CN110034698A - 耦合电容变化下的稳压ecpt系统及混杂控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种耦合电容变化下的ECPT系统的混杂控制方法，根据参考电压与接收端输出电压之间的电压偏差确定Buck开关管S的导通时间，从而确定当前各工作模态之间的边界切换条件，并基于该边界切换条件以及当前对Buck电感L的电流状态进行检测得到的检测结果，以及对谐振补偿电路的输入电流状态进行检测得到的检测结果对各个开关管的工作状态进行控制，将控制问题简化为边界计算和选择问题，使得该ECPT系统在耦合机构参数扰动下也能输出恒定的电压。

Description

耦合电容变化下的稳压ECPT系统及混杂控制方法

技术领域

本发明涉及无线电能传输技术领域，更具体地说，涉及一种耦合电容变化下的稳压ECPT系统及混杂控制方法。

背景技术

WPT(Wireless Power Transfer,无线电能传输)技术借助磁场、电场、激光、微波等软介质实现电能从电源系统到用电设备的无电气接触传输，现已成为国内外科研机构研究与开发的热点。其中，基于电场耦合的电能传输方式具有电能耦合机构简易轻薄，成本低且形状易变等优点；在工作状态中，电场耦合机构的绝大部分电通量分布于电极之间，对周围环境的电磁干扰很小；当电场耦合机构之间或周围存在金属导体时，不会引起导体产生涡流损耗等特点。在某些领域的应用可与基于磁场耦合的无线电能传输技术形成优势互补，因此越来越多的专家学者围绕电场耦合无线电能传输(Electric-Field CoupledPower Transfer,ECPT)技术展开研究。

在使用ECPT技术为移动设备无线充/供电的应用中，例如消费电子设备(手机、平板电脑等)、移动机器人、厨房电器及电动汽车等，系统的电能接收端(包括：接收端耦合极板、功率调节电路以及用电设备的等效负载电阻等)经常会从无线供电系统中移除或重新移入。电能接收端的移入移除使传输距离和极板相对位置发生改变，很难保证电能接收端移除前耦合机构的等效电容值与下一次电能接收端重新移入后的耦合机构等效电容值完全相同。例如：电动汽车每次停在充电区域上方时，耦合极板的间距和横向偏移程度都不尽相同，即耦合机构等效电容C_S的值不相同。耦合机构等效电容C_S的改变会使ECPT系统的输出电压降低，进而影响系统的传输性能，因此有必要提出一种控制方法保证ECPT系统在耦合极板发生一定偏移以及传输距离发生改变(即C_S在一定范围内变化)时的输出电压恒定。

发明内容

为解决上述技术问题，本发明提供一种耦合电容变化下的ECPT系统的混杂控制方法。

为实现上述目的，本发明所采用的具体技术方案如下：

一种耦合电容变化下的稳压ECPT系统，包括发射端电路和接收端电路，所述发射端电路包括直流电源、Buck变换器、全桥逆变器、谐振补偿电路以及两块发射极板，所述接收端电路包括两块接收极板和负载电路，所述两块发射极板与所述两块接收极板一一对应构成电场耦合机构实现发射端电路和接收端电路之间的无线电能传输；

所述Buck变换器包括开关管S、二极管D以及连接在所述二极管D两端的Buck电感L和Buck电容C；

所述全桥逆变器包括依次连接的开关管S₁、开关管S₂、开关管S₄以及开关管S₃，其中开关管S₁和开关管S₃位于同一桥臂上，开关管S₂和开关管S₄位于同一桥臂上，所述Buck变换器中的开关管S与所述全桥逆变器中的开关管S₁、开关管S₂、开关管S₃以及开关管S₄均由控制器控制，在所述控制器的输入端连接有第一电流检测模块和第二电流检测模块，所述第一电流检测模块用于检测Buck电感L的电流状态，所述第二电流检测模块用于检测所述谐振补偿电路的输入电流状态，所述负载电路中还设置有电压检测模块，该电压检测模块将检测所得的接收端输出电压信息通过无线通信传输至所述控制器，所述控制器采用混杂控制方式，在混杂建模时所述系统设置有多个工作模态，所述控制器根据参考电压与所述电压检测模块反馈的电压之间的电压偏差确定开关管S的导通时间，从而确定当前各工作模态之间的边界切换条件，并基于该边界切换条件以及所述第一电流检测模块和第二电流检测模块所检测的信息控制各个开关管工作完成工作模态的切换，实现系统输出电压的稳压控制。

可选的，所述控制器在所述电压偏差的基础上利用PI控制原理确定开关管S的导通时间。

可选的，所述谐振补偿电路由谐振电感L₁、谐振电容C₁、谐振电感L₂、谐振电容C₂以及谐振电感L₃构成，其中，所述全桥逆变器的一个输出端依次串接谐振电感L₁、谐振电容C₁和谐振电感L₂后与所述全桥逆变器的另一个输出端连接，相串联的谐振电容C₂和谐振电感L₃并联在谐振电感L₂的两端，谐振电感L₃的两端一一对应连接所述两块发射极板。

可选的，所述负载电路包括桥式整流电路、滤波电容以及负载电阻。

可选的，在混杂建模时设置有如下四个模态：

模态q₁：开关管S导通，二极管D截止，开关管S₁和S₄导通，开关管S₂和S₃关断；

模态q₂：开关管S关断，二极管D导通，开关管S₁和S₄导通，开关管S₂和S₃关断；

模态q₃：开关管S导通，二极管D截止，开关管S₁和S₄关断，开关管S₂和S₃导通；

模态q₄：开关管S关断，二极管D导通，开关管S₁和S₄关断，开关管S₂和S₃导通。

可选的，所述控制器基于边界转换条件控制各个开关管工作，模态q₁转换至模态q₂以及模态q₃转换至模态q₄的边界转换条件为：

且

模态q₂转换至模态q₁以及模态q₄转换至模态q₃的边界转换条件为：

且

模态q₁转换至模态q₃以及模态q₂转换至模态q₄的边界转换条件为：

且

模态q₃转换至模态q₁以及模态q₄转换至模态q₂的边界转换条件为：

且

模态q₁转换至模态q₄的边界转换条件为：

模态q₄转换至模态q₁的边界转换条件为：

模态q₂转换至模态q₃的边界转换条件为：

模态q₃转换至模态q₂的边界转换条件为：

其中，i_L为所述Buck电感L上流过的电流，为所述谐振补偿电路的输入电流，为所述Buck电感L的电流变化率，为所述谐振补偿电路的输入电流的变化率，Δi_L为CCM模式下所述Buck电感L的纹波电流，i_o为所述Buck电感L的平均电流。

本发明还提供一种基于上述任意一种耦合电容变化下的ECPT系统的混杂控制方法，包括：

所述第一电流检测模块对所述Buck电感L的电流状态进行检测得到第一检测结果；

所述第二电流检测模块对所述谐振补偿电路的输入电流状态进行检测得到第二检测结果；

所述电压检测模块对所述接收端电路的输出电压进行检测得到接收端输出电压；

所述控制器根据参考电压与所述接收端输出电压之间的电压偏差确定开关管S的导通时间，从而确定当前各工作模态之间的边界切换条件，并基于该边界切换条件以及所述第一检测结果和所述第二检测结果控制各个开关管工作完成工作模态的切换，实现系统输出电压的稳压控制。

本发明提供的耦合电容变化下的稳压ECPT系统及混杂控制方法，根据参考电压与接收端输出电压之间的电压偏差确定开关管S的导通时间，从而确定当前各工作模态之间的边界切换条件，并基于该边界切换条件以及当前对Buck电感L的电流状态进行检测得到的检测结果，以及对谐振补偿电路的输入电流状态进行检测得到的检测结果对各个开关管的工作状态进行控制，将控制问题简化为边界计算和选择问题，保证该ECPT系统耦合电容在一定范围变化下的输出电压恒定。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：

图1为本发明实施例提供的稳压ECPT系统的结构示意图；

图2为本发明实施例提供的ECPT系统的等效电路示意图；

图3为本发明实施例提供的ECPT系统的混杂控制方法的流程示意图；

图4-1为本发明实施例提供的ECPT系统在模态q₁的等效电路示意图；

图4-2为本发明实施例提供的ECPT系统在模态q₂的等效电路示意图；

图4-3为本发明实施例提供的ECPT系统在模态q₃的等效电路示意图；

图4-4为本发明实施例提供的ECPT系统在模态q₄的等效电路示意图；

图5为本发明实施例提供的ECPT系统的混杂自动机模型示意图；

图6为本发明实施例提供的CCM模式下Buck变换器电感电流的波形示意图；

图7-1为在混杂自动机模型的基础上得到的C_S变化下逆变输出电流的仿真波形示意图；

图7-2为在混杂自动机模型的基础上得到的C_S变化下C_S端电压的仿真波形示意图；

图8-1为基于混杂控制方法得到的C_S变化下系统输出电压的波形示意图；

图8-2为基于混杂控制方法得到的C_S变化下逆变输出电流的波形示意图；

图9为ECPT系统启动过程中的实验波形示意图；

图10为发射极板和接收极板相对位置改变时Buck变换器电感电流、系统输出电压和逆变输出电流的实验波形示意图。

具体实施方式

为了使本发明要解决的技术问题、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图及具体实施例进行详细描述，应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本实施例提供一种耦合电容变化下的稳压ECPT系统，请参见图1所示，包括发射端电路和接收端电路，发射端电路包括直流电源E、Buck变换器、全桥逆变器、谐振补偿电路以及两块发射极板，接收端电路包括两块接收极板和负载电路，两块发射极板与两块接收极板一一对应构成电场耦合机构实现发射端电路和接收端电路之间的无线电能传输，其中，第一发射极板与第一接收极板耦合形成的电容为C_S1，第二发射极板与第二接收极板耦合形成的电容为C_S2，Buck变换器包括开关管S、二极管D以及连接在二极管D两端的Buck电感L和Buck电容C，全桥逆变器包括依次连接的开关管S₁、开关管S₂、开关管S₄以及开关管S₃，其中开关管S₁和开关管S₃位于同一桥臂上，开关管S₂和开关管S₄位于同一桥臂上，所述Buck变换器中的开关管S与所述全桥逆变器中的开关管S₁、开关管S₂、开关管S₃以及开关管S₄均由控制器控制，在控制器的输入端连接有第一电流检测模块和第二电流检测模块，第一电流检测模块用于检测Buck电感L的电流状态，第二电流检测模块用于检测谐振补偿电路的输入电流状态，负载电路中还设置有电压检测模块，该电压检测模块将检测所得的接收端输出电压信息通过无线通信传输至控制器，控制器采用混杂控制方式，在混杂建模时该系统设置有多个工作模态，控制器根据预先设置的参考电压与电压检测模块反馈的电压之间的电压偏差确定开关管S的导通时间，从而确定当前各工作模态之间的边界切换条件，并基于该边界切换条件以及第一电流检测模块和第二电流检测模块所检测的信息控制各个开关管工作完成工作模态的切换，实现系统输出电压的稳压控制。

图1中的谐振补偿电路由谐振电感L₁、谐振电容C₁、谐振电感L₂、谐振电容C₂以及谐振电感L₃构成，其中，所述全桥逆变器的一个输出端依次串接谐振电感L₁、谐振电容C₁和谐振电感L₂后与全桥逆变器的另一个输出端连接，相串联的谐振电容C₂和谐振电感L₃并联在谐振电感L₂的两端，谐振电感L₃的两端一一对应连接两块发射极板。

本实施例中的负载电路可以包括依次连接的桥式整流电路、滤波电路以及负载电阻，图1中，桥式整流电路由D₁，D₂，D₃，D₄组成，滤波电路采用的滤波电容C_f，并联在负载电阻R_L上。

图1系统的部分等效电路图请参见图2所示，其中，全桥逆变器的输出等效为一个方波电压源u_in，图2中的R_eq表示负载电阻R_L与全桥整流器的等效电阻，其值为C_S为耦合机构的等效电容，可表示为图2中的i_L表示电感谐振电感L上流过的电流，i_L1表示电感谐振电感L₁上流过的电流，也表示谐振电路的输入电流，也表示逆变器的输出电流，i_L2表示电感谐振电感L₂上流过的电流，i_L3表示电感谐振电感L₃上流过的电流，u_C表示谐振电容C两端的电压，u_C1表示谐振电容C₁两端的电压，u_C2表示谐振电容C₂两端的电压，u_Cs表示耦合电容C_s两端的电压，i_eq表示负载电路的输入电流。

混杂自动机模型是一种关于混杂系统的形式化模型，混杂自动机模型是离散时间动态理论中自动机模型的扩展，它将描述连续动态行为的微分方程嵌入到传统的离散状态机模型中，从而使得自动机模型具有描述连续系统的能力。

典型的混杂自动机模型可表示为：

H＝(Q,x,u,Init,f,Inv,Guard,Reset)

式中，Q＝{q_i,i∈{1,2,3,4}}为系统离散状态(工作状态)的有限集合，x为系统的连续状态空间；u为系统的输入量；Init为系统初始状态集合；f为系统离散状态量与连续状态量之间的函数映射，Inv为系统各离散状态的不变集，描述系统连续状态在离散状态中的限制条件；Guard为各工作状态之间转换条件的集合；Reset为复位映射，定义状态的跳转，对于本实施例中的ECPT系统：x(t+)＝Reset(q_i，x(t-))，表明连续状态变量之间在状态切换时没有跳变。

对应到图2中的ECPT系统，从结构上看，该系统包含DC/DC、DC/AC等典型电力电子变换环节，各环节都采用了开关切换电路，在相邻两次开关动作之间，系统可等效为线性电路。系统的混杂特性表现为系统中同时存在开关网络的离散动态过程和线性工作模态的连续动态过程。

基于本实施例所提供的耦合电容变化下的稳压ECPT系统，本实施例还提供了一种混杂控制方法，请参见图3所示，包括：

S31：第一电流检测模块对Buck电感L的电流状态进行检测得到第一检测结果。

S32：第二电流检测模块对谐振补偿电路的输入电流状态进行检测得到第二检测结果。

S33：电压检测模块对接收端电路的输出电压进行检测得到接收端输出电压。

S34：控制器根据参考电压与接收端输出电压之间的电压偏差确定开关管S的导通时间，从而确定当前各工作模态之间的边界切换条件，并基于该边界切换条件以及第一检测结果和第二检测结果控制各个开关管工作完成工作模态的切换，实现系统输出电压的稳压控制。

假设Buck变换器始终工作在连续电流模式(CCM)，根据开关管S、续流二极管D及全桥变换器开关管S₁-S₄的通断情况，图2所示的系统等效电路可分为4个模态，也即本实施例中的系统有4个模态，控制器采用混杂建模进行控制，在混杂建模时设置的四个模态如下：

模态q₁：开关管S导通，二极管D截止，开关管S₁和S₄导通，开关管S₂和S₃关断，此时系统的等效电路图请参见图4-1所示，根据基尔霍夫电压电流定律，图4-1所示等效电路的微分方程模型可以表示为：

令为系统状态向量，u＝[E]为系统输入向量。则模态q₁对应的状态空间方程为：

其中，

模态q₂：开关管S关断，二极管D导通，开关管S₁和S₄导通，开关管S₂和S₃关断。此时系统的等效电路图请参见图4-2所示。

模态q₂对应的状态空间方程为：

其中，A₂＝A₁，B₂＝[0 0 0 0 0 0 0 0]^T。

模态q₃：开关管S导通，二极管D截止，开关管S₁和S₄关断，开关管S₂和S₃导通。此时系统的等效电路图请参见图4-3所示。

模态q₃对应的状态空间方程为：

其中，

B₃＝B₁。

模态q₄：为开关管S关断，二极管D导通，开关管S₁和S₄关断，开关管S₂和S₃导通。此时系统的等效电路图请参见图4-4所示。

模态q₄对应的状态空间方程为：

其中，A₄＝A₃，B₄＝B₂。

由式(1)～(4)可得：

由式(5)可知，不同的离散状态变量q和连续状态空间x之间通过函数映射f存在着一一对应的关系。本实施例中的级联ECPT系统的自动混杂模型如图5所示。

在图5中，状态x从初始状态(x₀,q₀)开始，ECPT系统在接收到启动指令后进入q₁状态，按照系统工作状态q₁所对应的微分方程演变，只要状态x满足不变集Inv(q₁)的限制条件，系统则一直工作在模态q₁。当状态x满足切换条件Guard(q₁₂)，则意味着从工作模态q₁到q₂的切换被触发，在此切换条件下状态x的取值将从x(t^-)跳转到x(t⁺)。之后，系统进入工作模态q₂，并按照模态q₂所对应的微分方程及限制条件运行。如此往复，ECPT系统在四个工作模态之间自动切换便可得到状态x的运动轨迹。

由ECPT系统的混杂自动机模型的运行过程可知，该模型建立在电路拓扑之上，完全按照电路特性运行。宏观上将ECPT系统看作自动机，微观上自动机的每一状态为一组微分方程。自动机转移到某一状态，则相应的一组微分方程开始运行，应用到受控对象上，整个混杂系统在自动机的不同状态上变迁。ECPT系统的混杂建模便是对系统的工作模态进行划分，因此系统的控制问题便转化为各工作模态边界转换条件的选择问题。

CCM模式下，Buck变换器电感电流的波形可以参见图6所示，由图6可知：

Buck电感的平均电流为：

根据式(6)和式(7)，本实施例中Buck变换器的边界转换条件为：

其中，Guard(B₁₂)表示Buck电感的电流从上升到下降的边界转换条件，Guard(B₂₁)表示Buck电感电流从下降到上升的边界转换条件。

所以根据上述式(8)和式(9)，可得到本实施例中系统预先设置的边界转换条件包括：

结合本实施例中全桥逆变器的输出电流的过零点进行软开关控制，得到本实施例中系统预先设置的边界转换条件还包括：

其中，Guard(q_mn)表示系统从工作状态q_m转换到工作状态q_n的边界条件，i_L为Buck电感L上流过的电流，为谐振补偿电路的输入电流，为Buck电感L的电流变化率，为谐振补偿电路的输入电流的变化率，Δi_L为CCM模式下Buck电感的纹波电流，i_o为Buck电感的平均电流，所谓平均电流是指一个周期内的电流平均值。

根据上述式(10)-式(21)，步骤S34实质上包括：

当ECPT系统当前所处的工作状态为q₁状态时，若且则控制ECPT系统切换为q₂状态，若且则控制ECPT系统切换为q₃状态，若则控制ECPT系统切换为q₄状态；

当ECPT系统当前所处的工作状态为q₂状态时，若且则控制ECPT系统切换为q₁状态，若则控制ECPT系统切换为q₃状态，若且则控制ECPT系统切换为q₄状态；

当ECPT系统当前所处的工作状态为q₃状态时，若且则控制ECPT系统切换为q₁状态，若则控制ECPT系统切换为q₂状态，若且则控制ECPT系统切换为q₄状态；

当ECPT系统当前所处的工作状态为q₄状态时，若 则控制ECPT系统切换为q₁状态，若且则控制ECPT系统切换为q₂状态，若且则控制ECPT系统切换为q₃状态。

本实施例结合Buck变换器的边界转换条件及全桥逆变器的边界转换条件给出了级联ECPT系统工作模态的边界转换条件。结合上述的边界转换条件，通过混杂控制实现逆变器的软开关运行及ECPT系统耦合机构等效电容C_S在一定范围内变化下输出稳压的具体方法为：控制器通过检测逆变输出电流判断全桥逆变器所处的工作模态，例如：检测到i_L1>0，可知全桥逆变器(S₁，S₄)导通，(S₂，S₃)关断，ECPT系统处在模态q₁或者模态q₂；通过检测电感L的电流判断Buck变换器所处的工作模态，例如：检测到i_L>0，可知Buck变换器开关管S导通，ECPT系统处在模态q₁或者模态q₃。结合逆变输出电流和电感L的电流即可判断ECPT系统运行于模态q₁。当逆变输出电流自然过零时，即触发式(16)所示的边界切换条件，控制器根据逆变输出电流的过零信号控制全桥逆变器(S₁，S₄)关断，(S₂，S₃)导通，依次往复完成逆变器工作模态的切换，实现逆变器软开关运行。

当C_S变化时，系统的输出电压会发生变化，通过检测输出电压u_o并将相应的电压信号反馈至控制器，根据输出电压u_o和预设的参考电压u_set确定偏差电压信号为：

e(t)＝u_set-u_o(t)；

控制器通过调节Buck变换器开关管S的导通时间T_on改变Δi_L的取值，进而调节输出电压，实现稳压控制。其中，Buck变换器开关管S的导通时间T_on的控制采用PI控制器:

在本实施例所建立的ECPT系统的混杂自动机模型的基础上得到C_S变化下逆变输出电流和C_S端电压的仿真波形如图7-1和图7-2所示，仿真和实验的主要参数取值如下表1所示：

表1

如图7-1和图7-2所示，当耦合电容C_S由500pF变为470pF时，逆变输出电流和C_S端电压均有所降低。由于本实施例中的ECPT系统采用的逆变器为电压型全桥变换器，当逆变输入电压保持不变时，如果逆变输出电流降低，那么系统的输入功率也会随之降低，根据能量守恒原理可知系统的输出电压将出现下降。

图8-1和图8-2为基于本实施例提供的混杂控制方法得到的C_S变化下系统输出电压和逆变输出电流波形的示意图。如图8-1和图8-2所示，当耦合电容C_S由470pF变为500pF再变为470pF时，在控制器作用下，逆变输出电流先降低再增加，系统输出电压保持恒定，验证了本实施例提出的控制方法的可行性和有效性。

为进一步验证控制方法的实际效果，搭建如图1所示的ECPT系统级联拓扑结构实验装置，实验电路中，Buck变换器采用的MOSFET的型号为IRFP460PBF，续流二极管的型号为MUR1040，驱动芯片的型号为UCC27524，全桥逆变器采用的MOSFET的型号为C2M0080120D，驱动芯片的型号为UCC27714，整流二极管的型号为HFA08TB60，谐振电感采用李兹线和铁粉芯绕制而成，谐振电容为高频陶瓷电容，耦合机构是通过在透明亚克力表面覆了一层铜箔制成。主控制器由STM32和FPGA组成，通用运放的型号为LM358，电压比较器的型号为LM311。实验系统的控制流程为：电能接收端将霍尔电压传感器采集到的输出电压通过无线通信的方式发送至电能发射端的主控制器，主控制器通过检测Buck变换器电感电流和逆变输出电流判断系统当前所处的工作模态，进而根据输出电压与参考电压的偏差控制Buck开关管和全桥逆变器开关管完成工作模态的切换，最终实现输出电压的稳压控制。

图9为搭建的ECPT实验系统启动过程中的实验波形示意图，其中，图9上方的曲线是系统输出电压的启动波形，下方是Buck变换器开关管的驱动波形。如图9所示，系统输出电压经过大约70ms由0V达到预设电压值50V，并且输出电压波形在启动过程中没有出现超调，实现了软启动。

图10是手动改变耦合机构电能发射极板和电能接收极板相对位置时Buck变换器电感电流、系统输出电压和逆变输出电流的实验波形。由图10可知，由于手动改变了发射极板和接收极板的相对位置，即改变了耦合机构等效电容。当耦合机构由无偏移状态变为偏移状态时，耦合机构等效电容减小，此时谐振网络的输入阻抗将会变大，因此Buck变换器的电感电流将减小，逆变输出电流将增加。当耦合机构由偏移状态变为无偏移状态时，耦合机构等效电容增大，此时谐振网络的输入阻抗将会减小，因此Buck变换器的电感电流将增大，逆变输出电流将减小。进一步分析图10可知，在电能发射极板和电能接收极板相对位置发生偏移的过程中，Buck变换器电感电流始终连续。由于是手动改变耦合机构等效电容，因此输出电压没有出现超调且逆变输出电流的变化比较平缓。

综上所述，本实施例提出的ECPT系统以及混杂控制方法都可以保证ECPT系统的耦合机构等效电容C_S在一定范围内变化时的输出电压恒定。

针对实际应用中很难保证电能接收端移除前耦合机构的等效电容值与下一次电能接收端重新移入后的耦合机构等效电容值完全相同，进而导致ECPT系统输出电压波动并降低的问题，本实施例围绕ECPT系统高阶、非线性、多工作模态、连续时间与离散状态相互作用的特点，根据混杂系统的理论方法建立了ECPT系统的混杂自动机模型，得到了系统各工作模态的边界转换条件，提出了一种混杂控制策略将系统的控制问题转化为边界转换条件的选择问题，最后利用仿真和实验验证了所提混杂控制策略能够保证ECPT系统在耦合电容变化下的输出电压恒定。

上面结合附图对本发明的实施例进行了描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，还可做出很多形式，这些均属于本发明的保护之内。

Claims (7)

1.一种耦合电容变化下的稳压ECPT系统，其特征在于：包括发射端电路和接收端电路，所述发射端电路包括直流电源、Buck变换器、全桥逆变器、谐振补偿电路以及两块发射极板，所述接收端电路包括两块接收极板和负载电路，所述两块发射极板与所述两块接收极板一一对应构成电场耦合机构实现发射端电路和接收端电路之间的无线电能传输；

所述Buck变换器包括开关管S、二极管D以及连接在所述二极管D两端的Buck电感L和Buck电容C；

所述全桥逆变器包括依次连接的开关管S₁、开关管S₂、开关管S₄以及开关管S₃，其中开关管S₁和开关管S₃位于同一桥臂上，开关管S₂和开关管S₄位于同一桥臂上，所述Buck变换器中的开关管S与所述全桥逆变器中的开关管S₁、开关管S₂、开关管S₃以及开关管S₄均由控制器控制，在所述控制器的输入端连接有第一电流检测模块和第二电流检测模块，所述第一电流检测模块用于检测Buck电感L的电流状态，所述第二电流检测模块用于检测所述谐振补偿电路的输入电流状态，所述负载电路中还设置有电压检测模块，该电压检测模块将检测所得的接收端输出电压信息通过无线通信传输至所述控制器，所述控制器采用混杂控制方式，在混杂建模时所述系统设置有多个工作模态，所述控制器根据参考电压与所述电压检测模块反馈的电压之间的电压偏差确定开关管S的导通时间，从而确定当前各工作模态之间的边界切换条件，并基于该边界切换条件以及所述第一电流检测模块和第二电流检测模块所检测的信息控制各个开关管工作完成工作模态的切换，实现系统输出电压的稳压控制。

2.根据权利要求1所述的耦合电容变化下的稳压ECPT系统，其特征在于：所述控制器在所述电压偏差的基础上利用PI控制原理确定开关管S的导通时间。

3.根据权利要求1所述的耦合电容变化下的稳压ECPT系统，其特征在于：所述谐振补偿电路由谐振电感L₁、谐振电容C₁、谐振电感L₂、谐振电容C₂以及谐振电感L₃构成，其中，所述全桥逆变器的一个输出端依次串接谐振电感L₁、谐振电容C₁和谐振电感L₂后与所述全桥逆变器的另一个输出端连接，相串联的谐振电容C₂和谐振电感L₃并联在谐振电感L₂的两端，谐振电感L₃的两端一一对应连接所述两块发射极板。

4.根据权利要求1所述的耦合电容变化下的稳压ECPT系统，其特征在于：所述负载电路包括桥式整流电路、滤波电容以及负载电阻。

5.根据权利要求1-4任一项所述的耦合电容变化下的稳压ECPT系统，其特征在于：在混杂建模时设置有如下四个模态：

模态q₁：开关管S导通，二极管D截止，开关管S₁和S₄导通，开关管S₂和S₃关断；

模态q₂：开关管S关断，二极管D导通，开关管S₁和S₄导通，开关管S₂和S₃关断；

模态q₃：开关管S导通，二极管D截止，开关管S₁和S₄关断，开关管S₂和S₃导通；

模态q₄：开关管S关断，二极管D导通，开关管S₁和S₄关断，开关管S₂和S₃导通。

6.根据权利要求5所述的耦合电容变化下的稳压ECPT系统，其特征在于：所述控制器基于边界转换条件控制各个开关管工作，模态q₁转换至模态q₂以及模态q₃转换至模态q₄的边界转换条件为：

且

模态q₂转换至模态q₁以及模态q₄转换至模态q₃的边界转换条件为：

且

模态q₁转换至模态q₃以及模态q₂转换至模态q₄的边界转换条件为：

且

模态q₃转换至模态q₁以及模态q₄转换至模态q₂的边界转换条件为：

且

模态q₁转换至模态q₄的边界转换条件为：

模态q₄转换至模态q₁的边界转换条件为：

模态q₂转换至模态q₃的边界转换条件为：

模态q₃转换至模态q₂的边界转换条件为：

其中，i_L为所述Buck电感L上流过的电流，为所述谐振补偿电路的输入电流，为所述Buck电感L的电流变化率，为所述谐振补偿电路的输入电流的变化率，Δi_L为CCM模式下所述Buck电感L的纹波电流，i_o为所述Buck电感L的平均电流。

7.一种基于权利要求1-6任一项所述的耦合电容变化下的ECPT系统的混杂控制方法，其特征在于：

所述第一电流检测模块对所述Buck电感L的电流状态进行检测得到第一检测结果；

所述第二电流检测模块对所述谐振补偿电路的输入电流状态进行检测得到第二检测结果；

所述电压检测模块对所述接收端电路的输出电压进行检测得到接收端输出电压；

所述控制器根据参考电压与所述接收端输出电压之间的电压偏差确定开关管S的导通时间，从而确定当前各工作模态之间的边界切换条件，并基于该边界切换条件以及所述第一检测结果和所述第二检测结果控制各个开关管工作完成工作模态的切换，实现系统输出电压的稳压控制。