特性和输出量管理的S20。在S21中，输出管理单元204根据合成电压振幅Vamp和转速ω计算出合成电压矢量V的极限相位Vθlim。在S22中，通过方程(12.1)、(12.2)计算出第一电压相位Vθ1 的极限相位Vθlim。然后，在S23中，将第一电压相位Vθ1限制为等于或小于极限相位Vθ1lim。

优选地，在S21之后，以与S22及S23并行的关系执行S24至S26。在 S24中，检查合成电压相位Vθ是否超过极限相位Vθlim。在合成电压相位Vθ 超过极限相位Vθlim的情况下，在S24中判断为“是”并执行S25。在S25中，输出管理单元204计算出相位差ΔVθ的上限ΔVθlim。

如图15所示，待计算的相位差上限ΔVθlim根据是扭矩优先还是电力优先而不同。在扭矩优先于电力的情况下，在S251中判断为“是”。然后，在S252 中，将相位差ΔVθ的上限ΔVθlim计算为0，即，第一电压相位Vθ1与第二电压反向相位Vθ2r彼此同相。另一方面，在电力优先于扭矩的情况下，在S251 中判断为“否”。然后，将相位差上限ΔVθlim计算为初始限制时间的值。也就是说，将合成电压相位Vθ第一次超过极限相位Vθlim时的相位差ΔVθ的值固定为相位差上限ΔVθlim。

再次参照图14，在S26中，将相位差ΔVθ限制为上限ΔVθlim或更小的值。在第二电压反向相位Vθ2r大于第一电压相位Vθ1的情况下，可用相位差的绝对值|ΔVθ|来代替S25和S26中的相位差ΔVθ。在合成电压相位Vθ等于或小于极限相位Vθlim的情况下，在S24中判断为“否”，并且不执行S25和S26。在MG 80被驱动的同时反复执行图14的处理。然后，反复进行S25和S26中的处理，直到合成电压相位Vθ变为等于或小于极限相位Vθlim并且在S24中判断为“否”。

接着，将参照图16和图17的时间表，对第一实施方式的示例性动作进行描述。图16表示扭矩优先时的示例性动作，而图17表示电力优先时的示例性动作。在每张图的顶行，扭矩指令trq*由虚线表示，而实际扭矩trq_real由实线表示。在第二行，相位差指令ΔVθcom由短虚线表示，相位差上限ΔVθlim 由长虚线表示，极限相位差ΔVθ由实线表示。在第三行，输入电压之和(VH1 +VH2)由虚线表示，合成电压振幅Vamp由实线表示。在第四行，相位限制标志由实线表示。在底行，合成电压相位Vθ由实线表示，合成电压极限相位 Vθlim由长虚线表示，第一电压相位Vθ1由单点划线表示，而第二电压反向相位Vθ2r由双点划线表示。

首先将参照图16，对扭矩优先时的示例性动作进行描述。在图16中，相位差指令ΔVθcom恒定且大于0，并且扭矩指令trq*随时间而增大，随后减小。另外，将相位差上限ΔVθlim设定为0。在时间ta1之前，合成电压相位Vθ小于极限相位Vθlim，相位限制标志为断开，并且相位差指令ΔVθcom不受限制。第一电压相位Vθ1、第二电压反向相位Vθ2r以及合成电压相位Vθ随着时间大致平行地增大。此时，合成电压振幅Vamp小于输入电压之和(VH1+VH2)。另外，实际扭矩trq_real等于扭矩指令trq*。

当扭矩指令trq*逐渐增大时，合成电压相位Vθ也在时间ta1处逐渐增大并超过极限相位Vθlim。以此为触发，接通相位限制标志，开始对相位差指令 ΔVθcom进行限制。此时，由于突然改变相位会对矩形波控制特性造成干扰，因此，相位逐渐改变为随时间减小。其结果是，在从时间ta1到时间ta2的时段I期间，极限相位差ΔVθ朝向作为相位差上限ΔVθlim的0减小。

当极限相位差ΔVθ在时间ta2变为0时，合成电压振幅Vamp变为等于输入电压之和(VH1+VH2)。此后，在从时间ta2到时间ta3的时段II中，极限相位差ΔVθ维持在0处，而合成电压振幅Vamp继续保持不变。此外，实际扭矩trq_real变为小于扭矩指令trq*的恒定值。另一方面，在时段II期间，扭矩指令trq*从增大变为减小。

当合成电压相位Vθ在时间ta3开始减小时，将相位限制标志断开，并将对相位差指令ΔVθcom的限制取消。然后，为了避免因相位的突然变化对矩形波控制特性造成干扰，在从时间ta3到时间ta4的时段期间，极限相位差ΔVθ 从0朝向相位差指令ΔVθcom增大。此时，合成电压振幅Vamp从输入电压之和(VH1+VH2)开始减小。在时间ta4，极限相位差ΔVθ返回至相位差指令 ΔVθcom。在时间ta4之后，极限相位差ΔVθ返回至与时间ta1之前相同的无限制状态。

在此，作为对应于单系统的比较例，假定相位差上限ΔVθlim未设定为0。在这种情况下，如顶行的细双点划线所示，当相位限制标志接通时，实际扭矩 trq_real被限制为与时间ta1的扭矩相同的值。即，在时段I中，实际扭矩trq_real 低于扭矩指令trq*。

另一方面，在第一实施方式中，当相位限制标志接通时，将相位差上限 ΔVθlim设定为0。因而，实际扭矩trq_real能够在时段I中达到扭矩指令trq*。即，实际转矩trq_real无法达到扭矩指令trq*的时段被缩短到仅时段II。因此，作为第一实施方式的效果，图16中的扭矩差Δtrq_eff对应于能够作为额外扭矩输出的扭矩。

接着将参照图17，对电力优先时的示例性动作进行描述。在图17中，扭矩指令trq*恒定，并且相位差指令ΔVθcom随着时间而从0开始增大，然后减小并再次返回至0。此外，相位差上限ΔVθlim设定为时间tb1的相位差指令 ΔVθcom的值。另外，实际扭矩trq_real始终等于扭矩指令trq*。在初始时间 tb0，相位差指令ΔVθcom为0，并且合成电压振幅Vamp等于输入电压之和 (VH1+VH2)。

从时间tb0到时间tb1，相位差指令ΔVθcom增大，并且合成电压振幅Vamp 从输入电压之和(VH1+VH2)开始减小。合成电压相位Vθ小于极限相位 Vθlim，相位限制标志为断开，并且相位差指令ΔVθcom不受限制。在时间tb0 与时间tb1之间，随着相位差指令ΔVθcom增大，第一电压相位Vθ1与第二电压反向相位Vθ2r之间的差值增大，合成电压相位Vθ逐渐增大。另一方面，极限相位Vθlim逐渐减小。

当合成电压相位Vθ在时间tb1超过极限相位Vθlim时，相位限制标志以此为触发而接通。然后，以此时的相位差指令ΔVθcom的值作为相位差上限 ΔVθlim，开始对相位差指令ΔVθcom的限制。此后，在从时间tb1到时间tb2 的时段期间，极限相位差ΔVθ被限制为相位差上限ΔVθlim。第一电压相位Vθ、第二电压反向相位Vθ2r和合成电压相位Vθ保持恒定。另一方面，相位差指令 ΔVθcom在时间tb1与时间tb2之间从增大变为减小。

在相位差指令ΔVθcom减小到小于时间tb2处的相位差上限ΔVθlim的同时，合成电压相位Vθ减小到小于极限相位Vθlim，并且相位限制标志断开。此后，随着相位差指令ΔVθcom减小，第一电压相位Vθ1与第二电压反向相位 Vθ2r之间的差值变窄，并且合成电压相位Vθ以与时间tb1之前的动作几乎对称的方式逐渐减小。另一方面，极限相位Vθlim逐渐增大。如上所述，在第一实施方式中，能够在限制内实现最大输出，同时防止在输出限制时间的控制故障。

(改型)

下文将对上述第一实施方式的改型示例进行描述。在图14的S24中，当合成电压相位大于Vθlim时，判断为“是”。替代地，可在第一电压相位Vθ1和第二电压反向相位Vθ2r中的至少一个超过极限相位时，判断为“是”。在此，组合电压的极限相位可共同用作极限相位。

在这种情况下，假定相位差ΔVθ为0，用于计算极限相位Vθlim的相位限制器映射的电压振幅可使用两个电源的输入电压VH1、VH2之和(VH1+ VH2)。其结果是，能够容易地实现相位差限制，而不需要将合成电压矢量的计算添加到单系统的算法。但是，在意图地将相位差的绝对值|ΔVθ|设定为大于0的值的情况下，需要计算合成电压矢量，因为无法基于输入电压VH1、VH2 之和来计算合成电压矢量。

(第二实施方式)

将参照图18至图20，对第二实施方式进行描述。与第一实施方式相同，在第二实施方式中也假定第一逆变器控制电路201管理MG 80的扭矩，而第二逆变器控制电路202管理电力。在具有两个电源和两个逆变器的双系统中，目标电力分配比或目标电量的实现与MG最大扭矩的实现在高电力区域中会发生冲突。因此，在第二实施方式中，在能够实现扭矩指令trq*的范围内，允许最大电力分配比或电量。

图18表示用于对第二实施方式中的控制理念进行说明的与图4类似的矢量图。第一电压矢量V1的振幅Vamp1、第二电压矢量V2的振幅Vamp2和合成电压矢量V的振幅Vamp之间的关系由与方程(3)不同的以下方程(13) 表示。通过在三角形OBC的余弦定理的方程中代入∠OBC＝180-ΔVθ来推导出方程(13)。

由方程(13)可知，当相位差ΔVθ为0°时，cos(ΔVθ)为1，并且合成电压振幅Vamp最大，合成电压振幅Vamp随着相位差ΔVθ接近180°而减小。也就是说，可认为对合成电压振幅Vamp的影响由作为位于电力管理侧的控制参数的相位差ΔVθ所支配。因此，在第二实施方式中，位于电力管理侧的第二逆变器控制电路202执行其控制以使相位差ΔVθ最小化，从而防止最大扭矩减小。

将参照图9，对具体控制结构进行描述。仅当合成电压矢量V的电压利用率最大时，即仅当第一电压指令和第二电压指令都是在振幅上没有自由度的矩形波电压时，才是第二实施方式中的控制对象。在第一实施方式中，第一电压相位Vθ1和相位差ΔVθ用作控制参数。然而，在第二实施方式中，相位差ΔVθ 用作控制参数。

在此，再次假定第一电压相位Vθ1等于或大于第二电压反向相位Vθ2r并且相位差ΔVθ等于或大于0。在第二电压反向相位Vθ2r大于第一电压相位Vθ1 的情况下，可用相位差的绝对值|ΔVθ|来代替相位差ΔVθ。

图19表示定义合成电压振幅Vamp、转速ω和扭矩trq之间的关系的映射图。实线表示在电压振幅Vamp最大、即相位差ΔVθ为0并且电压振幅Vamp 为两个电源的输入电压VH1、VH2之和(VH1+VH2)的条件下的最大扭矩曲线TCX。与单系统类似，最大扭矩曲线TCX表示MG 80能够输出的容许最大扭矩。在当前转速ωp下的最大扭矩曲线TCX上的最大扭矩trq_max由黑色圆圈表示。

当转速ωp恒定并且相位差ΔVθ从0开始增大时，合成电压振幅Vamp减小并且当前扭矩曲线TCp由虚线表示。转速ωp处的最大扭矩trq_max变为等于扭矩指令trq*的极限扭矩曲线TClim由双点划线表示。与极限扭矩曲线 TClim对应的相位差ΔVθ设定为相位差上限ΔVθlim。转速ωp处的扭矩指令 trq*由菱形表示，而当前最大扭矩trq_max由白色圆圈表示。

在图19中，当前扭矩曲线TCp上的最大扭矩小于扭矩指令trq*。即，当前相位差ΔVθ超过相位差上限ΔVθlim。在这种情况下，当前相位差ΔVθ被限制为相位差上限ΔVθlim。其结果是，当前合成电压振幅Vamp和转速ωp处的最大扭矩trq_max可与扭矩指令trq*匹配。在以上描述中，假定为动力运行，其中，扭矩为正。然而，进一步假定扭矩为负的电力再生，当最大扭矩trq_max 的绝对值小于扭矩指令trq*的绝对值时，控制相位差ΔVθ以限制为相位差上限 ΔVθlim。

在第二实施方式的控制中，位于电力管理侧的电力计算缓慢，因此可部分地来回改变计算顺序。但假设影响不大。另外，由于限制参数与第一实施方式的相位限制器的限制参数不同，因此，不存在控制干扰，两者皆可实现。

接着，将参照图20的时间表，对第二实施方式的示例性动作进行描述。在每张图的顶行，扭矩指令trq*由短虚线表示，而实际扭矩trq_real由实线表示。此外，基于合成电压振幅Vamp和转速ω的扭矩曲线上的最大扭矩trq_max 由长虚线表示。在第二行，相位差指令ΔVθcom由短虚线表示，相位差上限 ΔVθlim由长虚线表示，极限相位差ΔVθ由实线表示。在第三行，输入电压之和(VH1+VH2)由虚线表示，合成电压振幅Vamp由实线表示。在第四行，电力(或相位差)限制标志由实线表示。在底行，第一电压相位Vθ1由单点划线表示，第二电压反向相位Vθ2r由双点划线表示。

在图20中，扭矩指令trq*恒定，并且相位差指令ΔVθcom随着时间而从 0开始增大，然后减小并再次返回至0。此外，相位差上限ΔVθlim设定为时间 tc1的相位差指令ΔVθcom的值。即，在图19的映射中，设定与极限扭矩曲线 TClim对应的相位差上限ΔVθlim。实际扭矩trq_real始终等于扭矩指令trq*。在初始时间tc0，相位差指令ΔVθcom为0，并且合成电压振幅Vamp等于输入电压之和(VH1+VH2)。

从时间tc0到时间tc1，相位差指令ΔVθcom小于相位差上限ΔVθlim，并且在电力限制标志断开的条件下增大。因此，合成电压振幅Vamp从输入电压之和(VH1+VH2)开始减小，并且基于合成电压振幅Vamp的最大扭矩trq_max 在超过扭矩指令trq*的范围内减小。在时间tc0与时间tc1之间，随着相位差指令ΔVθcom增大，第一电压相位Vθ1和第二电压反相Vθ2r逐渐增大，其间的差值也增大。

当基于合成电压振幅Vamp的最大扭矩trq_max在时间tc1处减小到扭矩指令trq*时，接通电力限制标志。然后，以此时的相位差指令ΔVθcom的值作为相位差上限ΔVθlim，开始对相位差指令ΔVθcom的限制。此后，在从时间 tc1到时间tc2的时段期间，极限相位差ΔVθ被限制为相位差上限ΔVθlim，并且第一电压相位Vθ1和第二电压反向相位Vθ2r维持恒定。另一方面，相位差指令ΔVθcom在时间tc1与时间tc2之间从增大变为减小。

在相位差指令ΔVθcom在时间tc2处减小到小于相位差上限ΔVθlim的同时，基于合成电压振幅Vamp的最大扭矩trq_max超过扭矩指令trq*，并且相位限制标志断开。此后，随着相位差指令ΔVθcom减小，第一电压相位Vθ1 与第二电压反向相位Vθ2r之间的差值逐渐减小，其间的差值也以与时间tc1 之前的动作几乎对称的方式减小。如上所述，根据第二实施方式，可实现限制内的最大输出。

(其它实施方式)

(A)在上述实施方式的输出方程中，使用第一电压矢量V1与第二电压反向矢量V2r之间的相位差(Vθ1-Vθ2r)。相反，可定义第一电压反向矢量 V1r，并且可使用第二电压矢量V2与第一电压反向矢量V1r之间的相位差 (Vθ2-Vθ1r)。另外，为了方便起见，对第一逆变器60和第二逆变器70的结构进行区分，并且可适当替换。

(B)可更换第一实施方式中的第一逆变器控制电路201和第二逆变器控制电路202，并且可替代第一电压相位Vθ1，而将第二电压反向相位Vθ2r限制为等于或小于其电压矢量的极限相位。此外，第一电压相位Vθ1和第二电压反向相位Vθ2r都可限制为等于或小于各个电压矢量的极限相位。

(C)两个逆变器60、70不限于从两个独立电源供给电力的结构，而可以是从一个电源供给电力的结构。此外，在使用两个独立电源的结构中，每个电源不限于两者都是诸如蓄电池和电容器之类的二次电池的结构。例如，其中一个电源可以是二次电池，而另一个电源可以是燃料电池或发电机。

(D)电动马达的开放式绕组的相数不限于三相，可以是四相以上。替代地，两相开放式绕组可桥接。

(E)使用两个电源和两个逆变器的双系统的电动马达驱动装置可应用于：诸如电池动力车辆和燃料电池车辆之类的纯电动车辆；诸如PHV(插电混合动力)车辆之类的富电混合动力传动系统；增程器；以及诸如12V至48V的ISG (起动发电一体机)之类的轻型电动车辆。这种技术基于电压型电路拓扑结构，该拓扑结构可应用于在不使用任何使用电抗器的常规升压电路的情况下以高效率实现高输出的装置，并且有利地用于即使在热学上无法实现常规升压电路的区域中也需要的高输出的应用。

本发明不限于上述实施方式，并且可在不脱离本发明精神的情况下以各种改型实现。

Claims

1.一种电动马达驱动装置，用于通过使用两个逆变器(60、70)来控制具有两相以上的绕组(81、82、83)的电动马达(80)的驱动，其中，每个所述绕组的两端是开放的，所述电动马达驱动装置包括：

第一逆变器(60)，所述第一逆变器(60)具有多个第一开关元件(61～66)，多个第一开关元件(61～66)与所述绕组(81、82、83)的各个相位对应地设置并连接到所述绕组的一端；

第二逆变器(70)，所述第二逆变器(70)具有多个第二开关元件(71～76)，多个第二开关元件(71～76)与所述绕组(81、82、83)的各个相位对应地设置并连接到所述绕组的另一端；以及

控制单元(200)，所述控制单元(200)具有第一逆变器控制电路(201)和第二逆变器控制电路(202)，所述第一逆变器控制电路(201)和所述第二逆变器控制电路(202)构造成基于扭矩指令对所述第一逆变器(60)和所述第二逆变器(70)分别产生第一电压指令和第二电压指令作为输出电压，

其中，所述控制单元(200)构造成基于第一电压指令矢量和第二电压指令矢量确定指示两个逆变器(60、70)的输出的合成电压指令，所述合成电压指令包括对应于所述第一电压指令的dq坐标上的所述第一电压指令矢量与对应于所述第二电压指令的dq坐标上的所述第二电压指令矢量之间的纯相位差不为180°的情况。

2.如权利要求1所述的电动马达驱动装置，其特征在于，

所述控制单元(200)包括合成电压指令计算单元(203)，所述合成电压指令计算单元(203)构造成基于所述第一电压指令矢量和所述第二电压指令矢量的相位和振幅唯一地计算出合成电压指令矢量的相位和振幅。

3.如权利要求2所述的电动马达驱动装置，其特征在于，

所述合成电压指令计算单元(203)构造成分别在以下方程(1.1)和(1.2)成立的情况下，通过以下方程(2.1)和(2.2)计算出所述合成电压指令矢量的相位，并通过以下方程(3)计算出所述合成电压指令矢量的振幅，其中，定义电压指令矢量的相位在以q轴正方向为参照的dq坐标上沿逆时针方向增大，分别将所述第一电压指令矢量的相位和振幅定义为Vθ1和Vamp1，分别将与所述第二电压指令矢量对称的第二电压反向矢量的相位和振幅定义为Vθ2r和Vamp2，分别将所述合成电压指令矢量的相位和振幅定义为Vθ和Vamp。

Vθ1＝Vθ2r或cos(Vθ1-Vθ2r)≠-Vamp1/Vamp2···(1.1)

Vθ1≠Vθ2r且cos(Vθ1-Vθ2r)＝-Vamp1/Vamp2···(1.2)

Vθ＝Vθ1-tan^-1[sin(Vθ1-Vθ2r)/{Vamp1/Vamp2+cos(Vθ1-Vθ2r)}]···(2.1)

Vθ＝Vθ1-90···(2.2)

Vamp＝Vamp1xcos(Vθ1-Vθ)+Vamp2xcos(Vθ-Vθ2r)···(3)

4.如权利要求2或3所述的电动马达驱动装置，其特征在于，

所述控制单元(200)还包括输出管理单元(204)，所述输出管理单元(204)构造成基于由所述合成电压指令计算单元(203)计算出的所述合成电压指令矢量的相位和振幅来管理所述第一逆变器(60)和所述第二逆变器(70)的输出特性和输出量，

所述输出管理单元(204)构造成调节所述第一电压指令矢量和所述第二电压指令矢量中的至少一个的相位，从而将所述合成电压指令矢量的相位控制为最佳相位，通过所述最佳相位，所述电动马达(80)的扭矩被最大化或者是所述第一逆变器(60)和所述第二逆变器(70)的电力达到目标值。

5.如权利要求4所述的电动马达驱动装置，其特征在于，

所述输出管理单元(204)构造成基于所述合成电压指令矢量的振幅和所述电动马达(80)的转速来计算出所述合成电压指令矢量的极限相位，并将所述第一电压指令矢量和所述第二电压指令矢量中的至少一个的相位限制为等于或小于所述第一电压指令矢量和所述第二电压指令矢量中的一个的极限相位，从而将所述合成电压指令矢量限制为等于或小于所述合成电压指令矢量的所述极限相位。

6.如权利要求5所述的电动马达驱动装置，其特征在于，

所述输出管理单元(204)构造成将所述第一电压指令矢量和所述第二电压指令矢量中的至少一个的相位限制为等于或小于所述第一电压指令矢量和所述第二电压指令矢量中的至少一个的极限相位，

所述输出管理单元(204)构造成将管理相位差的绝对值限制在0°≤|ΔVθ|≤180°的范围内，所述管理相位差是当所述合成电压指令矢量的相位超过所述合成电压指令矢量的所述极限相位时，第一电压指令矢量与第二电压反向矢量之间的、等于或小于上限的相位差。

7.如权利要求6所述的电动马达驱动装置，其特征在于，

所述第一逆变器控制电路(201)和所述第二逆变器控制电路(202)中的一个构造成通过实际扭矩对扭矩指令的反馈控制来管理所述电动马达(80)的扭矩，所述第一逆变器控制电路(201)和所述第二逆变器控制电路(202)中的另一个构造成对供给至所述第一逆变器(60)和所述第二逆变器(70)的分配比或电量进行管理，

所述输出管理单元(204)构造成在优先所述电动马达(80)的扭矩最大化的情况下，将所述管理相位差的上限设定为0，并且在优先控制所述第一逆变器(60)和所述第二逆变器(70)的电力为目标值的情况下，将所述管理相位差的上限设定为当所述合成电压指令矢量的相位超过所述合成电压指令矢量的所述极限相位时的所述管理相位差的值。

8.如权利要求4所述的电动马达驱动装置，其特征在于，

所述输出管理单元(204)构造成基于所述合成电压指令矢量的振幅和所述电动马达(80)的转速来估算所述电动马达(80)能够输出的最大扭矩，并将管理相位差的绝对值限制在0°≤|ΔVθ|≤180°的范围内，所述管理相位差是第一电压指令矢量与第二电压反向矢量之间的、等于或小于上限的相位差，以使所述最大扭矩增大为等于或大于所述扭矩指令。