CN112994110A - 一种lc滤波型并网逆变器无参数预测电容电压控制方法 - Google Patents

一种lc滤波型并网逆变器无参数预测电容电压控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明提出了一种LC滤波型并网逆变器无参数预测电容电压控制方法，用于解决现有电容电压模型预测控制对参数变化较灵敏的技术问题。本发明的步骤为：首先，根据逆变器开关状态得到LC滤波型并网逆变器输出的电压矢量，并由开关状态及逆变器直流侧电压计算电压矢量对应的逆变器输出电压分量；其次，采样LC滤波型并网逆变器的三相滤波电容电压，变换得到三相滤波电容电压分量，并根据逆变器输出电压和三相滤波电容电压分量构建目标函数；最后，比较目标函数的值，将最小的目标函数所对应的电压矢量作为最优电压矢量，用于控制LC滤波型并网逆变器。本发明构建了新型无参数滑模目标函数，无需模型参数即可实现电容电压预测控制，具有较强的参数鲁棒性。

Description

一种LC滤波型并网逆变器无参数预测电容电压控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子领域技术领域，特别是指一种LC滤波型并网逆变器无参数预测电容电压控制方法。
背景技术
近年来，随着新能源并网装机容量的逐渐增大，可运行于电压源并网模式的LC滤波型并网逆变器受到广泛关注。如何实现LC滤波型并网逆变器输出电容电压的高性能控制，对提高新能源并网发电系统的电网支撑能力具有重要的研究意义。现有的LC滤波型并网逆变器输出电容电压控制方法多采用电容电压外环和电感电流内环的双环串联控制结构。该方法不仅需要设计多组PI控制器参数，而且需要设计复杂的PWM调制模块，因此其调试过程较复杂，且动稳态特性较差。近年来，随着现代控制理论的不断发展，模型预测控制因无需设计PI控制器和PWM调制模块而在LC滤波型并网逆变器中得到研究和应用。然而，常规模型预测控制的一个主要缺点是参数依赖性，即模型预测控制的动稳态特性与模型参数的精确紧密相关。一旦模型参数失准，将恶化模型预测控制的动稳态控制性能。因此，研究改进的LC滤波型并网逆变器预测电容电压控制方法，增强其参数鲁棒性具有重要意义。
文献[C.Zheng,T.
Figure BDA0003037382800000011
and F.Blaabjerg,"Current-Sensorless Finite-Set Model Predictive Control for LC-Filtered Voltage Source Inverters,"inIEEE Transactions on Power Electronics,vol.35,no.1,pp.1086-1095,Jan.2020.]提出了一种LC滤波型并网逆变器输出电容电压无电流传感器模型预测控制方法。该方法通过设计滑模观测器实现了无电流传感器控制，降低了系统的硬件成本，提高了可靠性。然而，该方法对滤波电容和滤波电感参数的变化较灵敏，参数鲁棒性较差。
文献[T.Jin,X.Shen,T.Su and R.C.C.Flesch,"Model Predictive VoltageControl Based on Finite Control Set With Computation Time Delay Compensationfor PV Systems,"in IEEE Transactions on Energy Conversion,vol.34,no.1,pp.330-338,March 2019.]研究了LC滤波型三电平并网逆变器输出电容电压的模型预测控制方法。该方法设计了多步预测控制，实现了电容电压的高性能控制。然而，该方法也未考虑参数失准的影响，参数鲁棒性较差。
发明内容
针对现有电容电压模型预测控制对参数变化较灵敏，参数鲁棒性较差的技术问题，本发明提出了一种LC滤波型并网逆变器无参数预测电容电压控制方法，结合滑模变结构控制理论，提了一种新型无参数滑模目标函数设计方法，该方法无需任何模型参数即可实现电容电压预测控制，在参数失准时，该方法的控制性能不受影响，具有较强的参数鲁棒性。
本发明的技术方案是这样实现的：
一种LC滤波型并网逆变器无参数预测电容电压控制方法，其步骤如下：
步骤一、定义LC滤波型并网逆变器a、b、c三相桥臂的开关状态分别为Sa、Sb、Sc，并根据开关状态Sa、Sb、Sc得到LC滤波型并网逆变器输出的电压矢量Vi(Sa Sb Sc)，其中，开关状态Sa、Sb、Sc等于0或1，i＝0,1,2,3,4,5,6,7；
步骤二、根据步骤一中电压矢量Vi(Sa Sb Sc)对应的开关状态Sa、Sb、Sc以及逆变器直流侧电压Udc计算电压矢量Vi(Sa Sb Sc)对应的逆变器输出电压uαi、uβi；
步骤三、采样k时刻LC滤波型并网逆变器的三相滤波电容电压uca、ucb、ucc，并将三相滤波电容电压uca、ucb、ucc变换到静止αβ坐标系上，得到三相滤波电容电压分量ucα和ucβ；
步骤四、根据步骤二中的逆变器输出电压uαi、uβi和步骤三中三相滤波电容电压分量ucα、ucβ计算目标函数gi；
步骤五、比较步骤四中八个目标函数gi的值，将最小的目标函数gi所对应的电压矢量Vi(Sa Sb Sc)作为最优电压矢量，并将最优电压矢量用于控制LC滤波型并网逆变器。
所述LC滤波型并网逆变器输出的电压矢量Vi(Sa Sb Sc)的获得方法为：
Sa＝1表示LC滤波型并网逆变器a相桥臂上管导通，下管关断；
Sa＝0表示LC滤波型并网逆变器a相桥臂上管关断，下管导通；
Sb＝1表示LC滤波型并网逆变器b相桥臂上管导通，下管关断；
Sb＝0表示LC滤波型并网逆变器b相桥臂上管关断，下管导通；
Sc＝1表示LC滤波型并网逆变器c相桥臂上管导通，下管关断；
Sc＝0表示LC滤波型并网逆变器c相桥臂上管关断，下管导通；
若Sa＝0，Sb＝0，Sc＝0，该电压矢量记为V0(000)；
若Sa＝1，Sb＝0，Sc＝0，该电压矢量记为V1(100)；
若Sa＝1，Sb＝1，Sc＝0，该电压矢量记为V2(110)；
若Sa＝0，Sb＝1，Sc＝0，该电压矢量记为V3(010)；
若Sa＝0，Sb＝1，Sc＝1，该电压矢量记为V4(011)；
若Sa＝0，Sb＝0，Sc＝1，该电压矢量记为V5(001)；
若Sa＝1，Sb＝0，Sc＝1，该电压矢量记为V6(101)；
若Sa＝1，Sb＝1，Sc＝1，该电压矢量记为V7(111)。
所述电压矢量Vi(Sa Sb Sc)对应的逆变器输出电压uαi、uβi的获得方法为：
Figure BDA0003037382800000031
其中，Sai表示第i个电压矢量Vi(Sa Sb Sc)所对应的开关状态Sa；Sbi表示第i个电压矢量Vi(Sa Sb Sc)所对应的开关状态Sb；Sci表示第i个电压矢量Vi(Sa Sb Sc)所对应的开关状态Sc；uαi为电压矢量Vi(Sa Sb Sc)对应的逆变器输出电压在静止αβ坐标系上的α轴分量，uβi为电压矢量Vi(Sa Sb Sc)对应的逆变器输出电压在静止αβ坐标系上的β轴分量。
所述三相滤波电容电压分量ucα和ucβ的获得方法为：
Figure BDA0003037382800000032
其中，uca为LC滤波型并网逆变器的a相滤波电容电压，ucb为LC滤波型并网逆变器的b相滤波电容电压，ucc为LC滤波型并网逆变器的c相滤波电容电压，ucα为LC滤波型并网逆变器三相滤波电容电压在静止αβ坐标系上的α轴分量，ucβ为LC滤波型并网逆变器三相滤波电容电压在静止αβ坐标系上的β轴分量。
所述目标函数gi的计算方法为：
gi＝(ucα-ucαr)uαi+(ucβ-ucβr)uβi；
其中，ucαr为参考滤波电容电压在静止αβ坐标系上的α轴分量；ucβr为参考滤波电容电压在静止αβ坐标系上的β轴分量。
所述参考滤波电容电压在静止αβ坐标系上的α轴分量ucαr和参考滤波电容电压在静止αβ坐标系上的β轴分量ucβr的计算方法为：
Figure BDA0003037382800000033
其中，ucar为a相滤波电容电压的参考值，ucbr为b相滤波电容电压的参考值，uccr为c相滤波电容电压的参考值。
所述a、b、c三相滤波电容电压的参考值ucar、ucbr、uccr之间的关系式为：
Figure BDA0003037382800000041
其中，Um为参考滤波电容电压的幅值，θ为电网电压角度。
与现有技术相比，本发明产生的有益效果为：本发明根据滑模变结构控制理论，建立了一种新型模型预测控制目标函数，与常规电容电压模型预测控制相比，本发明仅需要采样电容电压作为反馈，无需使用电流传感器，同时，本发明完全不依赖于逆变器参数，其参数鲁棒性显著提高，因此，在参数失准时，本发明的控制性能不受影响，具有较强的参数鲁棒性。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明的整体控制框图。
图2为本发明的滤波电容电压控制流程图。
图3为滤波电感L1失准时常规控制方法与本发明方法对比仿真结果。
图4为滤波电容C失准时常规控制方法与本发明方法对比仿真结果。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有付出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
如图1和2所示，本发明实施例提供了一种LC滤波型并网逆变器无参数预测电容电压控制方法，通过采用本发明所提出的目标函数，可以实现LC滤波型并网逆变器滤波电容电压的无参数鲁棒预测控制。与常规的电容电压模型预测控制方法相比，本发明方法不仅简化了系统设计和调试的复杂度，而且在参数失准时具有更高的控制精度，增强了系统控制的鲁棒性。具体步骤如下：
步骤一、定义LC滤波型并网逆变器a、b、c三相桥臂的开关状态分别为Sa、Sb、Sc，并根据开关状态Sa、Sb、Sc得到LC滤波型并网逆变器输出的电压矢量Vi(Sa Sb Sc)，其中，开关状态Sa、Sb、Sc等于0或1，i＝0,1,2,3,4,5,6,7。
所述LC滤波型并网逆变器输出的电压矢量Vi(Sa Sb Sc)的获得方法为：
Sa＝1表示LC滤波型并网逆变器a相桥臂上管导通，下管关断；
Sa＝0表示LC滤波型并网逆变器a相桥臂上管关断，下管导通；
Sb＝1表示LC滤波型并网逆变器b相桥臂上管导通，下管关断；
Sb＝0表示LC滤波型并网逆变器b相桥臂上管关断，下管导通；
Sc＝1表示LC滤波型并网逆变器c相桥臂上管导通，下管关断；
Sc＝0表示LC滤波型并网逆变器c相桥臂上管关断，下管导通；
若Sa＝0，Sb＝0，Sc＝0，该电压矢量记为V0(000)；
若Sa＝1，Sb＝0，Sc＝0，该电压矢量记为V1(100)；
若Sa＝1，Sb＝1，Sc＝0，该电压矢量记为V2(110)；
若Sa＝0，Sb＝1，Sc＝0，该电压矢量记为V3(010)；
若Sa＝0，Sb＝1，Sc＝1，该电压矢量记为V4(011)；
若Sa＝0，Sb＝0，Sc＝1，该电压矢量记为V5(001)；
若Sa＝1，Sb＝0，Sc＝1，该电压矢量记为V6(101)；
若Sa＝1，Sb＝1，Sc＝1，该电压矢量记为V7(111)。
步骤二、根据步骤一中电压矢量Vi(Sa Sb Sc)对应的开关状态Sa、Sb、Sc以及逆变器直流侧电压Udc计算电压矢量Vi(Sa Sb Sc)对应的逆变器输出电压uαi、uβi。
所述电压矢量Vi(Sa Sb Sc)对应的逆变器输出电压uαi、uβi的获得方法为：
Figure BDA0003037382800000051
其中，Sai表示第i个电压矢量Vi(Sa Sb Sc)所对应的开关状态Sa；Sbi表示第i个电压矢量Vi(Sa Sb Sc)所对应的开关状态Sb；Sci表示第i个电压矢量Vi(Sa Sb Sc)所对应的开关状态Sc；uαi为电压矢量Vi(Sa Sb Sc)对应的逆变器输出电压在静止αβ坐标系上的α轴分量，uβi为电压矢量Vi(Sa Sb Sc)对应的逆变器输出电压在静止αβ坐标系上的β轴分量。
步骤三、采样k时刻LC滤波型并网逆变器的三相滤波电容电压uca、ucb、ucc，并将三相滤波电容电压uca、ucb、ucc变换到静止αβ坐标系上，得到三相滤波电容电压分量ucα和ucβ；
所述三相滤波电容电压分量ucα和ucβ的获得方法为：
Figure BDA0003037382800000061
其中，uca为LC滤波型并网逆变器的a相滤波电容电压，ucb为LC滤波型并网逆变器的b相滤波电容电压，ucc为LC滤波型并网逆变器的c相滤波电容电压，ucα为LC滤波型并网逆变器三相滤波电容电压在静止αβ坐标系上的α轴分量，ucβ为LC滤波型并网逆变器三相滤波电容电压在静止αβ坐标系上的β轴分量。
步骤四、根据步骤二中的逆变器输出电压uαi、uβi和步骤三中三相滤波电容电压分量ucα、ucβ计算八个电压矢量所对应的八个目标函数gi；
gi＝(ucα-ucαr)uαi+(ucβ-ucβr)uβi；
其中，ucαr为参考滤波电容电压在静止αβ坐标系上的α轴分量；ucβr为参考滤波电容电压在静止αβ坐标系上的β轴分量。
所述参考滤波电容电压在静止αβ坐标系上的α轴分量ucαr和参考滤波电容电压在静止αβ坐标系上的β轴分量ucβr由三相滤波电容电压参考值ucar，ucbr，uccr经Clark变换计算得到：
Figure BDA0003037382800000062
其中，ucar为a相滤波电容电压的参考值，ucbr为b相滤波电容电压的参考值，uccr为c相滤波电容电压的参考值。
所述a、b、c三相滤波电容电压的参考值ucar、ucbr、uccr之间的关系式为：
Figure BDA0003037382800000071
其中，Um为参考滤波电容电压的幅值，θ为电网电压角度，由电网电压和锁相环得到。
步骤五、比较步骤四中的八个目标函数gi的值，将最小的目标函数gi所对应的电压矢量Vi(Sa Sb Sc)作为最优电压矢量，并将最优电压矢量用于控制LC滤波型并网逆变器。
为了验证本发明的有效性，进行了仿真验证。仿真所用LC滤波型并网逆变器的直流侧电压Udc为400V，逆变器侧滤波电感L1为0.0024H，其寄生电阻R1为0.1Ω；滤波电容C为0.0004F，其寄生电阻R2为0.1Ω；网侧滤波电感L2为0.0012H，其寄生电阻为R为0.1Ω；电网频率为50Hz，控制系统的采样周期T为0.00005s，电网线电压峰值122V。为了验证本专利的有效性，与常规的LC滤波型并网逆变器滤波电容电压模型预测控制进行了对比研究。仿真时，设定的三相滤波电容电压参考幅值Um为80V。在参数失准的情况下，如图3所示为逆变器侧滤波电感L1减小至0.0012H时两种控制方法的对比仿真结果，如图4所示为滤波电容C减小至0.0002F时两种控制方法的对比仿真结果。由图3和图4可见，在系统参数失准的情况下，常规的LC滤波型并网逆变器滤波电容电压模型预测控制方法的电压误差较大，而本发明专利通过采用无参数预测滤波电容电压控制方法，在参数失准时，其滤波电容电压控制误差较小，控制精度更高。该对比仿真结果验证了本发明所提控制方法的有效性。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种LC滤波型并网逆变器无参数预测电容电压控制方法，其特征在于，其步骤如下：
步骤一、定义LC滤波型并网逆变器a、b、c三相桥臂的开关状态分别为Sa、Sb、Sc，并根据开关状态Sa、Sb、Sc得到LC滤波型并网逆变器输出的电压矢量Vi(Sa Sb Sc)，其中，开关状态Sa、Sb、Sc等于0或1，i＝0,1,2,3,4,5,6,7；
步骤二、根据步骤一中电压矢量Vi(Sa Sb Sc)对应的开关状态Sa、Sb、Sc以及逆变器直流侧电压Udc计算电压矢量Vi(Sa Sb Sc)对应的逆变器输出电压uαi、uβi；
步骤三、采样k时刻LC滤波型并网逆变器的三相滤波电容电压uca、ucb、ucc，并将三相滤波电容电压uca、ucb、ucc变换到静止αβ坐标系上，得到三相滤波电容电压分量ucα和ucβ；
步骤四、根据步骤二中的逆变器输出电压uαi、uβi和步骤三中三相滤波电容电压分量ucα、ucβ计算目标函数gi；
步骤五、比较步骤四中八个目标函数gi的值，将最小的目标函数gi所对应的电压矢量Vi(SaSb Sc)作为最优电压矢量，并将最优电压矢量用于控制LC滤波型并网逆变器。
2.根据权利要求1所述的LC滤波型并网逆变器无参数预测电容电压控制方法，其特征在于，所述LC滤波型并网逆变器输出的电压矢量Vi(Sa Sb Sc)的获得方法为：
Sa＝1表示LC滤波型并网逆变器a相桥臂上管导通，下管关断；
Sa＝0表示LC滤波型并网逆变器a相桥臂上管关断，下管导通；
Sb＝1表示LC滤波型并网逆变器b相桥臂上管导通，下管关断；
Sb＝0表示LC滤波型并网逆变器b相桥臂上管关断，下管导通；
Sc＝1表示LC滤波型并网逆变器c相桥臂上管导通，下管关断；
Sc＝0表示LC滤波型并网逆变器c相桥臂上管关断，下管导通；
若Sa＝0，Sb＝0，Sc＝0，该电压矢量记为V0(000)；
若Sa＝1，Sb＝0，Sc＝0，该电压矢量记为V1(100)；
若Sa＝1，Sb＝1，Sc＝0，该电压矢量记为V2(110)；
若Sa＝0，Sb＝1，Sc＝0，该电压矢量记为V3(010)；
若Sa＝0，Sb＝1，Sc＝1，该电压矢量记为V4(011)；
若Sa＝0，Sb＝0，Sc＝1，该电压矢量记为V5(001)；
若Sa＝1，Sb＝0，Sc＝1，该电压矢量记为V6(101)；
若Sa＝1，Sb＝1，Sc＝1，该电压矢量记为V7(111)。
3.根据权利要求1或2所述的LC滤波型并网逆变器无参数预测电容电压控制方法，其特征在于，所述电压矢量Vi(Sa Sb Sc)对应的逆变器输出电压uαi、uβi的获得方法为：
Figure FDA0003037382790000021
其中，Sai表示第i个电压矢量Vi(Sa Sb Sc)所对应的开关状态Sa；Sbi表示第i个电压矢量Vi(Sa Sb Sc)所对应的开关状态Sb；Sci表示第i个电压矢量Vi(Sa Sb Sc)所对应的开关状态Sc；uαi为电压矢量Vi(Sa Sb Sc)对应的逆变器输出电压在静止αβ坐标系上的α轴分量，uβi为电压矢量Vi(Sa Sb Sc)对应的逆变器输出电压在静止αβ坐标系上的β轴分量。
4.根据权利要求1所述的LC滤波型并网逆变器无参数预测电容电压控制方法，其特征在于，所述三相滤波电容电压分量ucα和ucβ的获得方法为：
Figure FDA0003037382790000022
其中，uca为LC滤波型并网逆变器的a相滤波电容电压，ucb为LC滤波型并网逆变器的b相滤波电容电压，ucc为LC滤波型并网逆变器的c相滤波电容电压，ucα为LC滤波型并网逆变器三相滤波电容电压在静止αβ坐标系上的α轴分量，ucβ为LC滤波型并网逆变器三相滤波电容电压在静止αβ坐标系上的β轴分量。
5.根据权利要求1或4所述的LC滤波型并网逆变器无参数预测电容电压控制方法，其特征在于，所述目标函数gi的计算方法为：
gi＝(ucα-ucαr)uαi+(ucβ-ucβr)uβi；
其中，ucαr为参考滤波电容电压在静止αβ坐标系上的α轴分量；ucβr为参考滤波电容电压在静止αβ坐标系上的β轴分量。
6.根据权利要求5所述的LC滤波型并网逆变器无参数预测电容电压控制方法，其特征在于，所述参考滤波电容电压在静止αβ坐标系上的α轴分量ucαr和参考滤波电容电压在静止αβ坐标系上的β轴分量ucβr的计算方法为：
Figure FDA0003037382790000031
其中，ucar为a相滤波电容电压的参考值，ucbr为b相滤波电容电压的参考值，uccr为c相滤波电容电压的参考值。
7.根据权利要求6所述的LC滤波型并网逆变器无参数预测电容电压控制方法，其特征在于，所述a、b、c三相滤波电容电压的参考值ucar、ucbr、uccr之间的关系式为：
Figure FDA0003037382790000032
其中，Um为参考滤波电容电压的幅值，θ为电网电压角度。
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