CN1102925A

CN1102925A - 梳状滤波器，采用该滤波器的旋转控制装置和滤波方法

Info

Publication number: CN1102925A
Application number: CN94107838A
Authority: CN
Inventors: 吴勇奎
Original assignee: Gold Star Co Ltd
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 1993-06-29
Filing date: 1994-06-29
Publication date: 1995-05-24
Also published as: KR950001673A; JPH07169154A; KR950012192B1; US5479556A

Abstract

本发明涉及梳状滤波器、采用该滤波器的旋转控制装置和滤波方法。梳状滤波器包括第一开关、多个低通滤波器、第二开关、减法装置、平均值检测器、以及第一加法器。平均值检测电路包括第二加法器和乘法器。

Description

本发明总的来说涉及盒式磁带录像机（VCR）的伺服控制系统，更具体地说涉及对磁鼓马达的旋转提供精确伺服控制的梳状滤波器、采用该梳状滤波器的旋转控制装置以及用该梳状滤波器进行滤波的方法。

一般来说，在VCR的磁鼓伺服控制系统中，已经建议要最大限度地减小某些因素，比如磁鼓马达的负载和旋转的变化，这些因素导致了失真，对图象抖动产生极大的影响。目前的做法是根据软件而不是根据硬件实现伺服控制系统，以便尽可能地减小失真因素。

常规的做法是采用梳状滤波器来减小频率产生中的极化误差，美国专利第4，804，894中公开了这种滤波器，该专利已转让给日本的SONY公司。这里将参照图1至6来描述该梳状滤波器以及采用该梳状滤波器的旋转控制装置。

参照图1，图中画出了常规的旋转控制装置的框图。如图所示，常规的旋转控制装置包括用N/S磁极极化的旋转传感器2，当转动磁鼓1时产生一系列频率发生器（FG）脉冲。磁鼓1旋转一周，旋转传感器2产生六个FG脉冲。

旋转检测器3用来检测六个FG脉冲，并将检测到的六个FG脉冲输出至旋转速度误差检测电路4。在旋转速度误差检测电路4中，通过控制信号发生器41对来自旋转检测器3的六个FG脉冲进行整形，整形后的信号输送至速度误差计数器42，该计数器在控制信号发生器41的控制下对经整形的FG脉冲的从上升沿至下降沿的一段时间进行计数，并将最终的计数转变成数字数据。

图2A和2B分别表示一系列FG脉冲的波形和对其进行相应计数的波形。图3A至3D是来自图1中用参考号7表示的常规的梳状滤波器中各分量的信号波形图。图2A所示的经整形的六个FG脉冲顺序地送至速度误差计数器42。速度误差计数器42对图2A所示的第一FG脉冲的高电平持续时间t1进行计数，并将如图2B所示的相应的计数N1变成如图3A所示的数字数据D1。然后，速度误差计数器42对图2A所示的第二FG脉冲的高电平持续时间t2进行计数，并将如图2B所示的相应的计数N2变成如图3A所示的数字数据D2。以这种方式，磁鼓1旋转一周便顺序产生六个数字数据D1至D6。

如果磁鼓1旋转一周产生的六个FG脉冲的计数N1至N6全部相同，即N1＝N2＝N3＝N4＝N5＝N6，那么在旋转检测过程中不存在误差。然而在实际情况下，由于旋转检测器3的N/S磁极的极化误差，六个FG脉冲的计数N1至N6是不相同的。

因为磁鼓1旋转产生一系列六个FG脉冲，所以第一系列的六个FG脉冲的计数N1至N6分别对应于第二系列的六个FG脉冲的计数N7至N12。也就是说在极化中相应的计数具有相同的占空因数。

换句话说，计数N1至N6分别与计数N7至N12相同。因此，通过积累各个计数的FG偏差并利用积累的FG偏差校正FG脉冲，在FG检测无误差的情况下可以检测到速度误差。

微分器5对速度误差数字数据D1至D6进行微分，并将它们变成角加速度误差数据。应注意的是，当在微分器5中进行微分时，速度误差数字数据D1至D6的直流分量（DC）被去掉了，并且角加速度数据只有交流（AC）分量而无DC分量。来自微分器5的角加速度误差数据通过乘法器6乘以乘数K0，然后经数字梳状滤波器7送至加法器8，梳状滤波器7减小了旋转检测中的误差。

此外，速度误差数字数据D1至D6通过乘法器9乘以乘数K1，然后送至加法器8。

然后来自数字梳状滤波器7的输出数据和来自乘法器9的输出数据通过加法器8相加，通过数/模（D/A）转换器10变成模拟形式，并送至马达驱动器11，从而使马达驱动器11控制马达12的旋转速度。

参照图4，图中展示了图1所示的数字梳状滤波器7的框图。如图所示，图3A所示的速度误差数据D1至D6经输入端71送至低通滤波器73至78。速度误差数据D1至D6也经输入端71直接送至减法器72。

开关79有选择地切换根据六个FG脉冲产生的速度误差数据D1-D6，以便经相应的触点P1-P6将它们输送至各个低通滤波器73-78。开关80有选择地切换低通滤波器73-78的输出，以便将它们输送至减法器72。

低通滤波器73-78具有相同的结构。每个低通滤波器73-78包括减法器731和加法器732，减法器731的一个输入端与触点P1-P6中相应的一个触点相连，加法器732的一个输入端与减法器731的输出端相连。每个低通滤波器73-78还包括用于限制加法器732的输出数据的动态范围的限制器733，用于将限制器733的输出数据延迟相应于磁鼓1旋转一周的一段时间的延迟器734，用于将延迟器734的输出数据乘以乘数K的乘法器735，以及对乘法器735的输出数据的小数点以下部分进行校正的校正电路736。

图3B所示的延迟器734的输出数据Da反馈至加法器732，图3C所示的校正电路736的输出数据Dg反馈至减法器731。

下面参照图3A至3D描述具有上述结构的低通滤波器73-78中的一个滤波器（例如73）的工作过程。

减法器731获得输入的速度误差数据D1和从校正电路736反馈的输出数据Dg1之间的差值（D1-Dg1）。加法器732将减法器731获得的差值（D1-Dg1）与延迟器734的输出数据Da1相加。限制器733限制加法器732加得数据的动态范围。延迟器734将限制器733的输出数据延迟相应于磁鼓1旋转一周的一段时间。结果，延迟器734的输出数据Da1代表速度误差数据D1的平均值。

乘法器735将延迟器734的输出数据Da1乘以乘数K。校正电路736对乘法器735的输出数据的小数点以下部分进行校正。结果，校正电路736输出数据Dg1。减法器72检测如图3D所示的数据Dh，它对应于通过开关80馈送的校正电路736的输出数据Dg1和通过输入端71馈送的速度误差数据D1之间的差值。其余的低通滤波器74-78的工作过程基本与低通滤波器73相同，故将它们的细节省略。

参照图5，它是表示数字域中图4的数字梳状滤波器7的等效电路的框图。如图所示，每个减法器731和72计算经输入端71馈送的速度误差数据D1-D6和乘法器735的输出数据之间的各个差值，并将得到的数据Dh送至加法器732。加法器732的输出数据通过六个延迟器Z^-1被顺序延迟，通过乘法器735乘以乘数K，然后送至减法器731和72。由六个延迟器Z^-1延迟的数据Da也被反馈至加法器732。结果，图5中的数字梳状滤波器7的传递函数T1可由下式（1）得到：

T1＝（1-Z^-6）/｛1-（1-K）Z^-6｝…（1）

图6表示数字梳状滤波器7的传递函数T1的频率特性的波形图。在NTSC系统中，要求频率特性为对应于每秒30转的截止频率（30Hz）和它的倍频（60Hz、90Hz……）。然而，数字梳状滤波器7有其缺点，即频率特性中的低频增益降低了。

这就是说当K大约为1时，延迟器734中的数据量将较快地积累。结果，数字梳状滤波器7的学习时间（learning time）缩短了，而低频增益降低了。为了补偿这种低频增益，K可以取较小的值。在这种情况下，数字梳状滤波器7的学习时间得以延长。

此外，在数字梳状滤波器7的输入中存在恒定的DC偏置分量的情况下，它可能被数字梳状滤波器7误认为是极化误差。这种连接下，数字梳状滤波器7有其缺点，即它进行学习操作以便去除DC偏置分量。

为了解决这些问题，SONY公司不把数字梳状滤波器7放在速度误差计数器42和微分器5与乘法器9的公共接点之间，而是放在微分器5的后面，它具有高频特性，如图1所示。

然而，虽然如图1所示数字梳状滤波器7放在乘法器6和加法器8之间，但是FG循环的速度误差数据D1-D6经乘法器9、加法器8和D/A转换器10馈送至马达驱动器11，对马达12造成影响。

再次回到图1，相位控制回路包括脉冲发生器（PG）检测器13和相位误差检测电路14，检测器13用于检测相应于磁鼓1旋转一周的PG脉冲，检测电路14用于根据PG检测器13的被检测到的PG脉冲和视频信号的垂直同步信号Vp检测相位误差。相位误差检测电路14设置有控制信号发生器141和相位误差计数器142。相位控制回路还包括乘法器15、积分器17和乘法器16，乘法器15用于将相位误差检测电路14检测到的相位误差乘以乘数K2，并将结果输出至加法器8，积分器17用于对相位误差检测电路14检测到的相位误差进行积分，乘法器16用于将积分器17的输出乘以乘数K3，并将结果输出至加法器8。基于FG脉冲的相位控制具有减小旋转检测中的误差的作用。然而，这会产生这样的问题，即具有如上式（1）所示的低频增益衰减特性的数字梳状滤波器7不能用于低频控制的相位控制系统。

因此，本发明是针对上述问题提出的，它的第一个目的是提供一种梳状滤波器，该滤波器即使在其学习时间缩短的情况下也不对低频增益造成造成影响，从而得到高性能的伺服控制系统。

本发明的另一个目的是提供采用梳状滤波器的旋转控制装置，它适用于相位控制系统。

本发明的第三个目的是提供利用梳状滤波器进行滤波的方法，该滤波器即使在其学习时间缩短的情况下也不对低频增益造成造成影响，从而得到高性能的伺服控制系统。

本发明的第四个目的是提供通过对多个FG脉冲分频并利用经分频的FG脉冲进行滤波的方法，从而得到高性能的伺服控制系统。

根据本发明的一个方面，提供了一种梳状滤波器，它包括第一开关装置，用于顺序切换当磁鼓旋转一周产生的多个速度误差数据，所述每个速度误差数据对应所述磁鼓的每次磁化;多个低通滤波装置，用于接收来自所述第一开关装置的各个速度误差数据，并对所接收的数据进行低通滤波;第二开关装置，用于顺序切换来自所述低通滤波装置的输出数据;减法装置，用于直接接收速度误差数据和经所述第二开关装置接收来自所述低通滤波装置的输出数据，从而得到它们之间的各个差值;平均值检测装置，用于取由所述低通滤波装置得到的速度误差数据的各个平均值的一个平均值;以及加法装置，用于将所述减法装置的输出数据与所述平均值检测装置的输出数据相加。

根据本发明的另一方面，提供了一种旋转控制装置，它包括旋转检测装置，用于检测当磁鼓旋转一周产生的多个FG脉冲，每个FG脉冲对应所述磁鼓的每次磁化;旋转速度误差检测装置，用于根据由所述旋转检测装置检测的FG脉冲检测多个速度误差数据;梳状滤波装置，用于根据来自所述旋转速度误差检测装置的速度误差数据滤除特定的频率和它的倍频;PG检测装置，用于检测当磁鼓旋转一周产生的PG脉冲;相位误差检测装置，用于根据所述PG检测装置的PG脉冲和外部垂直同步信号检测相位误差;微分装置，用于将所述梳状滤波装置的输出数据变成角加速度误差数据;积分装置，用于将所述相位误差检测装置的输出数据积分;第一乘法装置，用于将所述微分装置的输出数据乘以第一乘数;第二乘法装置，用于将所述梳状滤波装置的输出数据乘以第二乘数;第三乘法装置，用于将所述相位误差检测装置的输出数据乘以第三乘数;第四乘法装置，用于将所述积分装置的输出数据乘以第四乘数;加法装置，用于将所述第一和第二乘法装置的输出数据相加，并将所述第三和第四乘法装置的输出数据相加;数/模转换装置，用于将所述加法装置的输出数据转换成模拟信号;以及马达驱动装置，用于根据所述数/模转换装置的输出信号驱动马达。

根据本发明的第三方面，提供了一种旋转控制装置，它包括旋转检测装置，用于检测当磁鼓旋转一周产生的多个FG脉冲，每个FG脉冲对应所述磁鼓的每次磁化;旋转速度误差检测装置，用于根据由所述旋转检测装置检测的FG脉冲检测多个速度误差数据;第一梳状滤波装置，用于根据来自所述旋转速度误差检测装置的速度误差数据滤除特定的频率和它的倍频;PG检测装置，用于检测当磁鼓旋转一周产生的PG脉冲;相位误差检测装置，用于根据所述PG检测装置的PG脉冲和外部垂直同步信号检测相位误差，所述相位误差检测装置包括对所述PG检测装置的PG脉冲整形的控制信号发生器，根据所述控制信号发生器的经整形的PG脉冲和外部垂直同步信号产生相位基准信号和最大、最小误差数据输出控制信号的相位基准信号发生器，以及根据来自所述相位基准信号发生器的相位基准信号和最大、最小误差数据输出控制信号检测每个FG脉冲的相位误差的相位误差计数器;第二梳状滤波装置，用于根据来自所述相位误差检测装置的多个相位误差数据滤除特定的频率和它的倍频;微分装置，用于将所述第一梳状滤波装置的输出数据变成角加速度误差数据;积分装置，用于将所述第二梳状滤波装置的输出数据积分;第一乘法装置，用于将所述微分装置的输出数据乘以第一乘数;第二乘法装置，用于将所述第一梳状滤波装置的输出数据乘以第二乘数;第三乘法装置，用于将所述第二梳状滤波装置的输出数据乘以第三乘数;第四乘法装置，用于将所述积分装置的输出数据乘以第四乘数;加法装置，用于将所述第一和第二乘法装置的输出数据相加，并将所述第三和第四乘法装置的输出数据相加;数/模转换装置，用于将所述加法装置的输出数据转换成模拟信号;以及马达驱动装置，用于根据所述数/模转换装置的输出信号驱动马达。

根据本发明的第四方面，提供了采用梳状滤波器进行滤波的一种方法，该方法包括以下步骤：（a）顺序切换当磁鼓旋转一周产生的多个速度误差数据，每个速度误差数据对应所述磁鼓的每次磁化;（b）得到经顺序切换的速度误差数据的各个平均值，对得到的平均值乘以一个乘数，并对每个所得值的小数点以下部分进行校正，从而产生多个经低通滤波的值;（c）顺序切换经低通滤波的值;（d）得到速度误差数据和经顺序切换的被低通滤波的值之间的各个差值;（e）得到在所述步骤（b）获得的各个平均值的一个平均值;以及（f）将在所述步骤（e）获得的平均值与在所述步骤（d）获得的各个差值相加。

通过以下结合附图所作的详细描述可以更清楚地理解本发明的上述和其它的目的、特征和优点。附图中：

图1是常规的旋转控制装置的框图;

图2A和2B表示检测速度误差数据的常规方式的波形图;

图3A至3D是图1的常规数字梳状滤波器中各分量的信号波形图;

图4是图1的数字梳状滤波器的框图;

图5是表示数字域中图4的数字梳状滤波器的等效电路的框图。

图6是表示图4的数字梳状滤波器的频率特性的波形图;

图7是根据本发明的数字梳状滤波器的一个实施例的框图;

图8是表示数字域中图7的数字梳状滤波器的等效电路的框图。

图9是表示图7的数字梳状滤波器的频率特性的波形图;

图10A至10J是图7的数字梳状滤波器中各分量的信号波形图;

图11是根据本发明采用图7的数字梳状滤波器的旋转控制装置的一个实施例的框图;

图12是根据本发明采用图7的数字梳状滤波器的旋转控制装置的另一个实施例的框图;

图13A至13H是图12的旋转控制装置中各分量的信号波形图;

图14是表示根据本发明在十二个FG脉冲的情况下进行速度控制的流程图;以及

图15A至15F是表示基于图14的速度控制过程的相位检测过程的时序图。

参照图7，它是根据本发明的数字梳状滤波器的一个实施例的框图。图中有些部分与图4相同。因此，相同的参考号表示相同的部分。这里，本发明的数字梳状滤波器用参考号18表示。本发明的数字梳状滤波器18除了还包括平均值检测器81和加法器82之外，其结构基本与常规的数字梳状滤波器7相同。平均值检测器81用于对来自低通滤波器73-78中的延迟器734、744、754、764、774和784的平均值Da-Df取一个平均值。加法器82用于将平均值检测器81的输出数据与减法器72的输出数据相加。显然本发明是基于这样的事实，即常规的数字梳状滤波器7的低频增益的下降量与平均值Da-Df的平均值相同。

平均值检测器81包括加法器811和乘法器812，加法器811用于将来自低通滤波器73-78中的延迟器734、744、754、764、774和784的平均值Da-Df相加，而乘法器812用于对加法器811的输出除以6（低通滤波器73-78的个数），并将结果乘以乘法器735的乘数K。

参照图8，它表示数字域中图7的数字梳状滤波器18的等效电路的框图。如图所示，每个减法器731和72计算经输入端71馈送的速度误差数据D1-D6和乘法器735的输出数据之间的各个差值，并将得到的数据Dh送至加法器732。加法器732的输出数据通过六个延迟器Z^-1被顺序延迟，通过乘法器735乘以乘数K，然后送至减法器731和72。由六个延迟器Z^-1延迟的数据Da也被反馈至加法器732。六个延迟器Z^-1的各个输出由加法器811相加，然后送至乘法器812，它对加法器811的输出数据除以6（延迟器的个数），并将结果乘以乘法器735的乘数K。然后乘法器812的输出数据送至加法器82。结果，数字梳状滤波器18的传递函数T2可由下式（2）得到：

T2＝｛（1-Z^-6）+K（Z^-1+Z^-2+Z^-3+Z^-4+Z^-5+Z^-6）/6｝/｛1-（1-K）Z^-6｝…（2）

图9是表示数字梳状滤波器18的传递函数T2的频率特性的波形图。如图所示，数字梳状滤波器18的传递函数T2其频率特性在低频范围的增益显著地得到了改善。

图10A至10J是图7的数字梳状滤波器18中各分量的信号波形图。图中有两个起始点φ和φ’。前者代表正常状态，而后者从正常起始点φ偏移一个常数误差或间隔（φ-φ’）。偏移的起始点φ’意味着数字梳状滤波器18的输入存在DC分量。

下面将参照图7和图10A至10J详细地描述本发明的具有上述结构的数字梳状滤波器18的实施例的工作过程。

在正常起始点φ的情况下，作为速度误差数据D1-D6的各个平均值的延迟器734-784的输出数据Da-Df如图10B至10G所示。在这种情况下，减法器72计算经开关80馈送的低通滤波器73-78的输出数据Dg1-Dg6与经输入端71馈送的速度误差数据之间的各个差值，并将如图10H所示的计算结果输出至加法器82。

延迟器734-784的输出数据Da-Df由加法器811相加，由乘法器812乘以K/6，然后送至加法器82。这时，乘法器812的输出数据送至加法器82，如图10I所示。

加法器82将减法器72的输出数据与乘法器812的输出数据相加，并输出所得的数据，如图10J所示。

在偏移的起始点φ’或数字梳状滤波器18的输入中存在DC偏置分量的情况下，减法器72工作，其方式与正常起始点φ或数字梳状滤波器18的输入中不存在DC偏置分量的情况相同。即减法器72的输出数据与现有技术中的一样，如图10H所示。

减法器72的输出数据不包含DC分量，而作为延迟器734-784的输出的平均值的平均值检测器81的输出数据则包含DC分量。加法器82将减法器72的输出数据与平均值检测器81的输出数据相加。这一相加过程具有防止DC分量被去除的效果。结果，数字梳状滤波器18可以毫无问题地放在速度误差计数器42和微分器5与乘法器9的公共接点之间，如将参照图11予以说明的那样。

参照图11，它是根据本发明采用图7的数字梳状滤波器18的旋转控制装置的一个实施例的框图。除了数字梳状滤波器18放在速度误差计数器42和微分器5与乘法器9的公共接点之间以外，该图的结构基本与图1相同。因此将说明省略。

参照图12，它是根据本发明采用图7的数字梳状滤波器18的旋转控制装置的另一个实施例的框图。除了还包括数字梳状滤波器181和相位基准信号发生器143以外，该图的结构与图11基本相同。数字梳状滤波器181放在积分器17与乘法器15的输入端的公共接点和相位误差检测电路14的输出端之间。相位基准信号发生器143放在控制信号发生器141的输出端和相位误差计数器141的输入端之间。数字梳状滤波器181的结构与梳状滤波器18的结构相同。

下面参照图13A至13H详细描述本发明的具有上述结构的旋转控制装置的另一个实施例的工作过程，特别是相位控制系统，图13A至13H是图12的各分量的信号波形图。

PG检测器13检测如图13B所示的PG脉冲，它们是随着马达12的旋转磁鼓1旋转一周时产生的。控制信号发生器141对如图13B所示来自PG检测器13的被检测的PG脉冲进行整形，并将所得的信号输出至相位基准信号发生器143。

根据来自控制信号发生器141的经整形的PG脉冲和视频信号的垂直同步信号Vp，相位基准信号发生器143产生相位基准信号PR以锁存相位误差计数器142，并向相位误差计数器142输出产生的相位基准信号PR。此外，相位基准信号发生器143测量PG脉冲和垂直同步信号的时序，根据测量的结果产生如图13E和13F所示的最大和最小误差数据输出控制信号Pm和Pi，并向相位误差计数器142输出产生的最大和最小误差数据输出控制信号Pm和Pi。

这就是说，当收到来自控制信号发生器141的PG脉冲时，相位基准信号发生器143对其内部相位区域测量计数器（未示出）复位，然后根据外部时钟脉冲CK增加一次计数，如图13D所示。当收到垂直同步信号Vp时，相位基准信号发生器143封锁相位区域测量计数器的计数和相位基准信号PR0，如图13H所示。

如果相位区域测量计数器的计数介于图13D所示的基准值TP1和TP2之间，那么最大和最小误差数据输出控制信号Pm和Pi为0，如图13E和13F所示。如果相位区域测量计数器被锁存的计数超过基准值TP2，那么产生最小误差数据输出控制信号Pi。如果相位区域测量计数器被锁存的计数小于基准值TP1，那么产生最大误差数据输出控制信号Pm。在相位区域测量计数器被锁存的计数介于基准值TP1和TP2之间的情况下，对图13A所示的每个FG脉冲进行相位控制。

如果最小误差数据输出控制信号Pi为高电位，则根据相位基准信号PR，相位误差计数器142不输出图13G所示的计数P8，而输出最小计数P8a。如果最大误差数据输出控制信号Pm为高电位，则根据相位基准信号PR，相位误差计数器142不输出图13G所示的计数P8，而输出最大计数P8b。

在最大和最小误差数据输出控制信号Pm和Pi都为0的情况下，相位误差计数器142输出计数P1、P2……作为检测到的相位值DP。

被检测的相位值DP经梳状滤波器181送至乘法器15，它对被检测到的相位值DP乘以乘数K2。此外，经过梳状滤波器181的被检测的相位值DP由积分器17进行积分，然后由乘法器16乘以乘数K3。加法器8将乘法器15、16的输出和乘法器6、9的输出相加。加法器8的输出由D/A转换器10变成模拟信号，然后送至马达驱动器11。结果，马达驱动器11可以控制马达12的旋转速度和相位。

通过利用Z^-1项存在于本发明的梳状滤波器18的传递函数中这一事实，根据先前值计算平均值，由大量的极化引起的运行时间增加和增益范围减小等问题能够得以解决。例如，下面将针对极化数大于6的情况予以说明。在这种情况下，将采用分频FG脉冲。

图14是表示根据本发明在十二个FG脉冲的情况下进行速度控制的流程图，图15A至15F是表示基于图14的速度控制过程的相位检测过程的时序图。假定当马达12旋转一周时，PG检测器13检测到如图15B所示的一个PG脉冲，旋转检测器3检测到如图15A所示的十二个脉冲，下面将详细地描述梳状滤波器18的控制过程。

首先，在对FG脉冲分频的步骤，检验输出数据是否为PG脉冲。如果检验的结果表明输入数据是PG脉冲，那么FG脉冲计数器复位，然后对FG脉冲计数。如果检验的结果表明输入数据不是PG脉冲，那么直接对FG脉冲计数，如图15D所示。然后检验FG脉冲的计数是否为奇数。如果检验的结果表明FG脉冲的计数是奇数，那么按图15E所示时序计算下式（3）：

T3＝（Z^-1+Z^-2+Z^-3+Z^-4+Z^-5+Z^-6）xK/6…（3）

如果检验的结果表明FG脉冲的计数是偶数，那么按图15F所示时序计算下式（4），然后将计算结果与T3相加：

T4＝（1-Z^-6）/｛1-（1-K）Z^-6｝…（4）

计算其它的伺服常数，并将计算结果送至D/A转换器10。然后操作返回。

从以上描述可以清楚地看到，根据本发明低频增益和学习时间之间的关系增强了。这就是说即使当学习时间缩短了，梳状滤波器也不会影响低频增益，因而适用于相位控制系统。此外根据本发明，提供了采用这种梳状滤波器的旋转控制装置以及采用这种梳状滤波器进行滤波的方法。因此，能够实现控制速度和相位的高性能的伺服控制系统。

虽然为了说明的目的公开了本发明的最佳实施例，但是本领域的一般技术人员应懂得，在不背离本发明的范围和精神的前提下可以做各种修改、补充和替换。

Claims

1、一种梳状滤波器包括：

第一开关装置，用于顺序切换当磁鼓旋转一周产生的多个速度误差数据，所述每个速度误差数据对应所述磁鼓的每次磁化；

多个低通滤波装置，用于接收来自所述第一开关装置的各个速度误差数据，并对所接收的数据进行低通滤波；

第二开关装置，用于顺序切换来自所述低通滤波装置的输出数据；

减法装置，用于直接接收速度误差数据和经所述第二开关装置接收来自所述低通滤波装置的输出数据，从而得到它们之间的各个差值；

平均值检测装置，用于取由所述低通滤波装置得到的速度误差数据的各个平均值的一个平均值；以及

加法装置，用于将所述减法装置的输出数据与所述平均值检测装置的输出数据相加。

2、如权利要求1的梳状滤波器，其中所述平均值检测装置包括：

加法器，用于将由所述低通滤波装置得到的速度误差数据的各个平均值相加;以及

乘法器，用于将所述加法器的输出除以所述速度误差数据的个数，并将结果乘以一个乘数。

3、如权利要求2的梳状滤波器，其中所述乘法器的乘数与所述低通滤波装置的各个乘法器的乘数相同。

4、一种旋转控制装置包括：

旋转检测装置，用于检测当磁鼓旋转一周产生的多个FG脉冲，每个FG脉冲对应所述磁鼓的每次磁化;

旋转速度误差检测装置，用于根据由所述旋转检测装置检测的FG脉冲检测多个速度误差数据;

梳状滤波装置，用于根据来自所述旋转速度误差检测装置的速度误差数据滤除特定的频率和它的倍频;

PG检测装置，用于检测当磁鼓旋转一周产生的PG脉冲;

相位误差检测装置，用于根据所述PG检测装置的PG脉冲和外部垂直同步信号检测相位误差;

微分装置，用于将所述梳状滤波装置的输出数据变成角加速度误差数据;

积分装置，用于将所述相位误差检测装置的输出数据积分;

第一乘法装置，用于将所述微分装置的输出数据乘以第一乘数;

第二乘法装置，用于将所述梳状滤波装置的输出数据乘以第二乘数;

第三乘法装置，用于将所述相位误差检测装置的输出数据乘以第三乘数;

第四乘法装置，用于将所述积分装置的输出数据乘以第四乘数;

加法装置，用于将所述第一和第二乘法装置的输出数据相加，并将所述第三和第四乘法装置的输出数据相加;

数/模转换装置，用于将所述加法装置的输出数据转换成模拟信号;以及

马达驱动装置，用于根据所述数/模转换装置的输出信号驱动马达。

5、如权利要求4的旋转控制装置，其中所述梳状滤波装置包括：

第一开关，用于顺序切换来自所述旋转速度误差检测装置的速度误差数据;

多个低通滤波器，用于接收来自所述第一开关的各个速度误差数据，并对所接收的数据进行低通滤波;

第二开关，用于顺序切换来自所述低通滤波器的输出数据;

减法器，用于直接接收所述旋转速度误差检测装置的速度误差数据和经所述第二开关接收来自所述低通滤波器的输出数据，从而得到它们之间的各个差值;

平均值检测装置，用于取由所述低通滤波器得到的速度误差数据的各个平均值的一个平均值;以及

第一加法器，用于将所述减法器的输出数据与所述平均值检测装置的输出数据相加。

6、如权利要求5的旋转控制装置，其中所述平均值检测装置包括：

第二加法器，用于将由所述低通滤波器得到的速度误差数据的各个平均值相加;以及

乘法器，用于将所述第二加法器的输出除以所述速度误差数据的个数，并将结果乘以第五乘数。

7、如权利要求6的旋转控制装置，其中所述乘法器的第五乘数与所述低通滤波器的各个乘法器的乘数相同。

8、一种旋转控制装置包括：

旋转检测装置，用于检测当磁鼓动旋转一周产生的多个FG脉冲，每个FG脉冲对应所述磁鼓的每次磁化;

第一梳状滤波装置，用于根据来自所述旋转速度误差检测装置的速度误差数据滤除特定的频率和它的倍频;

PG检测装置，用于检测当磁鼓旋转一周产生的PG脉冲;

相位误差检测装置，用于根据所述PG检测装置的PG脉冲和外部垂直同步信号检测相位误差，所述相位误差检测装置包括对所述PG检测装置的PG脉冲整形的控制信号发生器，根据所述控制信号发生器的经整形的PG脉冲和外部垂直同步信号产生相位基准信号和最大、最小误差数据输出控制信号的相位基准信号发生器，以及根据来自所述相位基准信号发生器的相位基准信号和最大、最小误差数据输出控制信号检测每个FG脉冲的相位误差的相位误差计数器;

第二梳状滤波装置，用于根据来自所述相位误差检测装置的多个相位误差数据滤除特定的频率和它的倍频;

微分装置，用于将所述第一梳状滤波装置的输出数据变成角加速度误差数据;

积分装置，用于将所述第二梳状滤波装置的输出数据积分;

第二乘法装置，用于将所述第一梳状滤波装置输出数据乘以第二乘数;

第三乘法装置，用于将所述第二梳状滤波装置的输出数据乘以第三乘数;

9、如权利要求8的旋转控制装置，其中所述第一和第二梳状滤波装置中的每一个都包括：

第二开关，用于顺序切换来自所述低通滤波器的输出数据;

10、如权利要求9的旋转控制装置，其中所述平均值检测装置包括：

11、如权利要求10的旋转控制装置，其中所述乘法器的第五乘数与所述低通滤波器的各个乘法器的乘数相同。

12、采用梳状滤波器进行滤波的一种方法，包括以下步骤：

（a）顺序切换当磁鼓旋转一周产生的多个速度误差数据，每个速度误差数据对应所述磁鼓的每次磁化;

（b）得到经顺序切换的速度误差数据的各个平均值，对得到的平均值乘以一个乘数，并对每个所得值的小数点以下部分进行校正，从而产生多个经低通滤波的值;

（c）顺序切换经低滤波的值;

（d）得到速度误差数据和经顺序切换的被低通滤波的值之间的各个差值;

（e）得到在所述步骤（b）获得的各个平均值的一个平均值;以及

（f）将在所述步骤（e）获得的平均值与在所述步骤（d）获得的各个差值相加。

13、如权利要求12的采用梳状滤波器进行滤波的一种方法，其中所述步骤（e）包括：

（e-1）将在步骤（b）获得的各个平均值相加;以及

（e-2）将加得的值除以所述速度误差数据的个数，并将结果乘以所述乘数。

14、如权利要求12的采用梳状滤波器进行滤波的一种方法，还包括以下步骤：

（g）对所述速度误差数据用2分频;

（h）检验经分频的速度误差数据的计数是奇数还是偶数;

（i）如果检验结果表明经分频的速度误差数据的计数是奇数，则进行所述步骤（e）;

（j）如果检验结果表明经分频的速度误差数据的计数是偶数，则进行所述步骤（d），然后将在所述步骤（i）获得的平均值与在所述步骤（d）获得的各个差值相加。

15、如权利要求14的采用梳状滤波器进行滤波的一种方法，其中所述步骤（g）包括：

（g-1）检验输入数据是否为相位误差数据;以及

（g-2）如果经检验输入数据是相位误差数据，则对速度误差数据计数器复位，然后对所述速度误差数据计数，如果经检测输入数据不是相位误差数据，则直接对所述速度误差数据计数。

16、如权利要求14的采用梳状滤波器进行滤波的一种方法，其中在所述步骤（g）所述速度误差数据至少三分频。