CN110138216B - 一种Boost DC-DC变换器非连续控制方法 - Google Patents

一种Boost DC-DC变换器非连续控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明提出了一种Boost DC‑DC变换器非连续控制方法。包括：S1，建立Boost DC‑DC变换器数学模型，建立以输出电压和电感电流为横纵坐标的相平面，获得输出电压控制的优化轨迹曲线；S2，建立Boost DC‑DC变换器有限状态机控制器，分析控制器原理和系统运动轨迹，计算优化模态切换条件，设计状态切换触发条件；S3，建立增加参考电流更新值和补偿值的改进的有限状态机控制器。

Description

一种Boost DC-DC变换器非连续控制方法
技术领域
本发明涉及自动化控制领域，尤其涉及一种Boost DC-DC变换器非连续控制方法。
背景技术
电力电子技术的高速发展使电力电子装置在电子、计算机、新能源发电等领域有了大规模的应用，人们对良好的电能品质输出也有了更高的要求。传统的线性控制方法很难在复杂的应用场景下保证电能的高质量输出。近年来，越来越多的学者投入到电子电力变换器的非线性控制研究中。其中，Boost DC-DC变换器是较常用的电力电子变换器之一，是典型的非线性时变系统。在连续电流模式下，变换器的小信号传递函数出现了不期望的右半平面零点，该系统具有非最小相位的特性。系统的建模、稳定性和输出电压的性能控制成为控制领域所关注的焦点。
传统的线性控制方法仅仅在工作点附近实现较好的控制效果，对参数变化较为敏感、在负载扰动下的动态响应速度较慢。一些非线性控制技术能够实现对变换器输出电压的较快速的稳定控制，对负载扰动也具有较好的鲁棒性，但往往需要较为复杂的硬件实现、算法不易于更新等。
发明内容
本发明旨在至少解决现有技术中存在的技术问题，特别创新地提出了一种BoostDC-DC变换器非连续控制方法。
本发明提出了一种Boost DC-DC变换器非连续控制方法。以系统较好的动态性能和在参数不确定和负载扰动下较好的鲁棒性为目标，本方法采用一种Boost DC-DC变换器有限状态机控制器，其物理实现简单，具有较好的动态性能，能够实现输出电压的快速无超调控制以及在负载扰动下较好的鲁棒性。
为了实现本发明的上述目的，本发明提供了一种Boost DC-DC变换器非连续控制方法，其关键在于，包括：
步骤1，建立Boost DC-DC变换器数学模型，建立以输出电压和电感电流为横纵坐标的相平面，获得输出电压控制的优化轨迹曲线；步骤2，建立Boost DC-DC变换器有限状态机控制器，分析控制器原理和系统运动轨迹，计算优化模态切换条件，设计状态切换触发条件；步骤3，建立增加参考电流更新值和补偿值的改进的有限状态机控制器。
所述的Boost DC-DC变换器非连续控制方法，优选的，所述步骤1包括：
建立Boost DC-DC变换器数学模型，Boost DC-DC变换器在两种模态下统一的微分方程为：
Figure BDA0002074597900000021
其中Vg代表输入电压，vo是输出电压，iL代表电感电流，R是负载电阻，L是储能电感，C是滤波电容，g1、g2是开关管。u＝1，g1导通g2关闭，u＝0，g2导通g1关闭。
建立以Vo和
Figure BDA0002074597900000022
为相平面的横纵坐标，根据变换器数学模型，可得Boost DC-DC变换器在OFF状态下的轨迹方程为一个圆
Figure BDA0002074597900000023
其中(Vg,0)为圆的圆心，roff1为圆的半径，令
Figure BDA0002074597900000024
可得圆的方程为iLn 2+(vo-Vg)2＝roff1 2。可得Boost DC-DC变换器在ON状态下的轨迹方程为一条直线
Figure BDA0002074597900000025
其中voinit为输出电压的初值，iLinitn为电感电流标准化后的初值。
所述的Boost DC-DC变换器非连续控制方法，优选的，所述步骤2包括：
步骤2-1，建立有限状态机控制器，以电感电流iL和输出电压vo为状态变量，有限状态机控制器由5个状态组成，其中包括一个初始状态initial_state和四个切换状态AOFF-,AON-,AOFF+,AON+。其中，状态AOFF-,AON-对应的是输出电压初始值小于参考电压，即vo＜vref。状态AOFF+,AON+对应的是输出电压大于参考电压即vo＞vref。Mode1对应g1导通，g2关断，输出电容放电。Mode1对应g2导通，g1关断，输出电容充电。当切换到状态AOFF+和状态AOFF-时，表示电感电流iL在减小。当切换到状态AON+和状态AON-时，表示电感电流iL正在增加。
步骤2-2，状态机的工作从初始状态开始，若起始时刻vo＜vref，则有限状态机进入到状态AON-，此时u＝1，g1导通，g2关断，电源给电感支路供电，电流流过电感给电感充电。当满足切换条件圆的实时半径和圆的参考半径r2 real_time≥r2 ref时，状态切换进入到状态AOFF-，此时u＝0，g2导通g1关闭，电感放电，电容充电，电源和电感同时给输出端供电使得输出端电压抬高实现升压，电感电流持续减小。当满足切换条件iLn≤iLref'时，状态切换进入状态AON-，此时的电感充电，电容放电稳定输出电压,其中iref'为标准化后的参考电感电流表示。在状态AOFF-，输出电压持续上升，若满足vo＞vref，切换到AOFF+状态，此时u＝0，电感电流持续下降，当满足切换条件k≤k1时状态切换进入AON+状态，这里的k为运动轨迹相对的参考点的斜率，k1为初始斜率，且
Figure BDA0002074597900000031
voinit为OFF状态起始点所对应的电压值。在状态AON+中，u＝1，电感电流持续上升，当满足切换条件iLn≥iLref'时，状态切换至AOFF+。若起始时刻vo＞vref，则进入到AOFF+状态。
所述的Boost DC-DC变换器非连续控制方法，优选的，所述步骤3包括：
步骤3-1，采用步骤2-1所示的状态机结构,若在AON-状态在满足切换条件r2 real_time≥r2 ref时切换至AOFF-状态。在AOFF-状态中，在不加补偿值的情况下，切换条件圆的轨迹半径R始终小于实际参考圆轨迹半径Rref，使得系统在进入AOFF-状态之后始终无法沿圆轨迹到达参考点，最终经过有限个开关周期在左半平面形成一个极限环。因此需要切换条件中需要添加合适补偿值，致使状态轨迹能够达到右半平面，并在参考点附近形成稳定的极限环。AON-切换至AOFF-的切换条件变为r2 real_time≥r2 ref+β。
步骤3-2，为了实现控制器在负载扰动下较好的鲁棒性，需要对负载电阻阻值进行计算，并且更新切换条件中的参考电感电流值，本方法通过检测输出电流来实现对负载电阻的计算和对参考电感电流值的更新。检测输出电流值为io，则负载电阻阻值为
Figure BDA0002074597900000041
根据Boost DC-DC变换器输入输出功率守恒公式Pin＝Pout可得
Vg·iL＝io·vo
可以求出电感电流iref的更新值为
Figure BDA0002074597900000042
加入补偿值β后，Boost DC-DC变换器控制系统在到达稳态时，OFF状态的轨迹方程为：
Figure BDA0002074597900000043
设OFF状态切换至ON状态的切换点横坐标近似为vref+0.01，又因为ON状态直线轨迹经过参考点(iref,vref)，因此可得ON状态的直线方程为：
Figure BDA0002074597900000044
由以上条件可以求出输出电压纹波和电感电流纹波值与β的表达式，有关输出电压纹波和电感电流纹波的计算较为复杂，可以对其简化处理，简化后的输出电压纹波值为
Figure BDA0002074597900000051
简化后的电感电流纹波值为
Figure BDA0002074597900000052
其中
Figure BDA0002074597900000053
综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：
1.所述的控制方法在以输出电压vo和标准化电感电流为横纵坐标的相平面下，推导了OFF状态和ON状态下的相轨迹，其相轨迹表示适用于任何可变参数的Boost变换器。
2.所述的控制方法设计的Boost DC-DC变换器有限状态机控制器，与传统的非线性方法对比，实现了输出电压的快速无超调控制，在负载扰动下具有较好的鲁棒性。
3.所述的控制方法提出的有限状态机控制器物理实现简单，控制算法易于更新和改进。相比于一些非线性控制算法的理论研究，本发明所提出的方法能够在更多的实际场合进行应用。
本发明的附加方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
本发明的上述和/或附加的方面和优点从结合下面附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：
图1是本发明Boost DC-DC变换器非连续控制方法的Boost DC-DC变换器的电路图；
图2是本发明Boost DC-DC变换器非连续控制方法Boost DC-DC变换器OFF状态下的相平面轨迹；
图3是本发明Boost DC-DC变换器非连续控制方法Boost DC-DC变换器ON状态下的相平面轨迹；
图4是本发明Boost DC-DC变换器非连续控制方法中有限状态机控制器结构图；
图5是本发明Boost DC-DC变换器非连续控制方法的有限状态机控制器轨迹运动在状态平面vo≤vref侧；
图6是本发明Boost DC-DC变换器非连续控制方法的有限状态机控制器轨迹运动在状态平面vo≥vref侧；
图7是本发明Boost DC-DC变换器非连续控制方法的改进的有限状态机控制器结构图；
图8是本发明Boost DC-DC变换器非连续控制方法在参考点附近的状态轨迹。
图9是本发明Boost DC-DC变换器非连续控制方法示意图；
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“纵向”、“横向”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。
在本发明的描述中，除非另有规定和限定，需要说明的是，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是机械连接或电连接，也可以是两个元件内部的连通，可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语的具体含义。
本发明提出了一种Boost DC-DC变换器非连续控制方法。建立BoostDC-DC变换器数学模型，建立以输出电压和电感电流为横纵坐标的相平面，获得输出电压控制的优化轨迹曲线。建立Boost DC-DC变换器有限状态机控制器，分析控制器原理和系统运动轨迹，计算优化模态切换条件，设计状态切换触发条件。建立增加参考电流更新值和补偿值的有限状态机控制器。
图1是本发明Boost DC-DC变换器非连续控制方法的Boost DC-DC变换器的电路图，其中Vg代表输入电压，vo是输出电压，iL代表电感电流，R是负载电阻，L是储能电感，C是滤波电容，g1、g2是开关管，其开通和关断状态在用u表示。根据基尔霍夫定律可得，BoostDC-DC变换器在两种模态下统一的微分方程为：
Figure BDA0002074597900000071
其中，u＝1，g1导通g2关闭。u＝0，g2导通g1关闭。
图2是本发明Boost DC-DC变换器非连续控制方法Boost DC-DC变换器OFF状态下的相平面轨迹图，变换器在OFF状态时，u＝0，g1关闭g2导通，变换器的微分方程为：
Figure BDA0002074597900000072
其中，储存在Boost DC-DC变换器中的瞬时能量定义如下：
Figure BDA0002074597900000081
在OFF状态下，我们可以得到瞬时能量的一阶导数为
Figure BDA0002074597900000082
结合式(2)和式(3)，得到瞬时能量表达式如下
Figure BDA0002074597900000083
为了便于分析，我们考虑系统为无阻尼的情况，即R→∞，式(2.8)变换为
Figure BDA0002074597900000084
能量表达式求取二阶导可得
Figure BDA0002074597900000085
联合方程(2)、(6)和(7)可得
Figure BDA0002074597900000086
变换上式可得
Figure BDA0002074597900000087
对式(9)两边进行积分，则OFF状态下的状态平面轨迹可以表示为式(10)，其中，令
Figure BDA0002074597900000088
roff 2为常数。
Figure BDA0002074597900000089
结合式(6)和(8)可得
Figure BDA00020745979000000810
其中
Figure BDA00020745979000000811
建立以Vo和
Figure BDA00020745979000000812
为相平面的横纵坐标，Boost DC-DC变换器在OFF状态下的轨迹方程为一个圆
Figure BDA00020745979000000813
其中(Vg,0)为圆的圆心，roff1为圆的半径，令
Figure BDA0002074597900000091
可得圆的方程为iLn 2+(vo-Vg)2＝roff1 2，iref'为标准化后的参考电感电流表示。
图3是本发明Boost DC-DC变换器非连续控制方法Boost DC-DC变换器ON状态下的相平面轨迹图，变换器在ON状态时，u＝1，g1导通g2关闭，变换器的微分方程为：
Figure BDA0002074597900000092
其中iL和vO都是时间的相关函数，求解式(12)可以得到
Figure BDA0002074597900000093
其中，iLinit和voinit分别为电感电流和输出电压的初值，电感电流的初值由切换条件知为iLref，切换条件的推导会在下一章详细阐述。
方程(13)中，消去t可以得到
Figure BDA0002074597900000094
式子两边取对数可得
Figure BDA0002074597900000095
由Boost DC-DC变换器工作原理的分析可知，在ON状态下输出电容放电稳住输出电压，理想情况下输出电压稳住不变，实际情况电压的电压下降的值也很小，因此vO的值接近voinit，即
Figure BDA0002074597900000096
这里我们做近似处理
Figure BDA0002074597900000097
联合方程(15)和(16)可以得出
Figure BDA0002074597900000098
标准化可得：
Figure BDA0002074597900000101
由式可以知道Boost DC-DC变换器在ON状态下的轨迹方程为一条直线。
图4是本发明Boost DC-DC变换器非连续控制方法中有限状态机控制器结构图，有限状态机控制器由5个状态组成，其中包括一个初始状态initial_state和四个切换状态AOFF-,AON-,AOFF+,AON+。其中，状态AOFF-,AON-对应的是输出电压初始值小于参考电压，即vo＜vref。状态AOFF+,AON+对应的是输出电压大于参考电压即vo＞vref。Mode1对应g1导通，g2关断，输出电容放电。Mode1对应g2导通，g1关断，输出电容充电。当切换到状态AOFF+和状态AOFF-时，表示电感电流iL在减小。当切换到状态AON+和状态AON-时，表示电感电流iL正在增加。
图5是本发明Boost DC-DC变换器非连续控制方法的有限状态机控制器轨迹运动在状态平面vo≤vref侧，系统左半平面的运动轨迹vo≤vref是由状态AOFF-,AON-驱动。当系统运动起始于左半平面时，系统进入AON-状态，在AON-状态中，状态轨迹沿着直线移动，电感电流iL增加，直到满足切换条件r2 real_time≥r2 ref。rref在每个切换周期都会更新以适应新的切换面。之后系统的状态由AON-状态切换为AOFF-状态，系统的状态轨迹沿着新的AOFF-轨迹继续运动，之后继续做如图5所示的迭代运动，最后系统的状态轨迹会在参考点附近稳定。
图6是本发明Boost DC-DC变换器非连续控制方法的有限状态机控制器轨迹运动在状态平面vo≥vref侧，系统右半平面的运动轨迹vo≥vref是由状态AOFF+,AON+驱动。当系统运动起始于右半平面时，系统进入AOFF+状态，系统的状态轨迹沿着AOFF+状态下的轨迹运动，此时电感电流下降，输出电压快速减小，当轨迹运行到某点相对于参考点的斜率K满足k≤k1时切换至AON+状态，其中斜率k1为起始点的斜率，即
Figure BDA0002074597900000111
进入AON+状态后，系统的状态轨迹沿着AON+状态下的轨迹运动，电感电流增加，直到满足切换条件iLn≥iLref'时，状态切换至AOFF+状态。根据上述切换动作可知，系统的状态轨迹逐渐运动到参考电压纵坐标轴。之后继续做如图6所示的迭代运动，最后系统的状态轨迹会在参考点附近稳定。
图7是本发明Boost DC-DC变换器非连续控制方法的改进的有限状态机控制器结构图，改进的状态机控制器加入了启动状态、电感电流参考值iref的更新以及补偿值β。状态机控制器由7个状态构成：AOFF-、AON-、AOFF+、AON+、initial_state和AON_start-、AON_start+。其中initial_state为初始状态，状态AOFF-、AON-、AON_start-三个状态对应着输出电压初始值小于参考电压，即vo＜vref。AOFF+、AON+、AON_start+三个状态对应着输出电压初始值小大于参考电压，即vo＞vref。其中，Mode1对应g1导通，g2关断。Mode1对应g2导通，g1关断。当切换到状态AOFF+、状态AOFF-时，表示电感电流iL在减小。当切换到状态AON+、状态AON-、状态AON_start-和状态AON_start+时，表示电感电流iL正在增加。
改进的状态机控制器主要变化在于在起始状态后，在左半平面和右半平面增加了一个起始状态，状态AON_start-可以快速将输出电压提升到期望的参考电压值，并在状态AOFF-中更新了负载电阻值和参考电感电流值。状态AON_start+可以给出负载电阻值和参考电感电流值计算时间，并在状态AOFF+中更新了负载电阻值和参考电感电流值，实现控制器对负载扰动良好的鲁棒性，状态机的改进还在于在左半平面的ON状态切换至OFF状态的切换条件改为r2 real_time≥r2 ref+β，使状态轨迹能够达到右半平面，并在参考点附近形成稳定的极限环。
为了实现控制器在负载扰动下较好的鲁棒性，需要对负载电阻阻值进行计算，并且更新切换条件中的参考电感电流值，本方法通过检测输出电流来实现对负载电阻的计算和对参考电感电流值的更新。检测输出电流值为io，则负载电阻阻值为
Figure BDA0002074597900000121
根据Boost DC-DC变换器输入输出功率守恒公式Pin＝Pout可得
Vg·iL＝io·vo(19)
可以求出电感电流iref的更新值为
Figure BDA0002074597900000122
图8是本发明Boost DC-DC变换器非连续控制方法在参考点附近的状态轨迹。其中，β＝2rref·β1+β1 2，加入补偿值β后，Boost DC-DC变换器控制系统在到达稳态时，OFF状态的轨迹方程为：
Figure BDA0002074597900000123
设OFF状态切换至ON状态的切换点横坐标近似为vref+0.01，又因为ON状态直线轨迹经过参考点(iref,vref)，因此可得ON状态的直线方程为：
Figure BDA0002074597900000124
由以上条件可以求出输出电压纹波和电感电流纹波值与β的表达式，有关输出电压纹波和电感电流纹波的计算较为复杂，可以对其简化处理，简化后的输出电压纹波值为
Figure BDA0002074597900000125
简化后的电感电流纹波值为
Figure BDA0002074597900000126
其中
Figure BDA0002074597900000131
图9是本发明Boost DC-DC变换器非连续控制方法示意图；
上述技术方的有益效果为：
1.所述的控制方法在以输出电压vo和标准化电感电流为横纵坐标的相平面下，推导了OFF状态和ON状态下的相轨迹，其相轨迹表示适用于任何可变参数的Boost变换器。
2.所述的控制方法设计的Boost DC-DC变换器有限状态机控制器，与传统的非线性方法对比，实现了输出电压的快速无超调控制，在负载扰动下具有较好的鲁棒性。
3.所述的控制方法提出的有限状态机控制器物理实现简单，控制算法易于更新和改进。相比于一些非线性控制算法的理论研究，本发明所提出的方法能够在更多的实际场合进行应用。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。
尽管已经示出和描述了本发明的实施例，本领域的普通技术人员可以理解：在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由权利要求及其等同物限定。

Claims (3)

1.一种Boost DC-DC变换器非连续控制方法，其特征在于，包括：
S1，建立Boost DC-DC变换器数学模型，建立以输出电压和电感电流为横纵坐标的相平面，获得输出电压控制的优化轨迹曲线；
所述S1包括：
S1-1，建立Boost DC-DC变换器数学模型，Boost DC-DC变换器在两种模态下统一的微分方程为：
Figure FDA0002333488340000011
其中Vg代表输入电压，vo是输出电压，iL代表电感电流，R是负载电阻，L是储能电感，C是滤波电容，g1、g2是开关管；u＝1，g1导通g2关闭，u＝0，g2导通g1关闭；
S1-2，建立以vo和
Figure FDA0002333488340000012
为相平面的横纵坐标，根据变换器数学模型，可得Boost DC-DC变换器在OFF状态下的轨迹方程为一个圆
Figure FDA0002333488340000013
其中(Vg,0)为圆的圆心，roff1为OFF状态下的圆的半径，令
Figure FDA0002333488340000014
iLn为标准化的电感电流；可得圆的方程为iLn 2+(vo-Vg)2＝roff1 2；可得Boost DC-DC变换器在ON状态下的轨迹方程为一条直线
Figure FDA0002333488340000015
其中voinit为输出电压的初值，iLinitn为电感电流标准化后的初值；
S2，建立Boost DC-DC变换器有限状态机控制器，分析控制器原理和系统运动轨迹，计算优化模态切换条件，设计状态切换触发条件；
S3，建立增加参考电流更新值和补偿值的改进的有限状态机控制器。
2.根据权利要求1所述的一种Boost DC-DC变换器非连续控制方法，其特征在于，所述S2包括：
S2-1，建立有限状态机控制器，以电感电流iL和输出电压vo为状态变量，有限状态机控制器由5个状态组成，其中包括一个初始状态initial_state和四个切换状态AOFF-,AON-,AOFF+,AON+；其中，状态AOFF-,AON-对应的是输出电压初始值小于参考电压，即vo＜vref；状态AOFF+,AON+对应的是输出电压大于参考电压即vo＞vref；Mode1对应g1导通，g2关断，输出电容放电；Mode2对应g2导通，g1关断，输出电容充电；当切换到状态AOFF+和状态AOFF-时，表示电感电流iL在减小；当切换到状态AON+和状态AON-时，表示电感电流iL正在增加；
S2-2，状态机的工作从初始状态开始，若起始时刻vo＜vref，则有限状态机进入到状态AON-，此时u＝1，g1导通，g2关断，电源给电感支路供电，电流流过电感给电感充电；当满足切换条件圆的实时半径和圆的参考半径r2 real_time≥r2 ref时，状态切换进入到状态AOFF-，此时u＝0，g2导通g1关闭，电感放电，电容充电，电源和电感同时给输出端供电使得输出端电压抬高实现升压，电感电流持续减小；当满足切换条件iLn≤iLref'时，状态切换进入状态AON-，此时的电感充电，电容放电稳定输出电压,其中iref'为标准化后的参考电感电流；在状态AOFF-，输出电压持续上升，若满足vo＞vref，切换到AOFF+状态，此时u＝0，电感电流持续下降，当满足切换条件k≤k1时状态切换进入AON+状态，这里的k为运动轨迹相对的参考点的斜率，k1为初始斜率，且
Figure FDA0002333488340000021
Figure FDA0002333488340000022
为OFF状态起始点所对应的电压值；在状态AON+中，u＝1，电感电流持续上升，当满足切换条件iLn≥iLref'时，状态切换至AOFF+；若起始时刻vo＞vref，则进入到AOFF+状态。
3.根据权利要求2所述的一种Boost DC-DC变换器非连续控制方法，其特征在于，所述S3包括：
S3-1，采用S2-1的状态机结构,若在AON-状态在满足切换条件r2 real_time≥r2 ref时切换至AOFF-状态；在AOFF-状态中，在不加补偿值的情况下，切换条件圆的轨迹半径rreal_time始终小于实际参考圆轨迹半径rref，使得系统在进入AOFF-状态之后始终无法沿圆轨迹到达参考点，最终经过有限个开关周期在左半平面形成一个极限环；因此需要切换条件中需要添加合适补偿值，致使状态轨迹能够达到右半平面，并在参考点附近形成稳定的极限环；AON-切换至AOFF-的切换条件变为r2 real_time≥r2 ref+β，其中β为切换补偿值；
S3-2，为了实现控制器在负载扰动下较好的鲁棒性，需要对负载电阻阻值进行计算，并且更新切换条件中的参考电感电流值，本方法通过检测输出电流来实现对负载电阻的计算和对参考电感电流值的更新；检测输出电流值为io，则负载电阻阻值为
Figure FDA0002333488340000031
根据Boost DC-DC变换器输入输出功率守恒公式Pin＝Pout可得
Vg·iL＝io·vo
可以求出电感电流iref的更新值为
Figure FDA0002333488340000032
加入β后，Boost DC-DC变换器控制系统在到达稳态时，OFF状态的轨迹方程为：
Figure FDA0002333488340000033
设OFF状态切换至ON状态的切换点横坐标近似为vref+0.01，又因为ON状态直线轨迹经过参考点(iref,vref)，因此可得ON状态的直线方程为：
Figure FDA0002333488340000034
由以上条件可以求出输出电压纹波和电感电流纹波值与β的表达式，有关输出电压纹波和电感电流纹波的计算较为复杂，可以对其简化处理，简化后的输出电压纹波值为
Figure FDA0002333488340000041
简化后的电感电流纹波值为
Figure FDA0002333488340000042
其中
Figure FDA0002333488340000043
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CN101393578B (zh) * 2008-11-03 2010-06-02 天津理工大学 基于有限状态机的Boost电路建模方法及其应用
CN103956898B (zh) * 2014-04-03 2016-02-24 西安理工大学 电力电子变换器电流参考值自动调节切换控制方法
CN106998136B (zh) * 2017-05-21 2019-06-25 重庆大学 基于相轨迹规划和跟踪的Buck变换器控制系统和方法
CN108667288B (zh) * 2018-05-28 2020-05-22 西安理工大学 一种电力电子变换器鲁棒切换控制方法
CN108695996B (zh) * 2018-06-26 2020-11-17 重庆大学 基于Buck环节的无线电能传输系统滑模控制方法

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