CN110138367A - 降低功率器件反向恢复电流的栅极驱动电路 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了降低功率器件反向恢复电流的栅极驱动电路，属于基本电子电路的技术领域。该栅极驱动电路包括高压LDMOS管、导通时构成续流通路的二极管或反并联有体二极管的低压MOS管、电压检测电路，功率器件关断时，电感负载产生续流电流流过续流二极管，电压检测电路检测到续流二极管导通，输出信号经控制电路处理后，使驱动电路输出高电平，从而使功率器件、高压LDMOS管的沟道导通，则续流电流从导电沟道流过，几乎不通过续流二极管，此时续流二极管几乎不存在反向恢复电流，从而达到降低功率器件反向恢复电流的目的。

Description

降低功率器件反向恢复电流的栅极驱动电路
技术领域
本发明公开了降低功率器件反向恢复电流的栅极驱动电路，涉及单片集成电路(Monolithic IC)栅驱动技术，属于基本电子电路的技术领域。
背景技术
单片集成电路(Monolithic IC)栅驱动领域中，耐压高、导通电流密度大、导通电阻低等性能优异的功率开关器件已经被广泛使用，如：超结功率MOS管(SuperjunctionMosfet)或基于SOI技术的LIGBT。传统的单片集成电路如图1所示，由驱动电路与功率器件直接集成在一起。
传统功率MOS管存在的最大问题就是在高压工作下的导通压降过高，即导通电阻过高。对于理想的N沟道功率MOS管，导通电阻Ron与击穿电压VB之间的关系为(见文献：陈星弼.超结器件电力电子技术[J],电力电子技术,2008,42(12):2-7.)：
公式1表明导通电阻受到击穿电压的限制，称之为“硅限”，即，对功率器件要求高耐压的同时无法做到低的导通电阻。然而，相对于传统功率MOS管，超结MOS管在相同的芯片面积上满足高耐压(600V以上)的同时大大降低导通电阻。超结MOS管导通电阻Ron与击穿电压VB之间的关系为(见文献：陈星弼.超结器件电力电子技术[J],电力电子技术,2008,42(12):2-7.)：
由公式1和公式2可以证明，在同样的击穿电压下，超结MOS管与传统MOS管相比，导通电阻显著降低。
超结MOS管内的寄生体二极管在其工作时起续流作用，保护超结MOS管免于反向电动势击穿，然而，寄生体二极管反向恢复电流极大。N型超结MOS管如图2所示，超结结构中的PN结柱状结构给内部寄生体二极管带来两个严重后果：一是PN结面积较传统的功率MOS管大了许多，寄生体二极管作为续流二极管导通时，非平衡少数载流子大量积累，使超结MOS管具有很高的反向恢复电荷Qrr；二是PN结柱状结构的快速耗尽会使这些非平衡少数载流子迅速排出，即，反向恢复时间Trr很小。所以，由于超结MOS管内体二极管的反向恢复电荷非常高，反向恢复时间短，这就导致超结MOS管内体二极管的反向恢复电流极大。
对于基于SOI技术的LIGBT而言，LIGBT结构没有体二极管，故需要反向并联的续流二极管提供续流通路，同样的，该续流二极管的反向恢复电流也非常大。
超结MOS管的双脉冲测试波形如图3所示，在t3时刻，续流二极管的反向恢复电流尖峰非常大，导致体二极管在反向恢复过程中产生较大的功耗甚至烧毁。
PN结二极管与超结MOS管体二极管或者其它功率器件体二极管相比，反向恢复电流非常小。PN结二极管反向恢复电流产生过程如图4所示，PN结二极管外加正向偏置时，P+区的多子空穴流向N+区，N+区的多子电子流向P+区，进入P+区的电子和进入N+区的空穴分别成为该区的少子，即，此时非平衡少数载流子增多，通常把正向导通时非平衡少数载流子积累的现象叫做电荷存储效应。当PN结二极管施加反向电压时，非平衡少子会通过两个途径逐渐减少：一是在反向电场作用下，P+区电子被拉回N+区，N+区空穴被拉回P+区，形成反向恢复电流，即，发生少子抽取；二是与多数载流子复合。
由于少子的密度很低，不会随反向偏压的上升而明显变化，因此，在击穿电压之前，少子抽取形成的反向恢复电流很小，所以PN结二极管与超结MOS管体二极管相比，反向恢复电流非常小。
为了解决功率器件反向恢复电流过大的问题，有如下三种现有技术：
(1)使用重金属掺杂，在器件漂移层中形成新的复合中心，将过剩的非平衡载流子复合掉，降低了反向恢复电荷Qrr，从而减小反向恢复电流Irr，但是这种方法工艺技术要求高，成本高，器件漏电流也比较大；
(2)使用辐射技术在器件漂移层中形成缺陷，减小非平衡少数载流子的寿命，从而降低了反向恢复电荷Qrr，从而减小反向恢复电流Irr，但是所形成的缺陷稳定性极差，影响器件使用的可靠性，并且器件漏电流仍然比较大；
(3)对于LIGBT之类需要反并联续流二极管的功率器件而言，续流二极管采用肖特基结构，肖特基二极管是多子参与导电，不存在少子存储与复合效应，故不存在少数载流子所引起的反向恢复电流问题，该技术需要添加附加层，工艺技术要求高，成本也会增加。
现有技术中，有一种添加额外电阻二极管并联结构的方法可以较好地解决上述超结MOS管内体二极管反向恢复电流过高的问题。该方法的思路是在体二极管续流时，在高侧超结MOS管栅源之间加上电阻产生压降，使得高侧超结MOS管导电沟道打开，续流电流从导电沟道上流过，体二极管上几乎没有续流电流，即可降低体二极管的反向恢复电流，其电路原理如图5(a)所示，在高侧超结MOS管T1的源极与高侧悬浮地VS端之间增添一个电阻与二极管并联的网络，电阻R1的一端与普通二极管D1的阳极以及高侧超结MOS管T1的源极相连，电阻R1的另一端与普通二极管D1的阴极相连于高侧悬浮地VS。将高侧超结MOS管的栅极与高侧悬浮地VS直接相连，在母线电压VBUS与高侧悬浮地VS端之间加上一个电感L1作为感性负载。在低侧超结MOS管T2的栅极加上一个双脉冲波形，在第一个脉冲下降后即图3所示的t2时刻后，低侧超结MOS管T2关断，电感L1产生续流电流IL，续流电流IL流向高侧超结MOS管T1的源极，从而在电阻R1的两端形成压降，此压降正是高侧超结MOS管T1的栅源电压Vgs。电阻R1的阻值非常大，目的是使电阻两端的压降Vgs大于高侧超结MOS管T1的开启电压VTH，从而使高侧超结MOS管T1沟道导通，续流电流IL流过高侧超结MOS管T1的导电沟道而在体二极管FWD1上几乎无续流电流，则体二极管FWD1几乎不存在反向恢复电流Irr。在图3的t3时刻，低侧超结MOS管T2开启后普通二极管D1开始导通，普通二极管D1的等效导通电阻与大电阻R1相比非常小，并联条件下大电阻R1基本被忽略，二极管D1导通压降低即电阻两端并联的普通二极管D1可以消去此时大电阻R1对高侧悬浮地VS端电压的影响。虽然这种方法降低了体二极管反向恢复电流过大的问题，但是带来另一个严重的问题，过高的电阻R1使得高侧悬浮地VS端在低侧超结MOS管T2栅极的第二个脉冲下降时产生较大的过冲电压，如图5(b)t4时刻所示，该过冲电压对功率器件的性能与可靠性都会产生较大影响。
发明内容
本发明的发明目的是针对上述背景技术的不足，提供了降低功率器件反向恢复电流的栅极驱动电路，续流电流流过功率器件导电沟道而不是功率器件续流二极管，实现了续流二极管产生的恢复电流极小，解决了通过电阻二极管并联结构降低体二极管反向恢复电流的驱动电路因电阻过大在低压侧超结MOS管栅极产生过冲电压的技术问题。
本发明为实现上述发明目的采用如下技术方案：
降低功率器件反向恢复电流的栅极驱动电路，其特征在于，包括：
高压LDMOS管，其漏极和功率器件的漏极共同接母线电压，其栅极和功率器件的栅极共同接驱动电路的输出端，
第一二极管，其阳极接高压LDMOS管的源极，其阴极与功率器件的源极共同接地，
与高压LDMOS管源极串联的开关管，其电流输入端与功率器件的源极共同接地，其电流输出端接高压LDMOS管的源极，
电压检测电路，其输入端接所述开关管的电流输出端，检测到开关管的导通压降后输出检测值，
或门，其一输入端接经前级电路模数处理后的输入信号，其另一输入端接电压检测电路的输出端，及，
驱动电路，其输入端接或门的输出端，输出所述开关管管导通时功率器件和高压LDMOS管均导通的驱动信号。
作为降低功率器件反向恢复电流的栅极驱动电路的进一步优化方案，与高压LDMOS管源极串联的开关管为反并联在第一二极管两极的第二二极管。
作为降低功率器件反向恢复电流的栅极驱动电路的进一步优化方案，与高压LDMOS管源极串联的开关管为反并联有体二极管的低压MOS管，所述低压MOS管的栅极和功率器件的栅极共同接驱动电路的输出端，低压MOS管的漏极接高压LDMOS管的源极，低压MOS管的源极和功率器件的源极共同接地。
再进一步的，降低功率器件反向恢复电流的栅极驱动电路用于驱动高压侧功率器件时，功率器件的源极、第一二极管的阴极、开关管的电流输入端共同接高压侧悬浮地。
再进一步的，降低功率器件反向恢复电流的栅极驱动电路用于驱动低压侧功率器件时，功率器件的源极、第一二极管的阴极、开关管的电流输入端共同接输入信号的地。
再进一步的，降低功率器件反向恢复电流的栅极驱动电路中，电压检测电路包括：基准电路、第一电阻、第二电阻、电压比较器，第二电阻的一端接开关管的电流输出端，第二电阻的另一端和第一电阻的一端均与电压比较器的同相端相连，第一电阻的另一端接基准电路输出的一路基准电压，电压比较器的反向端接基准电路输出的另一路基准电压，电压比较器检测到开关管的导通压降后输出检测值。
更进一步的，降低功率器件反向恢复电流的栅极驱动电路中，基准电路输出的两路基准电压满足：这一约束，V1、V2分别为输出至电压比较器反向端和同相端的基准电压，Vd为二极管导通时阴极的节点电位，Vd＝-0.7V，R1、R2分别为第一电阻和第二电阻的阻值。优选地，电压检测电路中基准电路产生两个的基准电压分别为3.8V、5V。
更进一步的，降低功率器件反向恢复电流的栅极驱动电路中，第一电阻和第二电阻的阻值满足：这一约束。优选地，电阻R2阻值是电阻R1的两倍。
本发明采用上述技术方案，具有以下有益效果：
(1)摒弃了传统通过辐射、重金属掺杂解决功率器件反向恢复电流过高的方法，节约了成本，降低了工艺制造难度。
(2)用普通二极管或低压MOS管代替上述现有技术采用的大电阻R1，普通二极管或低压MOS管导通压降很低，能够有效削减高侧悬浮地VS端的电压过冲并降低功耗。
(3)摒弃了LIGBT反并联肖特基二极管的方法，不添加额外层的同时降低了成本和工艺制造难度。
附图说明
图1是内部集成功率器件单片集成电路的结构图。
图2是N型超结MOS管的结构图。
图3是超结MOS管双脉冲测试的波形图。
图4是PN结二极管反向恢复电流产生过程的图。
图5(a)是现有技术下降低超结MOS管反向恢复电流的电路原理图。
图5(b)是图5(a)中高侧悬浮地VS端产生较大过冲电压的波形图。
图6是本发明提出的降低功率器件反向恢复电流电路的结构框图。
图7是本发明提出的降低功率器件反向恢复电流电路的一个实施例。
图8是本发明提出的降低功率器件反向恢复电流电路的另一个实施例。
图9(a)是图1传统电路结构的工作波形图。
图9(b)是图8所示电路结构的工作波形图。
具体实施方式
下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明。
本发明提出的降低功率器件反向恢复电流电路如图6所示，驱动高压侧第一功率器件M1时，前级电路、第一功率级电路、或门、高侧驱动电路构成高侧通道，驱动低压侧第二功率器件M2时，前级电路、第二功率级电路、或门、低压侧驱动电路构成低侧通道。第一、第二功率级电路的结构、工作原理完全一样，故只分析第一功率级电路的工作原理和特征。第二功率器件M2关断后，第一功率级电路输出高电平，与前级电路的输出信号一起经过或门处理，或门输出给高侧驱动电路，高侧驱动电路输出信号打开第一功率器件M1的导电沟道，续流电流此时流过导电沟道而不是续流二极管，续流二极管则产生极低的反向恢复电流，则降低了功率器件反向恢复电流。
具体实施例一：通过与高压侧功率器件共漏共栅连接的高压LDMOS管以及与高压LDMOS管反向串联的普通二极管实现降低功率器件反向恢复电流的目的。
高侧通道的第一功率级电路如图7所示，包括：高压LDMOS管M3、二极管D1、二极管D2和电压检测电路，高压LDMOS管M3漏极接母线电压VBUS，高压LDMOS管M3栅极接高侧驱动电路的输出HO，二极管D2阳极连接在高侧悬浮地VS上，二极管D2阴极和高压LDMOS管M3源极一同连接在电压检测电路的输入端IN上，第二功率器件M2关断后，电感负载产生的续流电流流过二极管D2，二极管D2导通，电压检测电路检测到二极管D2导通压降后输出高电平信号OUT至或门的一端输入端IN2，高电平信号OUT与前级电路输出至或门输入端IN1的信号经过逻辑或处理后使得高侧驱动电路的输出信号HO为高电平的或运算结果，则第一功率器件M1和高压LDMOS管M3的沟道导通，续流电流从导电沟道上流过，高压LDMOS管M3和第一功率器件M1的体二极管几乎没有续流电流流过，则此时体二极管产生的反向恢复电流非常小，第二功率器件M2开启时，二极管D2由导通状态变为截止状态，此时由普通二极管D2产生的反向恢复电流与功率器件相比非常小，即达到了降低功率器件反向恢复电流的目的。
高侧通道中的电压检测电路如图7所示，包括：基准电路、电阻R1、电阻R2、电压比较器，基准电路产生的一路基准电压接在电压比较器的反相端，基准电路产生的另一路基准电压接在电阻R1的一端，电阻R1的另一端与电阻R2的一端一同连接在电压比较器的正相端，电阻R2的另一端作为电压检测电路的输入端IN与二极管D2的阴极相连，电压比较器的输出端作为电压检测电路的输出端，电压检测电路输出的OUT与后级逻辑或门的输入端IN2相连。
低侧通道的第二功率级电路如图7所示，包括：高压LDMOS管M4、二极管D5、二极管D6和电压检测电路，高压LDMOS管M4漏极接高侧悬浮地VS，高压LDMOS管M4栅极接低侧驱动电路的输出LO，二极管D6的阳极接地，二极管D6的阴极和高压LDMOS管M4的源极一同连接在电压检测电路的输入端IN，第一功率器件M1关断后，电感负载产生续流电流流过二极管D6，二极管D6导通，电压检测电路检测到二极管D6导通压降后输出高电平信号OUT至或门输入端IN4上，高电平信号与前级电路输出至或门输入端IN3的信号经逻辑或处理后得到使得低侧驱动电路输出LO为高电平的或运算结果，则第二功率器件M2和LDMOS管M4沟道导通，续流电流从导电沟道上流过，高压LDMOS管M4和第二功率器件M2的体二极管几乎没有续流电流流过，则此时体二极管产生的反向恢复电流非常小，第一功率器件M1开启时，二极管D6由导通状态变为截止状态，此时由普通二极管D6产生的反向恢复电流与功率器件相比非常小，即达到了降低功率器件反向恢复电流的目的。
低侧通道中的电压检测电路如图7所示，包括：基准电路、电阻R3、电阻R4、电压比较器，基准电路产生的一路基准电压接在电压比较器的反相端，基准电路产生的另一路基准电压接在电阻R3的一端，电阻R3的另一端与电阻R4的一端一同连接在电压比较器的正相端，电阻R4的另一端作为电压检测电路的输入端IN与二极管D6的阴极相连，电压比较器的输出端作为电压检测电路的输出端，电压检测电路输出的OUT与后级逻辑或门逻辑的输入端IN4相连。
第一功率级电路中，二极管D1的作用是在高压LDMOS管M3和二极管D2同时关断时为电压检测电路提供导电通路；第二功率级电路中，二极管D4的作用是在高压LDMOS管M4和二极管D6同时关断时为电压检测电路提供导电通路。电压检测电路中基准电路产生的两路基准电压满足：电阻R1和电阻R2的阻值需满足：Vd为二极管导通时阴极的节点电位，Vd＝-0.7V。本例中，电压检测电路中基准电路产生的两路基准电压分别为3.8V、5V，电阻R2阻值是电阻R1的两倍，电阻R4阻值是电阻R3的两倍。
第二功率器件M2关断后，负载电感上产生续流电流首先流过二极管D2，二极管D2导通，此时二极管D2的阴极即节点Vd的电位为高侧悬浮地VS的电位减去0.7V，即节点Vd的电位为-0.7V，节点Vd负压-0.7V不能直接接在电压比较器的正相端，此时利用R1、R2分压将负压抬高至电压比较器的输入范围内，电阻R2阻值是电阻R1的两倍，基准电路提供两个基准电压5V和3.8V，比较器的同相端电压V+可由以下电阻分压公式计算：
则节点V-的电压为3.8V，即3.8V的基准电压接在电压比较器的反相端。后级电压比较器检测到二极管D2导通电压后，输出高电平信号给或门的一端输入IN2，高电平信号IN2与前级信号IN1作为或门的两个输入，或门输出信号使高侧驱动电路输出HO为高电平，从而使第一功率器件M1、高压LDMOS管M3沟道导通，则续流电流从导电沟道流过，续流电流几乎不通过体二极管D3和第一功率器件的续流二极管，此时体二极管几乎不存在反向恢复电流；第二功率器件M2开启后，二极管D2由导通状态转变为截止状态，二极管D2产生较低的反向恢复电流。二极管D1作用是在第一功率器件M1与高压LDMOS管M3、二极管D2关断时为电压检测电路提供导电通路。即在本实施例中，此电路使续流电流流过功率器件的导电沟道而不是续流二极管，续流二极管几乎不产生反向恢复电流，只是普通二极管产生了较低的反向恢复电流，即用普通二极管的较低反向恢复电流来代替功率器件内续流二极管的极高反向恢复电流，达到了降低功率器件管反向恢复电流的目的。
具体实施例二：通过与高压侧功率器件共漏共栅连接的高压LDMOS管以及与高压LDMOS管串联的低压MOS管实现降低功率器件反向恢复电流的目的。
本发明提出的另一种降低功率器件反向恢复电流电路如图8所示，在本实施例中，第一、第二功率级电路的结构、工作原理特征完全一样，故只分析第一功率级电路工作原理特征，第一功率级电路包括：高压LDMOS管M3、低压MOS管M4、二极管D1和电压检测电路，电压检测电路包括：基准电路、电阻R1、R2、电压比较器。
第二功率器件M2关断后，负载电感上产生续流电流首先流过低压MOS管M4的体二极管D4和高压LDMOS管M3的体二极管D3，低压MOS管M4的体二极管D4导通，此时二极管D4的阴极即节点Vd的电位为高侧悬浮地VS的电位减去0.7V，即节点Vd的电位为-0.7V，节点Vd负压-0.7V不能直接接在电压比较器的正相端，此时利用R1、R2分压电路将负压抬高至电压比较器的输入范围内，电阻R2阻值是电阻R1的两倍，基准电路提供两个基准电压5V和3.8V，比较器的同相端电压V+可由以下电阻分压公式计算：
则节点V-的电压为3.8V，即3.8V的基准电压接在电压比较器的反相端。后级电压比较器检测到二极管D2导通电压后，输出高电平信号给或门的一端输入IN2，高电平信号IN2与前级信号IN1作为或门的两个输入，或门输出信号使高侧驱动电路输出HO为高电平，从而使第一功率器件M1、高压LDMOS管M3及低压MOS管M4沟道导通，则续流电流导电沟道流过，几乎不通过体二极管D3、D4和第一功率器件中的续流二极管，则此时体二极管几乎不存在反向恢复电流，二极管D1作用是在第一功率器件M1、低压MOS管M4及其体二极管D4关断时为电压检测电路提供导电通路。即在本实施例中，此电路同样使续流电流流过功率器件的导电沟道而不是续流二极管，则续流二极管几乎不产生反向恢复电流且没有普通二极管产生反向恢复电流，从而达到了降低功率器件反向恢复电流的目的。
如图9(a)(图1所示传统电路结构工作波形图)所示，t3时刻，第一功率器件M1导电沟道续流电流Im1极小，续流电流IVD1几乎流过第一功率器件M1体二极管，故产生反向恢复电流Irr非常大。
如图9(b)(图8所示电路结构工作波形图)所示，t3时刻，对比于图9(a)，续流电流ID4几乎流过高压LDMOS管M3及低压MOS管M4的导电沟道，体二极管D3、D4上续流电流IVD4极小，故产生反向恢复电流Irr非常小。
以上所述仅为本发明的优选实例而已，并不限制本发明的保护范围，对于本领域的技术人员来说，可根据本发明的记载做出类似或等同于上述实施例的改进和/或变化。凡在本发明的精神和原则之内做出的任何修改、等同替换、改进均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.降低功率器件反向恢复电流的栅极驱动电路，其特征在于，包括：
高压LDMOS管，其漏极和功率器件的漏极共同接母线电压，其栅极和功率器件的栅极共同接驱动电路的输出端，
第一二极管，其阳极接高压LDMOS管的源极，其阴极与功率器件的源极共同接地，
与高压LDMOS管源极串联的开关管，其电流输入端与功率器件的源极共同接地，其电流输出端接高压LDMOS管的源极，
电压检测电路，其输入端接所述开关管的电流输出端，检测到开关管的导通压降后输出检测值，
或门，其一输入端接经前级电路模数处理后的输入信号，其另一输入端接电压检测电路的输出端，及，
驱动电路，其输入端接或门的输出端，输出所述开关管管导通时功率器件和高压LDMOS管均导通的驱动信号。
2.根据权利要求1所述降低功率器件反向恢复电流的栅极驱动电路，其特征在于，与高压LDMOS管源极串联的开关管为反并联在第一二极管两极的第二二极管。
3.根据权利要求1所述降低功率器件反向恢复电流的栅极驱动电路，其特征在于，与高压LDMOS管源极串联的开关管为反并联有体二极管的低压MOS管，所述低压MOS管的栅极和功率器件的栅极共同接驱动电路的输出端，低压MOS管的漏极接高压LDMOS管的源极，低压MOS管的源极和功率器件的源极共同接地。
4.根据权利要求1或2或3所述降低功率器件反向恢复电流的栅极驱动电路，其特征在于，该栅极驱动电路用于驱动高压侧功率器件时，功率器件的源极、第一二极管的阴极、开关管的电流输入端共同接高压侧悬浮地。
5.根据权利要求1或2或3所述降低功率器件反向恢复电流的栅极驱动电路，其特征在于，该栅极驱动电路用于驱动低压侧功率器件时，功率器件的源极、第一二极管的阴极、开关管的电流输入端共同接输入信号的地。
6.根据权利要求1或2或3所述降低功率器件反向恢复电流的栅极驱动电路，其特征在于，所述电压检测电路包括：基准电路、第一电阻、第二电阻、电压比较器，第二电阻的一端接开关管的电流输出端，第二电阻的另一端和第一电阻的一端均与电压比较器的同相端相连，第一电阻的另一端接基准电路输出的一路基准电压，电压比较器的反向端接基准电路输出的另一路基准电压，电压比较器检测到开关管的导通压降后输出检测值。
7.根据权利要求6所述降低功率器件反向恢复电流的栅极驱动电路，其特征在于，基准电路输出的两路基准电压满足：这一约束，V1、V2分别为输出至电压比较器反向端和同相端的基准电压，Vd为二极管导通时阴极的节点电位，Vd＝-0.7V，R1、R2分别为第一电阻和第二电阻的阻值。
8.根据权利要求7所述降低功率器件反向恢复电流的栅极驱动电路，其特征在于，第一电阻和第二电阻的阻值满足：这一约束。
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