CN113938013B - 双向升降压直流变换器及工作参数配置方法 - Google Patents

双向升降压直流变换器及工作参数配置方法 Download PDF

Info

Publication number
CN113938013B
CN113938013B CN202111227387.0A CN202111227387A CN113938013B CN 113938013 B CN113938013 B CN 113938013B CN 202111227387 A CN202111227387 A CN 202111227387A CN 113938013 B CN113938013 B CN 113938013B
Authority
CN
China
Prior art keywords
duty cycle
flying capacitor
bridge arm
current
voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202111227387.0A
Other languages
English (en)
Other versions
CN113938013A (zh
Inventor
毕恺韬
吕华阳
卢禹卓
张志伟
庄煜
朱一昕
樊启高
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Jiangnan University
Original Assignee
Jiangnan University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Jiangnan University filed Critical Jiangnan University
Priority to CN202111227387.0A priority Critical patent/CN113938013B/zh
Publication of CN113938013A publication Critical patent/CN113938013A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN113938013B publication Critical patent/CN113938013B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1582—Buck-boost converters

Abstract

本发明涉及一种双向升降压直流变换器及工作参数配置方法。其通过桥臂连接电感以及与所述桥臂连接电感两端适配连接的变换连接桥臂连接形成H桥直流变换器；变换连接桥臂包括桥臂开关管组以及与所述桥臂开关管组适配连接的飞跨电容，桥臂开关管组包括依次串接的第一开关管、第二开关管、第三开关管以及第四开关管；对任一变换连接桥臂，所述变换连接桥臂内的第一开关管与第四开关管呈互补导通，且所述变换连接桥臂内的第二开关管与第三开关管呈互补导通。本发明在能量向任意方向传递时，均可实现升压与降压的功率变换，提高适用的工作范围，安全可靠。

Description

双向升降压直流变换器及工作参数配置方法
技术领域
本发明涉及一种直流变换器及工作参数配置方法，尤其是一种双向升降压直流变换器及工作参数配置方法。
背景技术
随着新能源技术的快速发展，光伏发电已经成为能源转型的主力之一；然而，光伏间歇的发电特征给电网的安全稳定运行带来了一定挑战。储能技术作为有效平抑电网功率波动、以及提升电能质量的有效措施，近年来受到了广泛关注，并广泛应用于新能源发电系统中。
储能系统接入直流电网，并以直流母线电压为信息载体控制储能系统运行模式。储能变换器作为储能系统能量转换的核心设备，根据网压值调整能量在直流电网与储能设备间的流动，实现稳压目的。直流网压主要由光伏发电状态及负荷决定，变化范围较大。储能系统接入后，能量在单向传递时，储能变换器既要能工作于降压模式，也要能够工作于升压模式，以满足储能单元电压及网压的宽变化范围，从而对储能变换器提出了更高的要求。
发明内容
本发明的目的是克服现有技术中存在的不足，提供一种直流变换器及工作参数配置方法，其在能量向任意方向传递时，均可实现升压与降压的功率变换，提高适用的工作范围，安全可靠。
按照本发明提供的技术方案，所述双向升降压直流变换器，包括桥臂连接电感，所述桥臂连接电感的任一端均适配连接一变换连接桥臂，通过桥臂连接电感以及与所述桥臂连接电感两端适配连接的变换连接桥臂连接形成H桥直流变换器；
所述变换连接桥臂包括桥臂开关管组以及与所述桥臂开关管组适配连接的飞跨电容，桥臂开关管组包括依次串接的第一开关管、第二开关管、第三开关管以及第四开关管，其中，第一开关管以及第二开关管与飞跨电容的正极端连接，所述飞跨电容的负极端与第三开关管以及第四开关管适配连接，第一开关管、第二开关管、第三开关管以及第四开关管上均反并联一续流二极管；
桥臂连接电感的任一端与所连接变换连接桥臂内的第二开关管以及第三开关管适配连接，且一变换连接桥臂内的第四开关管与另一变换连接桥臂内的第四开关管适配连接；
对任一变换连接桥臂，所述变换连接桥臂内的第一开关管与第四开关管呈互补导通，且所述变换连接桥臂内的第二开关管与第三开关管呈互补导通。
对任一变换连接桥臂，所述变换连接桥臂内第一开关管与第二开关管的载波相差180°，且所述变换连接桥臂内第三开关管与第四开关管的载波相差180°。
配置与桥臂连接电感适配连接变换连接桥臂内桥臂开关管组的工作状态，以配置H桥直流变换器的工作模式，所述H桥直流变换器的工作模式包括Bcuk模式、Boost模式或Buck-Boost模式。
用于配置直流变换器的工作参数，其中，一连接变换连接桥臂内飞跨电容为飞跨电容Cf1，另一变换连接桥臂内飞跨电容为飞跨电容Cf2，直流变换器与飞跨电容Cf1相对应一端的端电压为u1，直流变换器与飞跨电容Cf2相对应的一端的端电压为u2；所述工作参数配置包括如下步骤：
步骤1、确定所述直流变换器的工作模式，并根据直流变换器的工作模式建立基于桥臂连接电感电流iL、飞跨电容电压uf1以及飞跨电容电压uf2的平均状态等效方程，其中，iL为流过桥臂连接电感的电感电流，飞跨电容电压uf1为飞跨电容Cf1的电压，飞跨电容电压uf2为飞跨电容Cf2的电压；
步骤2、根据直流变换器的工作模式下所有开关管的占空比关系，构建占空比循环变量gL、占空比循环变量gf1以及占空比循环变量gf2，并将所构建的占空比循环变量gL、占空比循环变量gf1以及占空比循环变量gf2代入步骤1中平均状态等效方程相对应的离散方程中，以能得到直流变换器的在当前工作模式下的占空比循环变量离散模型；
步骤3、给定约束函数参考值，利用所述给定约束函数参考值以及占空比循环变量离散模型分别构建当前k时刻电感电流约束函数飞跨电容Cf1的当前k时刻电压约束函数Jf1 k、飞跨电容Cf2的当前k时刻电压约束函数Jf2 k；，其中，给定约束函数参考值包括桥臂连接电感的电感电流参考值iL *、飞跨电容Cf1的电压参考值uf1 *以及飞跨电容Cf2的电压参考值uf2 *；
步骤4、在上述构建的当前k时刻电感电流约束函数飞跨电容Cf1的当前k时刻电压约束函数Jf1 k、飞跨电容Cf2的当前k时刻电压约束函数Jf2 k相应的约束下，利用二分法确定占空比循环变量gL、占空比循环变量gf1以及占空比循环变量gf2相对应的最优值；
根据所述循环变量gL、循环变量gf1以及循环变量gf2相对应的最优值，确定每个连接变换桥臂内所有开关管工作时相对应的占空比。
利用二分法确定占空比循环变量gL、占空比循环变量gf1以及占空比循环变量gf2相对应的最优值时，当桥臂连接电感相对应的电感电流参考值iL *大于所述桥臂连接电感的电流额定值im时，则令iL *＝im。
步骤3中，飞跨电容Cf1的电压参考值uf1 *为飞跨电容Cf2的电压参考值uf2 *为/>桥臂连接电感的电感电流参考值iL *为/>
其中，为端电压u1当前k时刻的电压采样值，/>为端电压u2当前k时刻的电压采样值；/>为负载电流当前k时刻的电流采样值；u2 *为端电压u2的给定参考值。
在确定每个连接变换桥臂内所有开关管相对应的占空比后，采用PWM移相180°方式调制出每个开关管相对应的驱动信号。
还包括预设占空比调节精度Δg，所述预设占空比调节精度Δg包括基于电感的占空比调节精度ΔgL、基于飞跨电容Cf1的占空比调节精度Δgf1以及基于飞跨电容Cf2的占空比调节精度Δgf2；
在利用二分法确定占空比循环变量gL、占空比循环变量gf1以及占空比循环变量gf2相对应的最优值时，根据预设占空比调节精度Δg能确定最优值循环运算终止条件，所述最优值循环运算终止条件为：
其中，TL为电感占空比数据集的上边界，BL为电感占空比数据集的下边界，Tf1为飞跨电容Cf1占空比数据集的上边界，Bf1为飞跨电容Cf1占空比数据集的下边界，Tf2为飞跨电容Cf2占空比数据集的上边界，Bf2为飞跨电容Cf2占空比数据集的下边界。
利用二分法确定占空比循环变量gL的最优值时，包括如下步骤：
步骤4.1、获取电感电流当前k时刻的采样值iL k，并配置电感占空比数据集的上边界TL、电感占空比数据集的下边界BL、电感电流约束函数值JL；
步骤4.2、利用电感占空比数据集的上边界TL以及电感占空比数据集的下边界BL计算得到占空比循环变量gL，利用所述计算得到的占空比循环变量gL以及电感电流当前k时刻的采样值iL k计算电感电流k+1时刻的预测值iL k+1，根据电感电流k+1时刻的预测值iL k+1以及电感电流参考值iL *分别计算位置关系值PL以及当前k时刻电感电流约束函数值
步骤4.3、当位位置关系值PL>0时，令电感占空比数据集的上边界TL＝gL，否则，令电感占空比数据集的上边界BL＝gL；
步骤4.4、当JL>JL k时，令gLopt＝gL且JL＝JL k，否则，直接跳转至步骤4.5；
步骤4.5、当TL-BL<ΔgL时，则跳转至步骤4.6，否则，跳转至步骤4.2；
步骤4.6、结束。
利用二分法确定占占空比循环变量gf1以及占空比循环变量gf2相对应的最优值，包括如下步骤：
步骤4-1、获取飞跨电容Cf1的当前k时刻电压采样值uf1 k以及飞跨电容Cf2的当前k时刻电压采样值uf2 k，配置飞跨电容Cf1占空比数据集的上边界Tf1、飞跨电容Cf1占空比数据集的下边界Bf1、飞跨电容Cf2占空比数据集的上边界Tf2、为飞跨电容Cf2占空比数据集的下边界Bf2、飞跨电容Cf1的电压约束函数值Jf1以及飞跨电容Cf2的电压约束函数值Jf2；
步骤4-2、利用飞跨电容Cf1占空比数据集的上边界Tf1、飞跨电容Cf1占空比数据集的下边界Bf1计算得到占空比循环变量gf1，利用所述计算得到的占空比循环变量gf1以及飞跨电容Cf1的当前k时刻电压采样值uf1 k计算跨电容Cf1的k+1时刻电压预测值uf1 k+1，根据电容Cf1的k+1时刻电压预测值uf1 k+1以及飞跨电容Cf1的电压参考值uf1 *分别计算位置关系值Pf1以及飞跨电容Cf1的当前k时刻电压约束函数值Jf1 k；
同时，利用飞跨电容Cf2占空比数据集的上边界Tf2、飞跨电容Cf2占空比数据集的下边界Bf2计算得到占空比循环变量gf2，利用所述计算得到的占空比循环变量gf2以及飞跨电容Cf2的当前k时刻电压采样值uf2 k计算跨电容Cf2的k+1时刻电压预测值uf2 k+1，根据电容Cf2的k+1时刻电压预测值uf2 k+1以及飞跨电容Cf2的电压参考值uf2 *分别计算位置关系值Pf2以及飞跨电容Cf2的当前k时刻电压约束函数值Jf2 k；
步骤4-3、当位置关系值Pf1>0且位置关系值Pf2>0时，令Tf1＝gf1且Tf2＝gf2，否则，令Bf1＝gf1且Bf2＝gf2；
步骤4-4、当Jf1>Jf1 k且Jf2>Jf2 k时，令gf1opt＝gf1，Jf1＝Jf1 k且gf2opt＝gf2，Jf2＝Jf2 k，否则，直接跳转到步骤4-5；
步骤4-5、当Tf1-Bf1<Δgf1且Tf2-Bf2<Δgf2时，跳转至步骤4-6，否则，直接跳转至步骤4-2；
步骤4-6、结束。
本发明的优点：通过桥臂连接电感以及与所述桥臂连接电感两端适配连接的变换连接桥臂连接形成H桥直流变换器；从而在能量向任意方向传递时，均可实现升压与降压的功率变换，提高适用的工作范围。配置与桥臂连接电感适配连接变换连接桥臂内桥臂开关管组的工作状态，以配置H桥直流变换器的工作模式；在配置得到H桥直流变换器的工作模式后，通过工作参数配置步骤能得到H桥直流变换器内所有开关管工作时的占空比，从而能省去权重分配的环节，提高H桥直流变换器工作时的控制精度，提高适应范围，安全可靠。
附图说明
图1为本发明的电路原理图。
图2为本发明处于Buck模式下第一子模态的电路原理图。
图3为本发明处于Buck模式下第二子模态的电路原理图。
图4为本发明处于Buck模式下第三子模态的电路原理图。
图5为本发明处于Buck模式下第四子模态的电路原理图。
图6为本发明处于Boost模式下第一子模态的电路原理图。
图7为本发明处于Boost模式下第二子模态的电路原理图。
图8为本发明处于Boost模式下第三子模态的电路原理图。
图9为本发明处于Boost模式下第四子模态的电路原理图。
图10为本发明处于Buck-Boost模式下第一子模态的电路原理图。
图11为本发明处于Buck-Boost模式下第二子模态的电路原理图。
图12为本发明处于Buck-Boost模式下第三子模态的电路原理图。
图13为本发明处于Buck-Boost模式下第四子模态的电路原理图。
图14为本发明在不同占空比下的工作状态示意图。
图15为本发明利用二分法确定最优值的流程图。
具体实施方式
下面结合具体附图和实施例对本发明作进一步说明。
为了在能量向任意方向传递时，均可实现升压与降压的功率变换，提高适用的工作范围，本发明包括桥臂连接电感，所述桥臂连接电感的任一端均适配连接一变换连接桥臂，通过桥臂连接电感以及与所述桥臂连接电感两端适配连接的变换连接桥臂连接形成H桥直流变换器；
所述变换连接桥臂包括桥臂开关管组以及与所述桥臂开关管组适配连接的飞跨电容，桥臂开关管组包括依次串接的第一开关管、第二开关管、第三开关管以及第四开关管，其中，第一开关管以及第二开关管与飞跨电容的正极端连接，所述飞跨电容的负极端与第三开关管以及第四开关管适配连接，第一开关管、第二开关管、第三开关管以及第四开关管上均反并联一续流二极管；
桥臂连接电感的任一端与所连接变换连接桥臂内的第二开关管以及第三开关管适配连接，且一变换连接桥臂内的第四开关管与另一变换连接桥臂内的第四开关管适配连接；
对任一变换连接桥臂，所述变换连接桥臂内的第一开关管与第四开关管呈互补导通，且所述变换连接桥臂内的第二开关管与第三开关管呈互补导通。
具体地，变换连接桥臂对称分布于桥臂连接电感的两端，桥臂连接电感的每端与一变换连接桥臂适配连接，以能形成H桥架构的直流变换器。利用直流变换器的H桥架构，能实现能量的双向传递。
两个变换连接桥臂采用相同的形式，具体地，每个变换连接桥臂内均包括桥臂开关管组以及一飞跨电容，其中，桥臂开关管组包括依次串接的第一开关管、第二开关管、第三开关管以及第四开关管，第一开关管、第二开关管、第三开关管以及第四开关管均采用现有常用的形式，如MOSFET器件、IGBT器件等，开关管的具体类型可以根据实际需要选择，此处不再赘述。根据开关管所选用的形式，即可实现第一开关管、第二开关管、第三开关管以及第四开关管间依次串联，具体为本技术领域人员所熟知，此处不再赘述。
在任一变换连接桥臂内，第一开关管以及第二开关管与飞跨电容的正极端连接，所述飞跨电容的负极端与第三开关管以及第四开关管适配连接，第一开关管、第二开关管、第三开关管以及第四开关管上均反并联一续流二极管，在第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管中的一个或多个处于关断状态时，通过相应的续流二极管能实现电流工作的通路，续流二极管的具体情况以及反并联在第一开关管、第二开关管、第三开关管以及第四开关管上的设置均可与现有相一致，具体为本技术领域人员所熟知，此处不再赘述。
飞跨电容以及桥臂连接电感具体可以根据实际需要选择。桥臂连接电感的一端与所连接变换连接桥臂适配连接时，桥臂连接电感的端部与所连接变换桥臂内第二开关管以及第三开关管适配连接，即桥臂连接电感的任一端部与所连接变换连接桥臂的中点处适配连接。对于两个变换连接桥臂，变换连接桥臂内第四开关管的一端与所在变换连接桥臂内第三开关管适配连接，变换连接桥臂内第四开关管的另一端与另一变换连接桥臂内第四开关管的另一端适配连接，即实现两变换连接桥臂间的适配连接。
本发明实施例中，所述变换连接桥臂内的第一开关管与第四开关管呈互补导通，且所述变换连接桥臂内的第二开关管与第三开关管呈互补导通；即在同一变换连接桥臂内，当第一开关管处于导通状态时，第四开关管则需要处于关断状态，当第四开关管处于导通状态，第一开关管需要处于关断状态，第二开关管与第三开关管间的互补导通状态，可以参考第一开关管与第四开关管间互补导通的说明，此处不再赘述。
进一步地，对任一变换连接桥臂，所述变换连接桥臂内第一开关管与第二开关管的载波相差180°，且所述变换连接桥臂内第三开关管与第四开关管的载波相差180°。
本发明实施例中，对同一变换连接桥臂内，变换连接桥臂内第一开关管与第二开关管的载波相差180°，且所述变换连接桥臂内第三开关管与第四开关管的载波相差180°，从而能实现三电平下的升降压，具体实现载波180°的方式以及过程均为本技术领域人员所熟知，此处不再赘述。
进一步地，配置与桥臂连接电感适配连接变换连接桥臂内桥臂开关管组的工作状态，以配置H桥直流变换器的工作模式，所述H桥直流变换器的工作模式包括Bcuk模式、Boost模式或Buck-Boost模式。
由上述说明可知，每个变换连接桥臂内均具有一桥臂开关管组，而桥臂开关管组内开关管的开关状态可以根据需要配置，而对两个变换变换连接桥臂内桥臂开关管组的工作状态分别配置时，从而能配置H桥直流变换器的工作模式。具体实施时，所述H桥直流变换器的工作模式包括Bcuk模式、Boost模式或Buck-Boost模式。
图1中，示出了一种H桥直流变换器的具体实施形式，其中，桥臂连接电感即为电感L，对于一变换连接桥臂，通过开关管S11、开关管S12、开关管S13、开关管S14能分别用于形成所在变换连接桥臂内的第一开关管、第二开关管、第三开关管以及第四开关管，与开关管S11以及开关管S12适配连接的飞跨电容即为飞跨电容Cf1，即开关管S11、开关管S12、开关管S13以及开关管S14依次连接，在开关管S11、开关管S12、开关管S13以及开关管S14上均反并联一续流二极管，飞跨电容Cf1的正极端与开关管S11以及开关管S12适配连接，飞跨电容Cf1的负极端与开关管S13以及开关管S14适配连接，同时，开关管S12以及开关管S13与电感L的一端适配连接。
同时，对另一变换连接桥臂，通过开关管S21、开关管S22、开关管S23、开关管S24能分别用于形成所在变换连接桥臂内的第一开关管、第二开关管、第三开关管以及第四开关管，与开关管S21以及开关管S22适配连接的飞跨电容即为飞跨电容Cf2，即开关管S21、开关管S22、开关管S23以及开关管S24依次连接，在开关管S21、开关管S22、开关管S23以及开关管S24上均反并联一续流二极管，飞跨电容Cf2的正极端与开关管S21以及开关管S22适配连接，飞跨电容Cf2的负极端与开关管S23以及开关管S24适配连接，同时，开关管S22以及开关管S23与电感L的另一端适配连接；开关管S24与开关管S14适配连接。
对图1中H桥直流变换器，利用飞跨电容Cf1所在的变换连接桥臂能得到端电压u1，利用飞跨电容Cf2所在的变换连接桥臂能得到端电压u2，其中，端电压u1的正极端与开关管S11对应，端电压u1的负极端与开关管S14对应，端电压u2的正极端与开关管S21对应，端电压u2的负极端与开关管S24对应。
以能量由左向右流动为例，即从端电压u1向端电压u2为例，对H桥直流变换器的具体工作模式进行具体说明。
当开关管S11、开关管S12交替导通，其他开关处于闭合状态时，开关管S13、开关管S14、开关管S21、开关管S22的反并联二极管将给电流提供导通路径，此时，H桥直流变换器将工作于Buck模式，H桥直流变换器工作于Buck模式的四种子模态的具体情况，可以分别参考图2、图3、图4和图5所示的电路原理图。
当开关管S11、开关管S12均持续导通，开关管S23与开关管S24交替导通时，H桥直流变换器将工作于Boost模式，H桥直流变换器工作于Boost模式下的四种子模态的具体情况，可以分别参考图6、图7、图8和图9所示的电路原理图。
当开关管S11和开关管S12交替导通，同时开关管S23和开关管S24也交替导通，且开关管S11与开关管S24、开关管S12与开关管S23相对应的驱动信号同相位时，所述H桥直流变换器将工作于Buck-Boost模式；H桥直流变换器工作于Buck-Boost模式下的四种子模态的具体情况，可以分别参考图10、图11、图12和图13所示的电路原理图。
综上，H桥直流变换器可工作在不同的模式下，H桥直流变换器在同一模式下还可以有不同的子模态，在同一模式下子模态的切换方式由驱动占空比决定。在移相控制方式下，开关管S11、开关管S12、开关管S23和开关管S24的占空比相同，均为D，当D取不同数值时，H桥直流变换器工作模态的划分如图14所示。
如图14所示，当占空比D＜0.5时，H桥直流变换器分别工作于Buck/Boost/Buck-Boost模式下的b子模态、c子模态和d子模态；当D＞0.5时，H桥直流变换器将分别工作Buck/Boost/Buck-Boost模式下于a子模态、c子模态和d子模态状态。当D＝0.5时，H桥直流变换器将工作于临界状态，此时，H桥直流变换器仅工作于仅Buck/Boost/Buck-Boost模式下的c子模态和d子模态。
具体地，当H桥直流变换器工作于Buck模式时，图2、图3、图4和图5分别示出的子模态即分别为a子模态、b子模态、c子模态以及d子模态。当H桥直流变换器工作于Boost模式时，图6、图7、图8和图9示出的子模态即分别为a子模态、b子模态、c子模态以及d子模态。当H桥直流变换器工作于Buck-Boost模式时，图10、图11、图12和图13示出的子模态即分别为a子模态、b子模态、c子模态以及d子模态。
综上可知，本发明的双向升降压直流变换器可以由不同的工作模式以及相对应的子模态，为了能实现对H桥直流变换器的工作状态进行有效控制，需要对所述直流变换器的工作参数进行所需的配置。
具体实施时，本发明双向升降压直流变换器的工作参数配置方法，用于配置上述相对应直流变换器的工作参数，其中，一连接变换连接桥臂内飞跨电容为飞跨电容Cf1，另一变换连接桥臂内飞跨电容为飞跨电容Cf2，直流变换器与飞跨电容Cf1相对应一端的端电压为u1，直流变换器与飞跨电容Cf2相对应的一端的端电压为u2；所述工作参数配置包括如下步骤：
步骤1、确定所述直流变换器的工作模式，并根据直流变换器的工作模式建立基于桥臂连接电感电流iL、飞跨电容电压uf1以及飞跨电容电压uf2的平均状态等效方程，其中，iL为流过桥臂连接电感的电感电流，飞跨电容电压uf1为飞跨电容Cf1的电压，飞跨电容电压uf2为飞跨电容Cf2的电压；
具体地，飞跨电容Cf1、飞跨电容Cf2、桥臂连接电感、端电压u1以及端电压为u2相对应的具体情况可以参考上述说明，此处不再赘述。对于形成的H桥直流变换器，由于所述H桥的直流变换器的工作模式不同，因此，只有在确定H桥直流变换器的工作模式后，才能根据本技术领域常用的技术手段建立基于桥臂连接电感电流iL、飞跨电容电压uf1以及飞跨电容电压uf2的平均状态等效方程，即可采用本技术领域常用的技术手段建立基于桥臂连接电感电流iL、飞跨电容电压uf1以及飞跨电容电压uf2的平均状态等效方程，具体建立平均状态等效方程的方式以及过程均可根据实际需要选择，为本技术领域人员所熟知，此处不再赘述。
步骤2、根据直流变换器的工作模式下所有开关管的占空比关系，构建占空比循环变量gL、占空比循环变量gf1以及占空比循环变量gf2，并将所构建的占空比循环变量gL、占空比循环变量gf1以及占空比循环变量gf2代入步骤1中平均状态等效方程相对应的离散方程中，以能得到直流变换器的在当前工作模式下的占空比循环变量离散模型；
具体地，建立的平均状态等效方程中，包含H桥直流变换器工作模式下处于导通状态开关管的占空比参数，因此，可根据所有开关管的占空比关系，能构建占空比循环变量gL、占空比循环变量gf1以及占空比循环变量gf2。利用所有开关管的占空比关系以及所构建占空比循环变量gL、占空比循环变量gf1以及占空比循环变量gf2，代入平均状态等效方程相对应的离散方程，能够得到H桥直流变换器的在当前工作模式下的占空比循环变量离散模型。
步骤3、给定约束函数参考值，利用所述给定约束函数参考值以及占空比循环变量离散模型分别构建当前k时刻电感电流约束函数飞跨电容Cf1的当前k时刻电压约束函数Jf1 k、飞跨电容Cf2的当前k时刻电压约束函数Jf2 k；，其中，给定约束函数参考值包括桥臂连接电感的电感电流参考值iL *、飞跨电容Cf1的电压参考值uf1 *以及飞跨电容Cf2的电压参考值uf2 *；
具体地，根据飞跨电容Cf1与端电压u1之间的对应关系，以及飞跨电容Cf1与端电压u2之间的对应关系，可得，飞跨电容Cf1的电压参考值uf1 *为飞跨电容Cf2的电压参考值uf2 *为/>此外，桥臂连接电感的电感电流参考值iL *为/>
其中，为端电压u1当前k时刻的电压采样值，/>为端电压u2当前k时刻的电压采样值；/>为负载电流当前k时刻的电流采样值；u2 *为端电压u2的给定参考值。
本发明实施例中，构建当前k时刻电感电流约束函数飞跨电容Cf1的当前k时刻电压约束函数Jf1 k、飞跨电容Cf2的当前k时刻电压约束函数Jf2 k与给定约束函数参考值相关。具体地，构建的当前k时刻电感电流约束函数/>飞跨电容Cf1的当前k时刻电压约束函数Jf1 k、飞跨电容Cf2的当前k时刻电压约束函数Jf2 k，具体可以为：
其中，为基于当前k时刻电感电流/>的k+1时刻预测值，/>为基于当前时k刻飞跨电容电压/>的k+1时刻预测值，/>为基于当前k时刻飞跨电容电压/>的k+1时刻预测值。当前时刻的电感电流的采样值/>当前时刻飞跨电容电压的采样值/>以及当前时刻飞跨电容电压的采样值/>可以通过电流、电压采样获得，具体获得方式可以根据实际需要选择，为本技术领域人员所熟知，此处不再赘述。
步骤4、在上述构建的当前k时刻电感电流约束函数飞跨电容Cf1的当前k时刻电压约束函数Jf1 k、飞跨电容Cf2的当前k时刻电压约束函数Jf2 k相应的约束下，利用二分法确定占空比循环变量gL、占空比循环变量gf1以及占空比循环变量gf2相对应的最优值；
根据所述循环变量gL、循环变量gf1以及循环变量gf2相对应的最优值，确定每个连接变换桥臂内所有开关管工作时相对应的占空比。
具体地，二分法为本技术领域常用的计算方式，在利用二分法确定占空比循环变量gL、占空比循环变量gf1以及占空比循环变量gf2相对应的最优值前，当桥臂连接电感相对应的电感电流参考值iL *大于所述桥臂连接电感的额定值im时，则令iL *＝im。桥臂连接电感的电流额定值im的具体情况与H桥直流变换器的应用场景等有关，具体情况为本技术领域人员所熟知，此处不再赘述。
进一步地，还包括预设占空比调节精度Δg，所述预设占空比调节精度Δg包括基于电感的占空比调节精度ΔgL、基于飞跨电容Cf1的占空比调节精度Δgf1以及基于飞跨电容Cf2的占空比调节精度Δgf2；
在利用二分法确定占空比循环变量gL、占空比循环变量gf1以及占空比循环变量gf2相对应的最优值时，根据预设占空比调节精度Δg能确定最优值循环运算终止条件，所述最优值循环运算终止条件为：
其中，TL为电感占空比数据集的上边界，BL为电感占空比数据集的下边界，Tf1为飞跨电容Cf1占空比数据集的上边界，Bf1为飞跨电容Cf1占空比数据集的下边界，Tf2为飞跨电容Cf2占空比数据集的上边界，Bf2为飞跨电容Cf2占空比数据集的下边界。
本发明实施例中，基于电感的占空比调节精度ΔgL、基于飞跨电容Cf1的占空比调节精度Δgf1以及基于飞跨电容Cf2的占空比调节精度Δgf2相对应的具体情况可以根据实际的应用场景等选择确定，具体为本技术领域人员所熟知，此处不再赘述。
具体实施时，利用二分法确定占空比循环变量gL的最优值时，包括如下步骤：
步骤4.1、获取电感电流当前时刻的采样值iL k，并配置电感占空比数据集的上边界TL、电感占空比数据集的下边界BL、电感电流约束函数值JL；
具体地，电感电流当前时刻的采样值iL k可通过电流传感器等技术手段采样得到，配置电感占空比数据集的上边界TL、电感占空比数据集的下边界BL、电感电流约束函数值JL为相应的初始值，具体可以根据实际需要确定。
步骤4.2、利用电感占空比数据集的上边界TL以及电感占空比数据集的下边界BL计算得到占空比循环变量gL，利用所述计算得到的占空比循环变量gL以及电感电流当前k时刻的采样值iL k计算电感电流k+1时刻的预测值iL k+1，根据电感电流k+1时刻的预测值iL k+1以及电感电流参考值iL *分别计算位置关系值PL以及当前k时刻电感电流约束函数值
具体实施时，上述具体的计算方式可根据实际需要选择，对于位置关系值PL一般可为iL k+1-iL *。当前k时刻电感电流约束函数值为构建的当前k时刻电感电流约束函电感电流约束函数/>具体形式相关。
步骤4.3、当位位置关系值PL>0时，令电感占空比数据集的上边界TL＝gL，否则，令电感占空比数据集的上边界BL＝gL；
具体地，当PL>0时，将上述计算得到的占空比循环变量gL的值赋值电感占空比数据集的上边界TL；而当PL<0时，则赋值方式为BL＝gL，从而能实现电感占空比数据集的上边界TL、电感占空比数据集的下边界BL的更新，以便能参与下述计算以及后续需要的循环运算。
步骤4.4、当JL>JL k时，令gLopt＝gL且JL＝JL k，否则，直接跳转至步骤4.5；
具体地，当JL>JL k时，则令JL＝JL k即更新电感电流约束函数值JL；通过的赋值gLopt＝gL，即得到占空比循环变量gL的最优值gLopt。
步骤4.5、当TL-BL<ΔgL时，则跳转至步骤4.6，否则，跳转至步骤4.2；
步骤4.6、结束。
具体地，利用占空比调节精度作为终止条件，如符合终止条件时，直接跳转至步骤4.6终止，此时，能确定占空比循环变量gL的最优值为gLopt，否则，重新返回至步骤4.2进行循环运算；由于步骤4.3以及步骤4.4中通过赋值等方式更新了电感占空比数据集的上边界TL、电感占空比数据集的下边界BL、电感电流约束函数值JL，因此，通过循环运算能调整占空比循环变量gL，直至满足终止条件，即获得占空比循环变量gL的最优值gLopt。
进一步地，利用二分法确定占空比循环变量gf1以及占空比循环变量gf2相对应的最优值，包括如下步骤：
步骤4-1、获取飞跨电容Cf1当前k时刻的电压采样值uf1 k以及飞跨电容Cf2当前时k刻的电压采样值uf2 k，配置飞跨电容Cf1占空比数据集的上边界Tf1、飞跨电容Cf1占空比数据集的下边界Bf1、飞跨电容Cf2占空比数据集的上边界Tf2、为飞跨电容Cf2占空比数据集的下边界Bf2、飞跨电容Cf1的电压约束函数值Jf1以及飞跨电容Cf2的电压约束函数值Jf2；
步骤4-2、利用飞跨电容Cf1占空比数据集的上边界Tf1、飞跨电容Cf1占空比数据集的下边界Bf1计算得到占空比循环变量gf1，利用所述计算得到的占空比循环变量gf1以及飞跨电容Cf1的当前k时刻电压采样值uf1 k计算跨电容Cf1的k+1时刻电压预测值uf1 k+1，根据电容Cf1的k+1时刻电压预测值uf1 k+1以及飞跨电容Cf1的电压参考值uf1 *分别计算位置关系值Pf1以及飞跨电容Cf1的当前k时刻电压约束函数值Jf1 k；
同时，利用飞跨电容Cf2占空比数据集的上边界Tf2、飞跨电容Cf2占空比数据集的下边界Bf2计算得到占空比循环变量gf2，利用所述计算得到的占空比循环变量gf2以及飞跨电容Cf2的当前k时刻电压采样值uf2 k计算跨电容Cf2的k+1时刻电压预测值uf2 k+1，根据电容Cf2的k+1时刻电压预测值uf2 k+1以及飞跨电容Cf2的电压参考值uf2 *分别计算位置关系值Pf2以及飞跨电容Cf2的当前k时刻电压约束函数值Jf2 k；
步骤4-3、当位置关系值Pf1>0且位置关系值Pf2>0时，令Tf1＝gf1且Tf2＝gf2，否则，令Bf1＝gf1且Bf2＝gf2；
步骤4-4、当Jf1>Jf1 k且Jf2>Jf2 k时，令gf1opt＝gf1，Jf1＝Jf1 k且gf2opt＝gf2，Jf2＝Jf2 k，否则，直接跳转到步骤4-5；
步骤4-5、当Tf1-Bf1<Δgf1且Tf2-Bf2<Δgf2时，跳转至步骤4-6，否则，直接跳转至步骤4-2；
步骤4-6、结束。
具体实施时，确定占占空比循环变量gf1以及占空比循环变量gf2相对应的最优值的具体过程可以参考上述确定占空比循环变量gL的最优值说明，此处不再赘述。
具体实施时，在确定每个连接变换桥臂内所有开关管相对应的占空比后，采用PWM移相180°方式调制出每个开关管相对应的驱动信号，在确定每个开关管的驱动信号后，即可配置H桥直流变换器的工作参数，从而能实现对整个H桥直流变换器工作状态的控制。
如图10、图11、图12和图13所示，为本发明H桥直流变换器处于Buck-boost工作模式下相对应子模态的电路原理图，其中，
如图10所示，此时，开关管S11，开关管S12，开关管S24和开关管S23同时导通，端电压u1向桥臂连接电感充电，即向桥臂连接电感充电，流过桥臂连接电感的电感电流上升，飞跨电容Cf1，飞跨电容Cf2无充放电回路。
如图11所示，此时，开关管S11，开关管S12，开关管S24，开关管S23同时关断，由桥臂连接电感向负载供电，飞跨电容Cf1，飞跨电容Cf2无充放电回路，飞跨电容电压uf1、飞跨电容电压uf2保持不变。
如图12所示，此时，开关管S11，开关管S24导通，开关管S12，开关管S23关断，端电压u1向飞跨电容Cf1以及飞跨电容Cf2充电；桥臂连接电感的电流由所述H桥直流变换器的电压增益决定，当电压增益小于1时，桥臂连接电感的电感电流上升；电压增益大于1时，桥臂连接电感的电感电流下降。H桥直流变换器的电压增益由端电压u1与端电压u2相关。当能量从端电压u1向端电压u2方向流动时，当端电压u2大于端电压u1时，则H桥直流变换器的电压增益大于1，否则，H桥直流变换器的电压增益小于1。
如图13所示，此时，开关管S11，开关管S24关断，开关管S12，开关管S23导通。飞跨电容Cf1以及飞跨电容Cf2同时向负载放电，飞跨电容Cf1的飞跨电容电压uf1以及飞跨电容Cf2的飞跨电容电压uf2电压下降。桥臂连接电感的电感电流仍由所述H桥直流变换器的增益决定，当H桥直流变换器电压增益小于1时，桥臂连接电感的电感电流上升；增益大于1时，桥臂连接电感的电感电流下降。
下面以H桥直流变换器工作于Buck-Boost模式下，具体工作参数的配置过程进行详细说明。具体地，
1)、建立基于桥臂连接电感电流iL、飞跨电容电压uf1以及飞跨电容电压uf2的平均状态等效方程，所述H桥直流变换器工作于Buck-Boost模式下的平均状态等效方程为：
式中，d11，d12，d23，d24分别为开关管S11，开关管S12，开关管S23和开关管S24的占空比，iL为桥臂连接电感的电流，L为桥臂连接电感的电感值；Cf1为飞跨电容Cf1的电容值，Cf2为飞跨电容Cf2的电容值。具体建立H桥直流变换器工作于Buck-Boost模式下的平均状态等效方程的过程为本技术领域人员所熟知，此处不再赘述。
2)、根据上述平均等效方程，可构建占空比循环变量gL、占空比循环变量gf1以及占空比循环变量gf2，具体地为：
具体实施时，构建占空比循环变量gL、占空比循环变量gf1以及占空比循环变量gf2时，占空比循环变量gL、占空比循环变量gf1以及占空比循环变量gf2的具体情况可以根据实际需要选择，即上述公式(2)仅为构建占空比循环变量gL、占空比循环变量gf1以及占空比循环变量gf2时的一种实施例，具体以能简化后续得到占空比循环变量离散模型的过程为准，此处不再赘述。
将式(2)代入式(1)，并将式(1)离散化处理，得到电感电流iL、飞跨电容电压uf1以及飞跨电容电压uf2彼此独立的占空比循环变量离散模型，所述占空比循环变量离散模型为：
其中，Ts为开关管S11，开关管S12，开关管S23和开关管S24相对应的开关周期，开关周期Ts的具体大小与开关管S11等的特性参数相关，具体为本技术领域人员所熟知，此处不再赘述。为当前k时刻采样的电感电流采样值，/>为当前k时刻的飞跨电容Cf1的电压采样值，为当前k时刻采样的飞跨电容Cf2的电压采样值，具体地，当前k时刻采样的电感电流采样值/>当前k时刻的飞跨电容Cf1的电压采样值/>以及当前k时刻采样的飞跨电容Cf2的电压采样值/>均可以通过现常用的采样技术手段得到，如分别通过电流传感器、电压传感器能采样得到，具体为本技术领域人员所熟知。
在得到当前k时刻采样的电感电流值当前k时刻的飞跨电容Cf1的电压值/>以及当前k时刻采样的飞跨电容Cf2的电压值/>后，即可通过公式(3)分别计算得到/>以及/>
3)、构建当前k时刻电感电流约束函数飞跨电容Cf1的当前k时刻电压约束函数Jf1 k、飞跨电容Cf2的当前k时刻电压约束函数Jf2 k，具体地：
其中，iL *为桥臂连接电感的电感电流参考值、uf1 *为飞跨电容Cf1的电压参考值，uf2 *为飞跨电容Cf2的电压参考值，桥臂连接电感的电感电流参考值iL *、飞跨电容Cf1的电压参考值uf1 *以及飞跨电容Cf2的电压参考值uf2 *的具体情况可以参考上述说明，此处不再赘述。
4)、利用二分法确定占空比循环变量gL、占空比循环变量gf1以及占空比循环变量gf2相对应的最优值，具体过程如图15所示。
具体地，提供根据占空比数据集上边界、占空比数据集下边界与占空比循环变量间相应的计算表达式，即有：
/>
其中，BL和TL分别表示在一个开关周期Ts内，电感占空比数据集的下边界的当前值、电感占空比数据集的上边界的当前值；Bf1和Tf1分别表示在一个开关周期Ts内，飞跨电容Cf1占空比数据集的下边界的当前值、飞跨电容Cf1占空比数据集的上边界的当前值；Bf2和Tf2分别表示在一个开关周期Ts内，飞跨电容Cf2占空比数据集的下边界的当前值、飞跨电容Cf2占空比数据集的上边界的当前值。一般地，电感占空比数据集的下边界的当前值即为电感占空比数据集的下边界BL的最新值，所述最新值可通过初始幅值或通过比较方式幅值得到，具体可以参考图15以及上述说明，其他当前值的情况类同，此处不再一一说明。
进一步地，计算预测值与预测值相对应参考值之间的位置关系值，即有：
通过公式(6)能分别计算得到PL、Pf1以及Pf2，通过PL能表征电感电流iL的k+1时刻预测值与桥臂连接电感的电感电流参考值iL *间的大小关系；通过Pf1能表征飞跨电容Cf1的k+1时刻预测值与飞跨电容Cf1的电压参考值uf1 *间的大小关系，通过Pf2能表征飞跨电容Cf2的k+1时刻预测值与飞跨电容Cf2的电压参考值uf2 *间的大小关系。
通过公式(6)计算得到的PL、Pf1以及Pf2，能进一步更新公式(5)中的相对应占空比数据集边界，可实现循环往复运算，即将得到的所有预测值后，能确定当前k时刻电感电流约束函数值飞跨电容Cf1的当前k时刻电压约束函数值Jf1 k、飞跨电容Cf2的当前k时刻电压约束函数值Jf2 k，以便能分别与电感电流约束函数值JL、飞跨电容Cf1的电压约束函数值Jf1以及飞跨电容Cf2的电压约束函数值Jf2进行比较，并根据所述相对应的比较结果能确定是否需要终止循环运算，而在终止循环运算时，便可得出占空比循环变量gL、占空比循环变量gf1以及占空比循环变量gf2相对应的最优值。
具体实施时，根据公式(6)中的判断关系，可更新相应的占空比数据集边界，具体地，具体表达式为：
上述公式(7)中，x为L、f1或f2，即能确定在一个开关周期Ts内，更新当前的相应占空比数据集的下边界与上边界的具体条件。
在利用二分法过程时，重复利用公式(5)、公式(6)以及公式(7)进行相应的循环运算，直至占空比数据集上边界与所述占空比数据集下边界的差值小于预设占空比调节精度Δg，即满足最优值循环运算终止条件，所述满足最优值循环运算终止条件为：具体实施时，预设占空比调节精度Δg的具体情况可以参考上述说明，此处不再赘述。
由图15的流程可知，在具体利用二分法运算时，当电感电流参考值iL *大于桥臂连接电感的电流额定值im时或者时，均令iL *＝im；否则，直接给定BL、Bf1、Bf2、TL、Tf1、Tf2相对应的初始值，图15中，给定的具体情况可为BL＝0，Bf1＝Bf2＝-0.5，TL＝1，Tf1＝Tf2＝0.5；当然，具体给定的初始值还可以根据实际需要选择，此处不再赘述。图15中，JL＝Jf1＝Jf2＝inf；inf是指无穷大，即初始情况下，给定JL＝Jf1＝Jf2＝inf；当然，JL、Jf1、Jf2具体的给定值也可以根据实际需要选择，此处不再赘述。
具体地，当给定BL、Bf1、Bf2、TL、Tf1、Tf2相对应的初始值后，可利用公式(5)能分别计算得到占空比循环变量gL、占空比循环变量gf1以及占空比循环变量gf2的当前值。通过占空比循环变量gL、占空比循环变量gf1以及占空比循环变量gf2的当前值，通过公式(3)能得到以及/>根据公式(3)的计算结果，利用公式(4)能分别计算得到电感电流约束函数值/>飞跨电容Cf1的电压约束函数值Jf1 k、飞跨电容Cf2的电压约束函数值Jf2 k；同时，通过公式(6)能分别计算得到PL、Pf1以及Pf2。
根据上述计算后，能进行后续的判断与赋值等步骤，直至满足满足最优值循环运算终止条件。在具体实施时，根据直流变换器的不同工作模式，上述公式(3)、公式(4)、公式(5)、公式(6)等可以根据实际需要调整或配置，具体为本技术领域所熟知，此处不再赘述。
因此，本技术领域对图15中确定占空比循环变量gL的最优值、以及确定占空比循环变量gf1以及占空比循环变量gf2相对应的最优值的过程均可以参考上述说明，具体为本技术领域人员所熟知，此处不再赘述。
本发明说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。尤其，对于系统或系统实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述的比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。以上所描述的系统及系统实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性劳动的情况下，即可以理解并实施。
本技术领域人员还可以进一步意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚的说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性的描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其他实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (6)

1.一种双向升降压直流变换器，其特征是：包括桥臂连接电感，所述桥臂连接电感的任一端均适配连接一变换连接桥臂，通过桥臂连接电感以及与所述桥臂连接电感两端适配连接的变换连接桥臂连接形成H桥直流变换器；
所述变换连接桥臂包括桥臂开关管组以及与所述桥臂开关管组适配连接的飞跨电容，桥臂开关管组包括依次串接的第一开关管、第二开关管、第三开关管以及第四开关管，其中，第一开关管的发射极以及第二开关管的集电极与飞跨电容的正极端连接，所述飞跨电容的负极端与第三开关管的发射极以及第四开关管的集电极适配连接，第一开关管、第二开关管、第三开关管以及第四开关管上均反并联一续流二极管；
桥臂连接电感的任一端与所连接变换连接桥臂内的第二开关管的发射极以及第三开关管的集电极适配连接，且一变换连接桥臂内的第四开关管的发射极与另一变换连接桥臂内的第四开关管的发射极适配连接；
对任一变换连接桥臂，所述变换连接桥臂内的第一开关管与第四开关管呈互补导通，且所述变换连接桥臂内的第二开关管与第三开关管呈互补导通；
配置上述直流变换器的工作参数时，其中，一变换连接桥臂内飞跨电容为飞跨电容Cf1，另一变换连接桥臂内飞跨电容为飞跨电容Cf2，直流变换器与飞跨电容Cf1相对应一端的端电压为u1，端电压u1的正端与一变换连接桥臂内第一开关管的集电极连接，负端与该变换连接桥臂内第四开关管的发射极连接；直流变换器与飞跨电容Cf2相对应的一端的端电压为u2，端电压u2的正端与另一变换连接桥臂内第一开关管的集电极连接，负端与该变换连接桥臂内第四开关管的发射极连接；所述工作参数配置包括如下步骤：
步骤1、确定所述直流变换器的工作模式，并根据直流变换器的工作模式建立基于桥臂连接电感电流iL、飞跨电容电压uf1以及飞跨电容电压uf2的平均状态等效方程，其中，iL为流过桥臂连接电感的电感电流，飞跨电容电压uf1为飞跨电容Cf1的电压，飞跨电容电压uf2为飞跨电容Cf2的电压；
步骤2、根据直流变换器的工作模式下所有开关管的占空比关系，构建占空比循环变量gL、占空比循环变量gf1以及占空比循环变量gf2，并将所构建的占空比循环变量gL、占空比循环变量gf1以及占空比循环变量gf2代入步骤1中平均状态等效方程相对应的离散方程中，以得到直流变换器在当前工作模式下的占空比循环变量离散模型，构建公式如下：
其中，d11，d12，d23，d24分别为第一开关管至第四开关管的占空比；
步骤3、给定约束函数参考值，利用所述给定约束函数参考值以及占空比循环变量离散模型分别构建当前k时刻电感电流约束函数飞跨电容Cf1的当前k时刻电压约束函数Jf1 k、飞跨电容Cf2的当前k时刻电压约束函数Jf2 k；其中，给定约束函数参考值包括桥臂连接电感的电感电流参考值iL *、飞跨电容Cf1的电压参考值uf1 *以及飞跨电容Cf2的电压参考值uf2 *，约束函数计算公式如下：
步骤4、在上述构建的当前k时刻电感电流约束函数飞跨电容Cf1的当前k时刻电压约束函数Jf1 k、飞跨电容Cf2的当前k时刻电压约束函数Jf2 k相应的约束下，利用二分法确定占空比循环变量gL、占空比循环变量gf1以及占空比循环变量gf2相对应的最优值；根据所述循环变量gL、循环变量gf1以及循环变量gf2相对应的最优值，确定每个变换连接桥臂内所有开关管工作时相对应的占空比；
还包括预设占空比调节精度Δg，所述预设占空比调节精度Δg包括基于电感的占空比调节精度ΔgL、基于飞跨电容Cf1的占空比调节精度Δgf1以及基于飞跨电容Cf2的占空比调节精度Δgf2；
在利用二分法确定占空比循环变量gL、占空比循环变量gf1以及占空比循环变量gf2相对应的最优值时，根据预设占空比调节精度Δg确定最优值循环运算终止条件，所述最优值循环运算终止条件为：
其中，TL为电感占空比数据集的上边界，BL为电感占空比数据集的下边界，Tf1为飞跨电容Cf1占空比数据集的上边界，Bf1为飞跨电容Cf11占空比数据集的下边界，Tf2为飞跨电容Cf2占空比数据集的上边界，Bf2为飞跨电容Cf2占空比数据集的下边界；
占空比数据集上边界、占空比数据集下边界与占空比循环变量间相应的计算表达式如下：
利用二分法确定占空比循环变量gL的最优值时，包括如下步骤：
步骤4.1、获取电感电流当前k时刻的采样值iL k，并配置电感占空比数据集的上边界TL、电感占空比数据集的下边界BL、电感电流约束函数值JL；
步骤4.2、利用电感占空比数据集的上边界TL以及电感占空比数据集的下边界BL计算得到占空比循环变量gL，利用所述计算得到的占空比循环变量gL以及电感电流当前k时刻的采样值iL k计算电感电流k+1时刻的预测值iL k+1，根据电感电流k+1时刻的预测值iL k+1以及电感电流参考值iL *分别计算位置关系值PL以及当前k时刻电感电流约束函数值JL k；
步骤4.3、当位置关系值PL＞0时，令电感占空比数据集的上边界TL＝gL，否则，令电感占空比数据集的下边界BL＝gL；
步骤4.4、当JL＞JL k时，令gLopt＝gL且JL＝JL k，否则，直接跳转至步骤4.5，其中gLopt为占空比循环变量gL的最优值；
步骤4.5、当TL-BL<ΔgL时，则跳转至步骤4.6，否则，跳转至步骤4.2；
步骤4.6、结束；
利用二分法确定占空比循环变量gf1以及占空比循环变量gf2相对应的最优值，包括如下步骤：
步骤4-1、获取飞跨电容Cf1的当前k时刻电压采样值uf1 k以及飞跨电容Cf2的当前k时刻电压采样值uf2 k，配置飞跨电容Cf1占空比数据集的上边界Tf1、飞跨电容Cf1占空比数据集的下边界Bf1、飞跨电容Cf2占空比数据集的上边界Tf2、飞跨电容Cf2占空比数据集的下边界Bf2、飞跨电容Cf1的电压约束函数值Jf1以及飞跨电容Cf2的电压约束函数值Jf2；
步骤4-2、利用飞跨电容Cf1占空比数据集的上边界Tf1、飞跨电容Cf1占空比数据集的下边界Bf1计算得到占空比循环变量gf1，利用所述计算得到的占空比循环变量gf1以及飞跨电容Cf1的当前k时刻电压采样值uf1 k计算飞跨电容Cf1的k+1时刻电压预测值uf1 k+1，根据电容Cf1的k+1时刻电压预测值uf1 k+1以及飞跨电容Cf1的电压参考值uf1 *分别计算位置关系值Pf1以及飞跨电容Cf1的当前k时刻电压约束函数值Jf1 k；
同时，利用飞跨电容Cf2占空比数据集的上边界Tf2、飞跨电容Cf2占空比数据集的下边界Bf2计算得到占空比循环变量gf2，利用所述计算得到的占空比循环变量gf2以及飞跨电容Cf2的当前k时刻电压采样值uf2 k计算飞跨电容Cf2的k+1时刻电压预测值uf2 k+1，根据电容Cf2的k+1时刻电压预测值uf2 k+1以及飞跨电容Cf2的电压参考值uf2 *分别计算位置关系值Pf2以及飞跨电容Cf2的当前k时刻电压约束函数值Jf2 k；
步骤4-3、当位置关系值Pf1＞0且位置关系值Pf2＞0时，令Tf1＝gf1且Tf2＝gf2，否则，令Bf1＝gf1且Bf2＝gf2；
步骤4-4、当Jf1＞Jf1 k且Jf2＞Jf2 k时，令gf1opt＝gf1，Jf1＝Jf1 k且gf2opt＝gf2，Jf2＝Jf2 k，否则，直接跳转到步骤4-5，其中gf1opt、gf2opt分别为gf1以及gf2相对应的最优值；步骤4-5、当Tf1-Bf1<Δgf1且Tf2-Bf2<Δgf2时，跳转至步骤4-6，否则，直接跳转至步骤4-2；
步骤4-6、结束；
其中位置关系值的计算公式如下：
2.根据权利要求1所述的双向升降压直流变换器，其特征是：对任一变换连接桥臂，所述变换连接桥臂内第一开关管与第二开关管的载波相差180°，且所述变换连接桥臂内第三开关管与第四开关管的载波相差180°。
3.根据权利要求1或2所述的双向升降压直流变换器，其特征是：配置与桥臂连接电感适配连接变换连接桥臂内桥臂开关管组的工作状态，以配置H桥直流变换器的工作模式，所述H桥直流变换器的工作模式包括Buck模式、Boost模式或Buck-Boost模式。
4.根据权利要求1所述的双向升降压直流变换器，其特征是，利用二分法确定占空比循环变量gL、占空比循环变量gf1以及占空比循环变量gf2相对应的最优值时，当桥臂连接电感相对应的电感电流参考值iL *大于所述桥臂连接电感的电流额定值im时，则令iL *＝im。
5.根据权利要求1所述的双向升降压直流变换器，其特征是，步骤3中，飞跨电容Cf1的电压参考值uf1 *为飞跨电容Cf2的电压参考值uf2 *为/>桥臂连接电感的电感电流参考值iL *为/>其中，/>为端电压u1当前k时刻的电压采样值，/>为端电压u2当前k时刻的电压采样值；/>为负载电流当前k时刻的电流采样值；u2 *为端电压u2的给定参考值。
6.根据权利要求1所述的双向升降压直流变换器，其特征是，在确定每个连接变换桥臂内所有开关管相对应的占空比后，采用PWM移相180°方式调制出每个开关管相对应的驱动信号。
CN202111227387.0A 2021-10-21 2021-10-21 双向升降压直流变换器及工作参数配置方法 Active CN113938013B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202111227387.0A CN113938013B (zh) 2021-10-21 2021-10-21 双向升降压直流变换器及工作参数配置方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202111227387.0A CN113938013B (zh) 2021-10-21 2021-10-21 双向升降压直流变换器及工作参数配置方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN113938013A CN113938013A (zh) 2022-01-14
CN113938013B true CN113938013B (zh) 2023-08-01

Family

ID=79280932

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202111227387.0A Active CN113938013B (zh) 2021-10-21 2021-10-21 双向升降压直流变换器及工作参数配置方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN113938013B (zh)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20230268835A1 (en) * 2022-02-22 2023-08-24 Cirrus Logic International Semiconductor Ltd. Power converters
US20230308014A1 (en) * 2022-03-25 2023-09-28 Cirrus Logic International Semiconductor Ltd. Dc-dc converters
CN115811230B (zh) * 2022-12-06 2023-06-27 无锡钊源电力电子有限公司 一种用于飞跨电容三电平变换器的mpc控制方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112953225A (zh) * 2021-04-07 2021-06-11 上海正泰电源系统有限公司 带飞跨电容的dcdc变换器电路以及其控制方法
CN113328622A (zh) * 2021-06-04 2021-08-31 江南大学 一种飞跨电容型三电平直流降压变换器的控制方法
CN113489339A (zh) * 2021-07-29 2021-10-08 深圳万正芯源有限公司 一种混合调制双输出dc-dc变换器及其控制方法

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112953225A (zh) * 2021-04-07 2021-06-11 上海正泰电源系统有限公司 带飞跨电容的dcdc变换器电路以及其控制方法
CN113328622A (zh) * 2021-06-04 2021-08-31 江南大学 一种飞跨电容型三电平直流降压变换器的控制方法
CN113489339A (zh) * 2021-07-29 2021-10-08 深圳万正芯源有限公司 一种混合调制双输出dc-dc变换器及其控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN113938013A (zh) 2022-01-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN113938013B (zh) 双向升降压直流变换器及工作参数配置方法
CN111092549A (zh) 四管Buck-Boost变换器的三模式变频软开关控制方法
CN103326546B (zh) 固定关断时间峰值电流型脉冲序列控制方法及其装置
CN105048821A (zh) 提高全桥隔离dc-dc变换器输出电压动态响应的负载电流前馈控制方法
WO2018130149A1 (zh) 一种功率变换装置及功率变换装置的控制方法
CN110518801A (zh) 一种双重移相调制下双有源全桥变换器小信号建模方法
CN111049381A (zh) 一种应用于直流三电平变换器的多目标协同优化控制方法
Zhang et al. Advanced four‐mode‐modulation‐based four‐switch non‐inverting buck–boost converter with extra operation zone
CN113067489B (zh) 一种基于环流纹波控制的零电压开通并联逆变器的方法和系统
CN112701725B (zh) 一种混合导通模式的并网逆变器
CN111030454B (zh) 一种SIDO Buck开关变换器及数字控制方法
CN111555605B (zh) 一种减小临界模式三电平变换器开关频率范围的控制方法
CN110034698B (zh) 耦合电容变化下的稳压ecpt系统及混杂控制方法
CN105141043A (zh) 无线充电控制方法和装置
CN110492763B (zh) 提高三态Boost变换器功率因数的可变占空比控制方法
CN112787529A (zh) 一种t型三电平变换器直接电流预测控制方法及系统
CN102013681A (zh) 一种三相太阳能逆变输出波形动态补偿控制方法
CN111682792A (zh) 一种多步预测的变流器模型预测控制方法
CN207475427U (zh) 电容电流双频率脉冲序列控制装置
CN206977316U (zh) 一种lcc谐振dc‑dc变换器的控制装置
CN110112838B (zh) 具有负载自适应特性的ecpt系统的混杂建模方法
CN110086197B (zh) 电感电流采样计算方法
CN203135696U (zh) 开关变换器双缘脉冲频率调制v2c型控制装置
Ranjan et al. Analysis of Dual Active Bridge Converter in Dual-Phase-Shift mode using Pulse-Width Modulation Technique
CN112994110A (zh) 一种lc滤波型并网逆变器无参数预测电容电压控制方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant