CN113241961A - T型五电平nnpc变换器及适用该变换器的调制方法 - Google Patents

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Abstract

本公开提出了T型五电平NNPC变换器及适用该变换器的调制方法，采集变换器的工作信号，通过代价函数实时计算其最优矢量，将最优矢量下的冗余开关状态全部提出并送入下一级，通过对比冗余开关状态对飞跨电容电压的影响，选择影响最小的开关状态，并将其进行修改后给到开关管实现控制，实现飞跨电容电压的控制。该方法有效控制电容电压，使得各开关器件反向耐压均衡，提升了系统稳定性，降低了系统整体成本。

Description

T型五电平NNPC变换器及适用该变换器的调制方法
技术领域
本公开属于变换器电压控制技术领域，尤其涉及T型五电平NNPC变换器及适用该变换器的调制方法。
背景技术
本部分的陈述仅仅是提供了与本公开相关的背景技术信息，不必然构成在先技术。
与两电平、三电平变换器相比，多电平变换器的综合性能得到了提高，在可再生能源转换、电机驱动、无功补偿、交通运输等工业应用领域得到了越来越多的关注。多电平转换器能够显著降低AC输出的总谐波失真(Total Harmonic Distortion，THD)，降低开关损耗，降低开关管电压应力(dv/dt)，增加变换器的输入电压范围，减少整体体积和输出滤波器的体积，从而降低成本。
目前的五电平变换器正是因为使用了较少的开关管加飞跨电容的方式实现输出电压五电平，其开关状态少且没有有效的冗余开关状态对电容电压产生影响，所以只能依靠非冗余开关状态实现飞跨电容电压平衡，这造成了其控制策略十分复杂，传统正弦载波调制(Sinusoidal Pulse-Width Modulation，SPWM))和空间矢量调制(Space VectorModulation，SVM)在全工况下不能满足对此拓扑的控制。而广泛应用于电力电子和电机驱动领域的有限集模型预测控制策略(Finite Control Set Model Predictive Control,FCS-MPC，以下简称MPC)适用于该拓扑。这种控制策略的理念就是使用代价函数来获得控制目标，并选择下一次采样周期的最优开关状态。
但是，因为三相NNPC拓扑中每一相都使用了飞跨电容充当四分之一电平输出，且五种电平中的三种都会对飞跨电容电压产生影响，所以MPC算法中代价函数的选择要考虑飞跨电容和输出电平之间的相互影响，权重因数λ的值需要反复调试求得，这显著的增大了算法的复杂程度和不确定性。
发明内容
为克服上述现有技术的不足，本公开提供了T型五电平NNPC变换器，变换器具有开关管数量少，不需要钳位二极管，承受耐压相对较低等优点。
为实现上述目的，本公开的一个或多个实施例提供了如下技术方案：
第一方面，公开了T型五电平NNPC变换器，包括：
相并联的三相桥臂，每相桥臂均包括四个串联的开关管；
相桥臂中点一侧串联两个方向不同的开关管，所述两个方向不同的开关管输出端分别通过连接两个飞跨电容至四个串联开关管的上下连接处，桥臂中点另一侧经滤波器与电阻连接；
所述飞跨电容电压控制时，获得变换器的最优矢量下的全部冗余开关状态，通过对比冗余开关状态对飞跨电容电压的影响，选择影响最小的开关状态，通过开关管的控制实现飞跨电容电压的控制。
进一步的技术方案，并联的各个桥臂输入端接入电压源；各个开关管均由控制电路驱动，以使飞跨电容电压应维持在设定值。
进一步的技术方案，所述滤波器为单L滤波电路。
进一步的技术方案，所述控制电路包括保护电路、驱动电路、采样调理电路；
所述采样调理电路采集输入电压源的直流电压、直流电流、飞跨电容电压、滤波器输出的三相电压值大小；
所述采样调理电路将采集的信号传输至处理器模块，处理器模块对信号进行处理并与保护电路双向通信，处理器模块连接驱动电路。
进一步的技术方案，所述采样调理电路将测得的相关信号进行调理，得到模拟信号。
进一步的技术方案，所述处理器模块将调理好的模拟信号转换为数字量，生成的PWM信号送至驱动电路控制开关管的开通与关断。
进一步的技术方案，所述采样调理电路检测变换器三相输出电流，将当前时刻(假设为k)采样到的输出电流值经αβ坐标变换后转化为两相信号，经过拉格朗日外推法将下一时刻,即k+1时刻的值计算得出。
进一步的技术方案，所述采样调理电路检测变换器三相输出电压，假设电压电流同相位，将当前时刻采样到的输出电压值经αβ坐标变换后转化为两相信号，经过拉格朗日外推法将下一时刻，即k+1时刻的值计算得出。
进一步的技术方案，所述处理器模块被配置为：
建立T型NNPC五电平变换器的数学模型：通过电压幅值不变的Clarke变换，得到T型NNPC五电平并网逆变器的数学模型；
采用后向欧拉法将系统离散化从而得到k时刻状态值，由于采样频率远大于工作频率，下一k+1时刻的值常用拉格朗日插值外推法得到；
得到的下一时刻的需求矢量与五电平矢量图中的零合成矢量比较选出最小误差矢量，将计算求得的矢量再转化为所有的开关状态，在所有的开关状态中考虑其对飞跨电容电压的影响适当修改相近的开关状态，以补偿电容电压。
第二方面，公开了T型五电平NNPC变换器的调制方法，包括：
采集变换器的工作信号，通过代价函数实时计算其最优矢量，将最优矢量下的冗余开关状态全部提出并送入下一级，通过对比冗余开关状态对飞跨电容电压的影响，选择影响最小的开关状态，并将其进行修改后给到开关管实现控制，实现飞跨电容电压的控制。
以上一个或多个技术方案存在以下有益效果：
本发明采用的T型内嵌中点钳位(T-Type Nested Neutral Point Clamped，T2-NNPC)五电平变换器(以下简称NNPC)相较于传统五电平拓扑变换器——飞跨电容(Flyingcapacitor，FC)变换器，中点钳位(neutral point clamped，NPC)变换器，级联(CascadedH-bridge，CHB)变换器等具有开关管数量少，不需要钳位二极管，承受耐压相对较低等优点，这些优点使得T型NNPC五电平变换器成本较低，效率较高，更适合高压应用。
针对T型NNPC拓扑飞跨电容电压平衡的MPC算法，需要简单有效的控制策略。本发明该方法有效控制电容电压，使得各开关器件反向耐压均衡，提升了系统稳定性，降低了系统整体成本。可以减小飞跨电容设计容量，节约T型NNPC五电平变换器成本。
本发明通过重组开关状态控制飞跨电容电压，主控函数只对输出电流的误差采样，在求得最优电压矢量后，在判断电容误差重组电压矢量，输出对应的开关函数，摒弃了传统MPC代价函数中的不定权重因子选择，不仅简化了算法，而且通用性和适用性更强。
本发明通过简化控制算法减小了数据计算量，可以使用较低规格DSP芯片以节约T型NNPC五电平变换器成本。
本发明通过减少计算量，使得系统响应更快更稳定。
本发明模型预测为有限集——模型预测控制，在选取的有限集中只采用了低共模电压的矢量集合，本发明通过使用低共模电压矢量使得输出共模电压大大降低，提高了系统EMS、EMI能力，减小了共模漏电流，提升了设备安全性。
本发明附加方面的优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
构成本公开的一部分的说明书附图用来提供对本公开的进一步理解，本公开的示意性实施例及其说明用于解释本公开，并不构成对本公开的不当限定。
图1为T型NNPC五电平变换器结构图；
图2为传统五电平空间矢量图，包括61个矢量位置和125个电平组合；
图3为本发明采用的矢量图中的零共模矢量位置示意图；
图4为电容电压波动图；
图5a、b分别为采用低共模矢量和采用传统61个全矢量控制方式的共模电压；
图6a、b分别为采用低共模矢量和采用传统61个全矢量控制方式的输出电流THD
图7为系统流程简化图。
具体实施方式
应该指出，以下详细说明都是示例性的，旨在对本公开提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本公开所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本公开的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。
在不冲突的情况下，本公开中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
实施例一
本实施例公开了T型五电平NNPC变换器，包括并联的三相桥臂，每相桥臂包括四个串联的IGBT管，相桥臂中点一侧串联两个方向不同的IGBT管，这两个管后分别连接两个飞跨电容到串联四个IGBT管的上下连接处，飞跨电容电压应维持在Vdc/4，桥臂中点另一侧经滤波器与电阻连接；在并联的各个桥臂输入端接入电压源；各个IGBT管均由控制电路驱动，滤波器为单L滤波电路。该变换器开关器件少，每相只使用6个开关管就可以实现五电平输出，成本低、可靠性高、体积重量小。
控制电路包括保护电路、驱动电路、采样调理电路，采样调理电路连接DSP模块，DSP模块为主控芯片，与保护电路双向通信，DSP模块连接驱动电路，驱动电路输出PWM信号驱动桥臂中IGBT管的开通与关断。
采样调理电路采集输入电压源的直流电压、直流电流、飞跨电容电压、滤波器输出的三相电压值大小。采集后调理成DSP模块可以识别的小信号。
上述保护电路保护开关器件，驱动电路提供可靠的驱动信号，采样调理电路对电压电流信号采样后放大隔离输送到DSP模块。
更为具体的实施例中，参见附图1所示，为T型NNPC五电平变换器结构图，主电路为T型NNPC五电平拓扑，直流输入电压与主电路相连，Sa1、Sa2、Sa3、Sa4、Sa5、Sa6为主IGBT开关管，Ca1、Ca2为悬浮飞跨电容，其电压受开关状态和输出电流的综合作用影响，主图只展示了A相电路图，B、C相与A相完全一致，滤波器为L滤波器，系统输出端与负载或电网相连。
采样调理电路将霍尔传感器测得的输入输出电流信号进行调理，得到采样电路可以接收的模拟信号。AD转换器的采样与转换由DSP进行控制，将调理好的模拟信号转换为数字量。数字信号的处理以及模型预测、PWM产生均由DSP实现，最终生成的PWM信号送给驱动电路去控制IGBT管的开通与关断。
实施例二
本实施例的目的是提供了T型五电平NNPC变换器的调制方法，包括：
首先建立T型NNPC五电平变换器的数学模型，通过电压幅值不变的Clarke变换，得到T型NNPC五电平并网逆变器的数学模型，采用后向欧拉法将系统离散化从而得到k时刻状态值，由于采样频率远大于工作频率，下一k+1时刻的值常用拉格朗日插值外推法得到，由此得到的下一时刻的需求矢量与五电平矢量图中的零合成矢量比较选出最小误差矢量，将计算求得的矢量再转化为所有的开关状态，其中，电压矢量对应着一个或多个开关状态，在所有的开关状态中考虑其对飞跨电容电压的影响适当修改相近的开关状态，从而做到补偿电容电压的效果。
补偿时，选择不同的电压矢量对应的不同开关状态来输出电平，因为不同电平对电容电压的作用效果不一样，选择合适的电平可以补偿电容电压。
图2为传统五电平空间矢量图，包括61个矢量位置和125个电平组合，本发明基于精简矢量MPC方法实现对T型五电平NNPC变换器飞跨电容电压的控制。本发明方法对于传统MPC和精简矢量MPC均适用，下面以传统MPC方法为例进行具体阐述。选取125个矢量中19个零矢量和由19个零矢量中的12个重组后的12个±Udc/12低共模矢量，以此实现的该拓扑的低共模电压输出。在计算出所选矢量的最优矢量后，通过判断电容电压电流的条件直接重组最优矢量以使其成为满足飞跨电容电压控制的矢量。
由于不同电平对不同输出电流大小方向下电容电压的补偿效果不一样，选择合适的电平可以起到补偿电容电压的效果。
具体控制方式如下：
调理电路检测变换器三相输出电流。
ia＝sinωt
ib＝sin(ωt-120°)
ic＝sin(ωt-240°)
将当前时刻(假设为k)采样到的输出电流值经αβ坐标变换后转化为两相信号，经过拉格朗日外推法将下一时刻,即k+1时刻的值计算得出。
调理电路检测变换器三相输出电压，假设电压电流同相位。
ua＝sinωt
ub＝sin(ωt-120°)
uc＝sin(ωt-240°)
将当前时刻(假设为k)采样到的输出电压值经αβ坐标变换后转化为两相信号，经过拉格朗日外推法将下一时刻,即k+1时刻的值计算得出。
经过坐标变换和插值外推预测的方法计算得到的电压电流值与电路中元件参数(例如电感电阻)和采样时间进行数学运算离散化后最终求得下一k+1时刻在αβ坐标系中的所需矢量。将计算所得参考矢量与图2中αβ坐标系下的61个矢量位置相比较选出与五电平拓扑固定的61个矢量位置中最近的矢量，即求得最优矢量。
由图2中的矢量位置图可以看出，在61个矢量位置上，从正六边形由最外一层开始每向里一层冗余的开关矢量便增加一种，直至中心层零矢量，同一矢量位置的不同电平组合数量多达5种。而对于相同矢量位置的不同开关状态，传统的算法是对比前后两次不同电平组合的开关切换最小次数来选取下一时刻的开关状态，这样虽能够将开关损耗最小化，但同时也使得算法更加复杂。
得到最优电压矢量后判断电容电压误差确定补偿量，重组开关状态，由上述求得最优矢量和最优开关状态后，送入下一级，直接驱动开关管，即本发明采用的通过选择临近电平状态控制飞跨电容电压的算法。
由下表可以看出，在输出的五个电平中只有中间2电平有一个冗余的开关状态，但这两个开关状态对两个电容的作用是同时存在的，即两个电容要放都放要充都充，不能单独控制，于是对于这一电平的选择我们遵循它对电容控制的原则，即通过判断两个电容相加之和大于或小于Udc/2来选择使用2a或2b状态。
对于0电平由于它直接与输出直流负端相连，故其输出对电容电压没有任何影响，1电平输出电压为Vdc/4，因为电容参与了输出过程，故电流的正负对电容电压直接影响。综合这两个电平的特点，本发明提出了一种算法，即当前级计算出来的开关状态为0时，测量Cx2电容电压、输出电流方向，如果此时选择1电平对电容电压维持在Vdc/4有益时，可以将0电平强制切换成1电平，本发明将其称之为补偿，如果无益则仍然保持0电平，同理当前级计算出来的电平为1时，测量电容电压和输出电流如果对电容电压维持在Vdc/4无益时，将强制切换1电平为0电平以减少对电容电压的影响，本发明将这个过程称之为止损，如果对电容电压有益则维持1电平。以上对于3、4电平的选择同样适用。图4显示了飞跨电容电压波动值，从图中可以看到，电容电压在预设值Udc/4＝100V±5％浮动。
表1.T型五电平NNPC开关工作状态及输出电平
Figure BDA0003066339770000091
通过这种算法计算出来的开关状态虽小幅度偏离了最优矢量，但通过平衡电容电压，将使得整个算法前期建立的数学模型更加精确，更加有益于模型计算的精确度。通过仿真实验测得其输出电流THD如图6a、图6b所示。
共模电压与共模电流的产生影响了变换器输出电能质量，通过分析共模电压产生机理，计算125个不同电压组合的共模电压，发现了这125个开关状态组合中共有19个零共模电压矢量，36个±Udc/12共模电压矢量，30个±Udc/6共模电压矢量，20个±Udc/4共模电压矢量，12个±Udc/3共模电压矢量，6个±5Udc/12共模电压矢量，2个±Udc/2共模电压矢量。通过进一步对比发现19个零共模矢量均匀分布在五电平空间矢量图正六边型内(图3)，如果只选取这19个零共模矢量对五电平NNPC变换器进行控制，理论上将使输出共模电压降低至零，但由于本发明采用的拓扑固有飞跨电容难平衡的缺点，而修改开关状态会直接导致重组得到的矢量非原计划矢量，即超出了这19个零共模矢量范围，造成非零共模电压矢量。为了解决这一问题，通过逐一计算了19个零共模矢量经过修改后可能形成的重组矢量组合，通过进一步研究发现，这19个矢量的重组矢量大部分为±Udc/12共模电压矢量，而其中不能重组为±Udc/12共模电压矢量的六个矢量也均匀的分布在正六边形由外向里数的第二层六个顶点上，即411、330、141、033、114、303，鉴于此，本发明将前级计算得到这六个矢量时不进行修改重组，而只采用其余零共模重组以控制飞跨电容电压，当采用这种算法时，不仅输出共模电压最高仅为±Udc/12，而且由于仅采用了19个零共模电压作为固定矢量合成，其计算过程相较于传统MPC需要的61次甚至更多的计算量来说计算量减少了70％以上。
在改善了输出电能质量同时简化了算法计算量，与此同时虽然会带来输出电流THD增大的负增益，但通过相同工况参数下的比较，其输出电流THD仅相差不到1％(图4)。
本领域技术人员应该明白，上述本公开的各模块或各步骤可以用通用的计算机装置来实现，可选地，它们可以用计算装置可执行的程序代码来实现，从而，可以将它们存储在存储装置中由计算装置来执行，或者将它们分别制作成各个集成电路模块，或者将它们中的多个模块或步骤制作成单个集成电路模块来实现。本公开不限制于任何特定的硬件和软件的结合。
以上所述仅为本公开的优选实施例而已，并不用于限制本公开，对于本领域的技术人员来说，本公开可以有各种更改和变化。凡在本公开的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本公开的保护范围之内。
上述虽然结合附图对本公开的具体实施方式进行了描述，但并非对本公开保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本公开的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本公开的保护范围以内。

Claims (10)

1.T型五电平NNPC变换器，其特征是，包括：
相并联的三相桥臂，每相桥臂均包括四个串联的开关管；
相桥臂中点一侧串联两个方向不同的开关管，所述两个方向不同的开关管输出端分别通过连接两个飞跨电容至四个串联开关管的上下连接处，桥臂中点另一侧经滤波器与电阻连接；
所述飞跨电容电压控制时，获得变换器的最优矢量下的全部冗余开关状态，通过对比冗余开关状态对飞跨电容电压的影响，选择影响最小的开关状态，通过开关管的控制实现飞跨电容电压的控制。
2.如权利要求所述的T型五电平NNPC变换器，其特征是，并联的各个桥臂输入端接入电压源；各个开关管均由控制电路驱动，以使飞跨电容电压应维持在设定值。
3.如权利要求所述的T型五电平NNPC变换器，其特征是，所述滤波器为单L滤波电路。
4.如权利要求所述的T型五电平NNPC变换器，其特征是，所述控制电路包括保护电路、驱动电路、采样调理电路；
所述采样调理电路采集输入电压源的直流电压、直流电流、飞跨电容电压、滤波器输出的三相电压值大小；
所述采样调理电路将采集的信号传输至处理器模块，处理器模块对信号进行处理并与保护电路双向通信，处理器模块连接驱动电路。
5.如权利要求所述的T型五电平NNPC变换器，其特征是，所述采样调理电路将测得的相关信号进行调理，得到模拟信号。
6.如权利要求所述的T型五电平NNPC变换器，其特征是，所述处理器模块将调理好的模拟信号转换为数字量，生成的PWM信号送至驱动电路控制开关管的开通与关断。
7.如权利要求所述的T型五电平NNPC变换器，其特征是，所述采样调理电路检测变换器三相输出电流，将当前时刻(假设为k)采样到的输出电流值经αβ坐标变换后转化为两相信号，经过拉格朗日外推法将下一时刻,即k+1时刻的值计算得出。
8.如权利要求所述的T型五电平NNPC变换器，其特征是，所述采样调理电路检测变换器三相输出电压，假设电压电流同相位，将当前时刻采样到的输出电压值经αβ坐标变换后转化为两相信号，经过拉格朗日外推法将下一时刻，即k+1时刻的值计算得出。
9.如权利要求所述的T型五电平NNPC变换器，其特征是，所述处理器模块被配置为：
建立T型NNPC五电平变换器的数学模型：通过电压幅值不变的Clarke变换，得到T型NNPC五电平并网逆变器的数学模型；
采用后向欧拉法将系统离散化从而得到k时刻状态值，由于采样频率远大于工作频率，下一k+1时刻的值常用拉格朗日插值外推法得到；
得到的下一时刻的需求矢量与五电平矢量图中的零合成矢量比较选出最小误差矢量，将计算求得的矢量再转化为所有的开关状态，在所有的开关状态中考虑其对飞跨电容电压的影响适当修改相近的开关状态，以补偿电容电压。
10.T型五电平NNPC变换器的调制方法，其特征是，包括：
采集变换器的工作信号，通过代价函数实时计算其最优矢量，将最优矢量下的冗余开关状态全部提出并送入下一级，通过对比冗余开关状态对飞跨电容电压的影响，选择影响最小的开关状态，并将其进行修改后给到开关管实现控制，实现飞跨电容电压的控制。
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