CN109874378A - 电流推断装置 - Google Patents

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Abstract

电压检测电路(33)由分压电路构成，其检测与交流电源(91)的电源电压(Vin)相关的电压(Vac1、Vac2)，分压电路由多个电阻(34a～34c、35a～35c)构成。运算部(40)使用电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)来求出电抗器(29)的两端电压(VL)，基于该两端电压(VL)来推断电源电流(Iin)。运算部(40)以使推断出的电源电流(Iin)的与每规定时间的平均值相关的值和电容器(26)的下游侧的电流(Iinv)的与每规定时间的平均值相关的值一致的方式，对检测结果(Vac1、Vac2)的增益进行修正，并使用其结果(Vac1、Vac2)来求出电抗器的两端电压(VL)。

Description

电流推断装置
技术领域
本发明涉及在功率转换装置中对用于控制直交流转换电路的电源电流进行推断的装置，在该功率转换装置中，在整流电路与直交流转换电路之间同该整流电路并联地连接有电容器，并且，在交流电源与电容器之间连接有电抗器。
背景技术
已知有如下的功率转换装置，其具备将交流电源的交流电力转换成直流电力的交直流转换电路和将该交直流转换电路的输出转换成规定频率的交流电力的直交流转换电路。在这样的功率转换装置中，通常在上述交直流转换电路的输出侧设置有电容器。
作为这样的功率转换装置，例如已知有专利文献1。在专利文献1中，基于检测到的电源电流来进行包含电源高次谐波的控制在内的直交流转换控制。作为电源电流的检测方法，除了使用被称为CT(Current Transformer，变流器)的电流检测传感器的方法(专利文献1)之外，还举出代替电流检测传感器而使用由分流电阻及运算放大器等构成的电流检测电路的方法(专利文献2)。
然而，在使用电流检测传感器的情况下，需要设置该传感器的配置空间，另外，增加了与该传感器相应的成本。
在使用电流检测电路的情况下，该电路的构成部件的数量比用于直流电压的检测且结构简单的分压电路多，因此，成本增加。此外，必须在打印基板上设置电流检测电路的构成部件的配置空间。
与此相对，如专利文献3所示那样存在不检测电源电流而进行推断的方法。
专利文献1：日本公开专利公报特开2012-165631号公报
专利文献2：日本公开专利公报特开2012-151973号公报
专利文献3：日本公开专利公报特开2011-205729号公报
发明内容
-发明要解决的技术问题-
在上述专利文献3中，对位于交直流转换电路与直交流转换电路之间的电抗器的两端电压进行检测，基于该检测结果来推断电源电流。通过由上述分压电路构成的电压检测电路来检测电抗器的两端电压。因此，在上述专利文献3中，构成部件的数量可以比专利文献1少，并且，与专利文献1、2相比，也可以不怎么设置构成部件的配置空间。
然而，在上述专利文献3中，由于直接使用电压检测电路所检测到的电抗器的两端电压来进行电源电流的推断，因此，推断出的电源电流可能与实际的电源电流不一致。这是因为，在电压检测电路的构成部件(例如电阻)中，由于个体差、温度特性的影响而产生偏差，由于该偏差而引起电压检测电路的检测结果产生误差。若无法准确地检测电抗器的两端电压，则所推断的电源电流也不确定，会对使用该电源电流的直交流转换控制产生影响。
本发明是鉴于上述情况而完成的，其目的在于，使用电压检测电路，高精度且以廉价的方法推断电源电流。
-用以解决技术问题的技术方案-
本公开的第一方式涉及一种电流推断装置(10)，其在功率转换装置(1)中推断电源电流(Iin)，该功率转换装置(1)是通过在对从交流电源(91)输出的交流电力进行整流的整流电路(21)与从该整流电路(21)被供给电力的直交流转换电路(27)之间同该整流电路(21)并联地连接电容器(26)、且在上述交流电源(91)与上述电容器(26)之间连接电抗器(29)而构成的，该电源电流(Iin)是上述电容器(26)的上游侧的电流，上述电流推断装置(10)的特征在于，具备：电压检测电路(33)，其由分压电路构成，并检测与上述交流电源(91)的电源电压(Vin)相关的电压(Vac1、Vac2)，上述分压电路由多个电阻(34a～34c、35a～35c)构成；以及运算部(40)，其基于上述电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)来求出上述电抗器(29)的两端电压(VL)，并基于该两端电压(VL)来推断上述电源电流(Iin)，上述运算部(40)以使推断出的上述电源电流(Iin)的与每规定时间的平均值相关的值和上述电容器(26)的下游侧的电流(Iinv)的与每规定时间的平均值相关的值一致的方式，对上述电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)的增益进行修正，上述运算部(40)基于增益修正后的上述电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)，求出上述电抗器的两端电压(VL)。
这里，利用电压检测电路(33)来检测与电源电压(Vin)相关的电压(Vac1、Vac2)，但其检测结果(Vac1、Vac2)不是直接利用于电源电流的推断，而是在进行了增益修正之后利用于电源电流(Iin)的推断。尤其是以如下方式对增益进行修正：以使推断出的电源电流(Iin)的与每规定时间的平均值相关的值和电容器(26)的下游侧的电流(Iinv)的与每规定时间的平均值相关的值一致。这里，作为“与平均值相关的值”，举出电流(Iin、Iinv)的每规定时间的平均值本身、电流(Iin、Iinv)的每规定时间的累积值等。推断出的电源电流(Iin)的值与电容器(26)的下游侧的电流(Iinv)的值一致意味着，通过运算求出的在电容器(26)流动的电流(Ic)的与每规定时间的平均值相关的值收敛于零。
在该电流推断装置(10)中，针对电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)进行上述那样的增益修正，基于增益修正后的检测结果(Vac1、Vac2)来推断电源电流(Iin)。由此，在该电流推断装置(10)中，不使用电流传感器、电流检测电路，而是使用结构比较简单的电压检测电路(33)，就能够高精度地计算电源电流(Iin)。
第二方式是这样的，在第一方式的基础上，上述电容器(26)不吸收源自于上述整流电路(21)的电压变动，而吸收由上述直交流转换电路(27)的开关动作引起的电压变动。
上述电容器(26)是指比较小的电容。小电容的上述电容器(26)不吸收源自于整流电路(21)的电压变动，因此，无法使由交流电源(91)的电源频率引起的这种脉动电压平滑化，容易产生电源高次谐波。因此，需要对直交流转换电路(27)进行控制，使得电源高次谐波尽量小，在该控制中使用电源电流。与此相对，电流推断装置(10)如已述那样能够高精度地推断电源电流(Iin)。通过使用所推断出的精度高的电源电流(Iin)，从而抑制电源高次谐波的直交流转换电路(27)的控制的精度也更加高。
第三方式是这样的，在第一方式或第二方式的基础上，上述运算部(40)还基于上述电抗器(29)的电压下降量(VR)来求出上述电抗器(29)的两端电压(VL)。
由此，进一步高精度地求出电抗器(29)的两端电压(VL)。
第四方式是这样的，在第一方式至第三方式中任一方式的基础上，上述整流电路(21)由将多个二极管(D1～D4)桥式连接而成的二极管桥电路构成，上述运算部(40)还基于由上述二极管(D1～D4)产生的电压降(Vdb)来求出上述电抗器(29)的两端电压(VL)。
由此，进一步高精度地求出电抗器(29)的两端电压(VL)。
第五方式是这样的，在第四方式的基础上，上述电压检测电路(33)在上述交流电源(91)与上述整流电路(21)之间，检测与上述交流电源(91)的电源电压(Vin)相关的电压(Vac1、Vac2)。
第六方式是这样的，在第一方式至第五方式中任一方式的基础上，上述电压检测电路(33)具有与上述交流电源(91)的正侧输出对应的第一电压检测部(34)以及与上述交流电源(91)的负侧输出对应的第二电压检测部(35)，上述运算部(40)以使推断出的上述电源电流(Iin)的与每规定时间的平均值相关的值和上述电容器(26)的下游侧的电流(Iinv)的与每规定时间的平均值相关的值一致的方式，对上述第一电压检测部(34)的第一检测结果(Vac1)及上述第二电压检测部(35)的第二检测结果(Vac2)各自的增益进行修正，上述运算部(40)基于增益修正后的上述第一检测结果(Vac1)与增益修正后的上述第二检测结果(Vac2)之差，求出上述电抗器(29)的两端电压(VL)。
由此，求出消除了载波噪声的影响的、精度高的电抗器(29)的两端电压(VL)。
第七方式是这样的，在第一方式至第六方式中任一方式的基础上，上述运算部(40)将上述电抗器(29)的两端电压(VL)中的积分值的与上述每规定时间的平均值相关的值作为第一值来运算，上述运算部(40)将上述电容器(26)的两端电压(Vdc)中的微分值和上述电容器(26)的下游侧的电流(Iinv)的合计值的与上述每规定时间的平均值相关的值作为第二值来运算，上述运算部(40)以如下方式对上述电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)的增益进行修正：通过使上述第一值与上述第二值一致，从而使推断出的上述电源电流(Iin)的与每规定时间的平均值相关的值和上述电容器(26)的下游侧的电流(Iinv)的与每规定时间的平均值相关的值一致。
由此，高精度地进行电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)的增益修正。
第八方式是这样的，在第七方式的基础上，上述规定时间被设定为上述交流电源(91)的半周期。
第九方式是这样的，在第一方式至第八方式中任一方式的基础上，上述运算部(40)将基于上述电抗器(29)的两端电压(VL)的积分值的上述电源电流(Iin1)作为第三值来运算，上述运算部(40)将基于上述电容器(26)的两端电压(Vdc)的微分值的上述电源电流(Iin2)作为第四值来运算，上述运算部(40)以使上述第三值的相位与上述第四值的相位一致的方式对上述电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)的偏置进行修正，上述运算部(40)基于偏置修正后的上述电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)，求出上述电抗器的两端电压(VL)。
由此，高精度地进行电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)的偏置修正。此外，基于不仅进行了增益修正还进行了偏置修正的电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)，进一步高精度地求出电抗器(29)的两端电压(VL)，由此，能够使基于该两端电压(VL)推断的电源电流(Iin)更加接近实际值。
第十方式是这样的，在第九方式的基础上，上述运算部(40)针对上述第三值及上述第四值，分别运算电源频率的规定倍数的频率成分下的振幅(inn_amp1、inn_amp2)，在上述振幅(inn_amp1、inn_amp2)大于规定值的情况下，上述运算部(40)进行上述电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)的偏置的修正，在上述振幅(inn_amp1、inn_amp2)小于上述规定值的情况下，上述运算部(40)不进行上述电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)的偏置的修正。
若电源频率的频率成分下的振幅(inn_amp1、inn_amp2)比较小，则有时无法准确地运算第三值及第四值的各相位。与此相对，这里，在上述振幅(inn_amp1、inn_amp2)大于规定值的情况下，判断为能够准确地运算第三值及第四值的各相位，进行使用了各相位的偏置修正。由此，能够抑制偏置修正的精度降低。
第十一方式是这样的，在第一方式至第八方式中任一方式的基础上，上述运算部(40)求出上述交流电源(91)的一个周期中的、上述电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)不起主导作用的区间内的该检测结果(Vac1、Vac2)的平均值，使用该平均值来修正上述电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)的偏置，上述运算部(40)基于偏置修正后的上述电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)，求出上述电抗器的两端电压(VL)。
电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)不起主导作用的区间内的该检测结果(Vac1、Vac2)的平均值相当于偏置的偏移量。这样，这里，能够简单地求出电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)的偏置的偏移量。进而，电流推断装置(10)能够使用偏置修正后的电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)，进一步高精度地求出电抗器(29)的两端电压(VL)。
第十二方式是这样的，在第一方式至第八方式中任一方式的基础上，上述运算部(40)基于上述电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)，对上述交流电源(91)的电源电压(Vin)进行运算，上述运算部(40)使用上述交流电源(91)的零交叉附近处的上述电源电压(Vin)的电压值，对上述电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)的偏置进行修正，上述运算部(40)基于偏置修正后的上述电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)，求出上述电抗器的两端电压(VL)。
交流电源(91)的零交叉附近处的电源电压(Vin)的电压值相当于偏置的偏移量。这样，这里，能够简单地求出电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)的偏置的偏移量。进而，电流推断装置(10)能够使用偏置修正后的电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)，进一步高精度地求出电抗器(29)的两端电压(VL)。
第十三方式是这样的，在第九方式至第十二方式中任一方式的基础上，上述运算部(40)在进行了上述电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)的增益修正之后，进行上述电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)的偏置修正。
通过在先进行了增益修正的状态下进一步进行偏置修正，从而在偏置修正时，容易进行偏置修正。
第十四方式是这样的，在第九方式至第十三方式中任一方式的基础上，上述电抗器(29)连接在上述交流电源(91)与上述整流电路(21)之间。
第十五方式涉及一种功率转换装置，具备第一方式至第十四方式中任一项所述的电流推断装置(10)。
第十六方式涉及一种电流推断方法，是在功率转换装置(1)中推断电源电流(Iin)的电流推断方法，该功率转换装置(1)是通过在对从交流电源(91)输出的交流电力进行整流的整流电路(21)与从该整流电路(21)被供给电力的直交流转换电路(27)之间同该整流电路(21)并联地连接电容器(26)、且在上述交流电源(91)与上述电容器(26)之间连接电抗器(29)而构成的，该电源电流(Iin)是上述电容器(26)的上游侧的电流，上述电流推断方法的特征在于，具备：检测步骤，在该检测步骤中，利用由多个电阻(34a～34c、35a～35c)构成的分压电路，来检测与上述交流电源(91)的电源电压(Vin)相关的电压(Vac1、Vac2)；第一推断步骤，在该第一推断步骤中，基于与上述交流电源(91)的电源电压(Vin)相关的电压(Vac1、Vac2)来求出上述电抗器(29)的两端电压(VL)，并基于该两端电压(VL)来推断上述电源电流(Iin)；修正步骤，在该修正步骤中，以使推断出的上述电源电流(Iin)的与每规定时间的平均值相关的值和上述电容器(26)的下游侧的电流(Iinv)的与每规定时间的平均值相关的值一致的方式，对与检测到的上述交流电源(91)的电源电压(Vin)相关的电压(Vac1、Vac2)的增益进行修正；以及第二推断步骤，在该第二推断步骤中，基于与增益修正后的上述交流电源(91)的电源电压(Vin)相关的电压(Vac1、Vac2)来求出上述电抗器(29)的两端电压(VL)，并基于求出的上述电抗器(29)的两端电压(VL)来推断上述电源电流(Iin)。
这里，利用分压电路来检测与电源电压(Vin)相关的电压(Vac1、Vac2)，但该检测结果(Vac1、Vac2)不是直接利用于电源电流的推断，而是在进行了增益修正之后利用于电源电流(Iin)的推断。尤其是，以如下方式对增益进行修正：以使推断出的电源电流(Iin)的与每规定时间的平均值相关的值和电容器(26)的下游侧的电流(Iinv)的与每规定时间的平均值相关的值一致。这里，作为“与平均值相关的值”，举出电流(Iin、Iinv)的每规定时间的平均值本身、电流(Iin、Iinv)的每规定时间的累积值等。推断出的电源电流(Iin)的值与电容器(26)的下游侧的电流(Iinv)的值一致意味着，通过运算求出的在电容器(26)流动的电流(Ic)的与每规定时间的平均值相关的值收敛于零。
在该电流推断方法中，针对分压电路的检测结果(Vac1、Vac2)进行上述那样的增益修正，基于增益修正后的检测结果(Vac1、Vac2)来求出电抗器(29)的两端电压(VL)，基于该两端电压(VL)来推断电源电流(Iin)。由此，在该电流推断方法中，不使用电流传感器、电流检测电路，而使用结构比较简单的分压电路作为电压检测单元，就能够高精度地计算电源电流(Iin)。
-发明的效果-
根据本公开的方式，不使用电流传感器、电流检测电路，而使用结构比较简单的电压检测电路(33)，就能够高精度地计算电源电流(Iin)。
附图说明
图1是第一实施方式的功率转换装置及电流推断装置的概要结构图。
图2是表示交流电源的正侧电压及负侧电压各自的电压波形以及与它们对应的第一电压检测部及第二电压检测部的各检测结果的波形的图。
图3是表示控制器所进行的处理的整体流程的图。
图4是示出增益修正处理的流程的图。
图5是用于说明进行增益修正处理及偏置修正处理的时机的图。
图6是例示出在第一检测结果的增益以设计值为准向正侧偏移、且第二检测结果的增益以设计值为准向负侧偏移的情况下进行了图4的增益修正处理时的过程的图。
图7是示出控制器进行的偏置修正处理的流程的图。
图8是用于说明偏置修正处理的过程的图，是例示出增益修正处理及偏置修正处理开始之前的状态的图。
图9是例示出在图8中按照图4执行了增益修正处理之后的状态的图。
图10例示出在图9中进一步按照图7执行了偏置修正处理之后的状态的图。
图11是用于说明变形例1的偏置修正处理的图。
图12是用于说明变形例2的偏置修正处理的图。
图13是第二实施方式的功率转换装置及电流推断装置的概要结构图。
图14是第三实施方式的功率转换装置及电流推断装置的概要结构图。
图15是第四实施方式的功率转换装置及电流推断装置的概要结构图。
图16是第五实施方式的功率转换装置及电流推断装置的概要结构图。
图17是推荐在第一实施方式至第五实施方式的各电路图案中进行的各修正处理的一览表。
具体实施方式
以下，基于附图对本发明的实施方式详细进行说明。需要说明的是，以下的实施方式本质上是优选的例示，并非意在限制本发明、其应用对象、或者其用途的范围。
《第一实施方式》
＜概要＞
如图1所示，功率转换装置(1)例如与单相的交流电源(91)连接，并且与电机(95)连接。功率转换装置(1)若在从交流电源(91)被供给交流电力，则在直交流转换电路(27)中将该交流电力转换成规定频率的电力并向电机(95)输出。即，功率转换装置(1)是用于驱动电机(95)的装置。
需要说明的是，电机(95)是三相交流式的电机，例如用于驱动与空调装置的制冷剂回路连接的压缩机。
尤其是功率转换装置(1)具备电流推断装置(10)，该电流推断装置(10)能够不使用电流传感器及电流检测电路而准确地求出用于控制直交流转换电路(27)的电源电流(Iin)。电流推断装置(10)具备由结构比较简单的分压电路构成的电压检测电路(33)，能够根据该电路(33)的检测结果等求出向电抗器(29)施加的电压(VL)，并使用该电压(VL)尽可能高精度地推断电源电流(Iin)。
＜功率转换装置及电流推断装置的结构＞
本第一实施方式的功率转换装置(1)具备交直流转换电路(21)(相当于整流电路)、直流链路部(25)、直交流转换电路(27)、电抗器(29)及电流推断装置(10)。电流推断装置(10)具备各种检测电路(31、32、33、36)及控制器(40)(相当于运算部)。
-交直流转换电路-
交直流转换电路(21)经由布线(2、3)而与交流电源(91)连接。交直流转换电路(21)是将多个(图1中为四个)二极管(D1～D4)桥状连接而成的所谓的二极管桥电路。
具体而言，二极管(D1、D2)的各阴极端子与电源布线(4)连接，二极管(D3、D4)的各阳极端子与GND布线(5)连接。二极管(D1)的阳极端子和二极管(D3)的阴极端子的连接节点连接在布线(2)上，二极管(D2)的阳极端子和二极管(D4)的阴极端子的连接节点连接在布线(3)上。
交直流转换电路(21)将从交流电源(91)输出的交流整流为直流。
需要说明的是，布线(2)是将交流电源(91)的正侧输出端子与二极管(D1、D3)彼此的连接节点相连的布线。布线(3)是将交流电源(91)的负侧输出端子与二极管(D2、D4)彼此的连接节点相连的布线。
-直流链路部-
直流链路部(25)具有电容器(26)。电容器(26)在交直流转换电路(21)的输出侧与交直流转换电路(21)并联连接。即，电容器(26)连接在电源布线(4)与GND布线(5)之间。
上述电容器(26)例如由薄膜电容器构成。电容器(26)的电容是能够使与直交流转换电路(27)中的开关元件(Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz)的开关动作的频率对应而产生的脉动电压(电压变动)平滑的静电电容，但可以是无法使由交直流转换电路(21)整流后的电压(由电源电压引起的电压变动)平滑化的静电电容。即，电容器(26)不吸收源自于交直流转换电路(21)的电压变动，而吸收由直交流转换电路(27)的开关动作引起的电压变动。直流链路部(25)接受交直流转换电路(21)的输出，从电容器(26)的两端输出直流链路电压(Vdc)，直流链路电压(Vdc)具有交流电源(91)的电源电压(Vin)的约两倍的频率的脉动。即，直流链路电压(Vdc)相当于电容器(26)的两端电压。直流链路电压(Vdc)具有最大值达到最小值的约两倍以上这样的大脉动。
-直交流转换电路-
直交流转换电路(27)在交直流转换电路(21)的输出侧与直流链路部(25)的电容器(26)并联连接。直交流转换电路(27)从交直流转换电路(21)经由直流链路部(25)被供给电力。直交流转换电路(27)通过将多个开关元件(Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz)(图1中为三相交流，因此为六个)桥式连接而构成。
具体而言，直交流转换电路(27)具有将两个开关元件(Su和Sx、Sv和Sy、Sw和Sz)相互串联连接而成的三个开关桥臂(Switching leg)。在各开关桥臂中，上臂的开关元件(Su、Sv、Sw)与下臂的开关元件(Sx、Sy、Sz)的连接节点分别与电机(95)的各相的线圈(未图示)连接。
此外，直交流转换电路(27)具有多个回流二极管(Du、Dv、Dw、Dx、Dy、Dz)(图1中为六个)。各回流二极管(Du、Dv、Dw、Dx、Dy、Dz)与各开关元件(Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz)反并联连接。
具有这种结构的直交流转换电路(27)通过各开关元件(Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz)的接通断开动作而对直流链路电压(Vdc)进行开关，将直流链路电压(Vdc)转换成三相交流电压。三相交流电压被供给至电机(95)。
-电抗器-
电抗器(29)设置在交流电源(91)与交直流转换电路(21)之间的布线(2)上。
在本第一实施方式中，通过运算而求出电抗器(29)的两端电压(VL)并将其用于电源电流(Iin)的推断，对此后述。
-各种检测电路-
作为各种检测电路(31、32、33、36)，举出对交流电源(91)的电源相位(θin)进行检测的电源相位检测电路(31)、对交流电源(91)的电源电压(Vin)的频率(fin)进行检测的电源频率检测电路(32)、对与电源电压(Vin)相关的电压(Vac1、Vac2)进行检测的电压检测电路(33)、对直流链路部(25)的直流链路电压(Vdc)进行检测的直流电压检测电路(36)。
需要说明的是，虽然未图示，但功率转换装置(1)也具有对在电容器(26)的下游侧(即，直交流转换电路(27)侧)流动的电流(Iinv)进行检测的检测部。
-电压检测电路-
尤其是如图1所示，上述电压检测电路(33)由多个电阻(34a～34c、35a～35c)(图1中为六个)构成。具体而言，电压检测电路(33)具有与电源电压(Vin)中的交流电源(91)的正侧输出的电压(V1)(以下称为正侧电压)对应的第一电压检测部(34)、以及与电源电压(Vin)中的交流电源(91)的负侧输出的电压(V2)(以下称为负侧电压)对应的第二电压检测部(35)。第一电压检测部(34)由电阻(34a～34c)构成，第二电压检测部(35)由电阻(35a～35c)构成。
在第一电压检测部(34)中，电阻(34a)的一端连接在布线(2)上的交流电源(91)与电抗器(29)之间。电阻(34b)的一端与GND连接。电阻(34a)及电阻(34b)的另一端彼此经由布线(6)而与控制器(40)连接。电阻(34c)的一端与具有电压值(Vcc)的电源连接，电阻(34c)的另一端与布线(6)连接。
在第二电压检测部(35)中，电阻(35a)的一端连接在布线(3)上。电阻(35b)的一端与GND连接。电阻(35a)及电阻(35b)的另一端彼此经由布线(7)而与控制器(40)连接。电阻(35c)的一端与具有电压值(Vcc)的电源连接，电阻(35c)的另一端与布线(7)连接。
即，第一电压检测部(34)及第二电压检测部(35)由互不相同的分压电路结构。
根据这样的结构，第一电压检测部(34)将交流电源(91)的正侧电压(V1)被电阻(34a～34c)分压后的电压作为第一检测结果(Vac1)来检测。第二电压检测部(35)将交流电源(91)的负侧电压(V2)被电阻(35a～35c)分压后的电压作为第二检测结果(Vac2)来检测。具体而言，若将各电阻(34a～34c、35a～35c)的电阻值依次定义为“R1、R2、R3、R4、R5、R6”，则第一检测结果Vac1及第二检测结果Vac2分别由下述式表示。
[式子1]
[式子2]
其中，“RL1”、“RL2”由下述式表示。
[式子3]
[式子4]
将由上述式(1)、(2)得到的第一检测结果及第二检测结果(Vac1、Vac2)向控制器(40)输入。在控制器(40)中，基本上对第一检测结果(Vac1)与第二检测结果(Vac2)之差进行运算，使用该运算结果来掌握电源电压(Vin)。
尤其是，如上所述，本第一实施方式的电压检测电路(33)构成为，在交流电源(91)与交直流转换电路(21)之间的位置处检测分别与正侧电压(V1)及负侧电压(V2)对应的电压(Vac1、Vac2)，即与交流电源(91)的电源电压(Vin)相关的电压(Vac1、Vac2)。因此，即便在交直流转换电路(21)的各二极管(D1～D4)未导通的状态下，电压检测电路(33)也能够检测电压(Vac1、Vac2)。
图2一并示出第一检测结果及第二检测结果(Vac1、Vac2)的波形以及与各第一检测结果及第二检测结果(Vac1、Vac2)对应的正侧电压(V1)及负侧电压(V2)的波形。根据图2可知，在电源相位(θin)为0度～180度的范围内时，可以说第一检测结果(Vac1)及正侧电压(V1)比第二检测结果(Vac2)及负侧电压(V2)起主导作用。反之，在电源相位(θin)为180度～360度的范围内时，可以说第二检测结果(Vac2)及负侧电压(V2)比第一检测结果(Vac1)及正侧电压(V1)起主导作用。以下，为了方便说明，将电源相位(θin)为0度～180度的区间称为“电源前半部”，将电源相位(θin)为180度～360度的区间称为“电源后半部”。
但是，关于电源前半部及电源后半部的定义不局限于上述说明，例如也可以为电源前半部为180度～360度，电源后半部为0度～180度。
需要说明的是，第一检测结果(Vac1)是对正侧电压(V1)进行分压后的值，因此，在电源后半部，即便正侧电压(V1)为大致0V附近，但是第一检测结果(Vac1)也不为0V。同样地，第二检测结果(Vac2)是对负侧电压(V2)进行分压后的值，因此，在电源前半部，即便负侧电压(V2)为大致0V附近，但是第二检测结果(Vac2)也不为0V。
-控制器-
控制器(40)例如由微型计算机构成，该微型计算机包括CPU及存储器等。控制器(40)除了与各种检测电路(31、32、33、36)连接之外，还与直交流转换电路(27)中的开关元件(Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz)的栅极端子连接，对此未图示。控制器(40)基于各种检测电路(31、32、33、36)的检测结果等，来对开关元件(Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz)的接通断开进行控制，以使得电机(95)能够以所希望的旋转速度进行旋转。
尤其是本第一实施方式的控制器(40)使用从上述电压检测电路(33)输入的第一检测结果及第二检测结果(Vac1、Vac2)等，准确地求出电抗器(29)的两端电压(VL)。然后，控制器(40)基于所求出的电抗器(29)的两端电压(VL)进行如下处理：使用电抗器(29)的两端电压(VL)，高精度地推断用于包含电源高次谐波的控制在内的直交流转换控制的电源电流(Iin)。
这里，在本第一实施方式中，说明为何要进行电源电流(Iin)的推断处理。如上所述，在电容器(26)为只能够使与直交流转换电路(27)中的开关元件(Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz)的开关频率对应而产生的脉动电压平滑的这种小电容的电容器的情况下，无法使由交流电源(91)的电源频率引起的脉动电压平滑化，因此，容易产生电源高次谐波。因此，控制器(40)对直交流转换电路(27)内的开关元件(Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz)的驱动进行控制，使得电源高次谐波尽量小。为了进行这种控制，需要使用电源电流(Iin)，通常，采用利用了CT(Current Transformer)和分流电阻的电流检测电路来检测电源电流(Iin)。然而，在这些方法中，存在CT自身的价格比较高、或者电流检测电路的部件个数多且结构复杂等问题。
与此相对，在本第一实施方式中，若利用电压检测电路(33)来检测与电源电压(Vin)相关的电压即第一检测结果及第二检测结果(Vac1、Vac2)，则基于该第一检测结果及第二检测结果(Vac1、Vac2)通过运算准确地求出电抗器(29)的两端电压(VL)，基于所求出的电抗器(29)的两端电压(VL)来推断电源电流(Iin)。即，在本第一实施方式中，无需设置用于检测电源电流(Iin)的CT及电流检测电路。因此，与利用CT、电流检测电路来直接检测电源电流(Iin)的方法相比，本第一实施方式的电流推断装置(10)的结构简单，还抑制了成本的增大。
＜准确地检测电源电流的方法＞
接着，对电抗器(29)的两端电压(VL)的运算处理及电源电流(Iin)的推断处理详细进行叙述。
图3是简洁地表示了控制器(40)进行的整体处理的流程的流程图。作为大体的流程，如图3所示，控制器(40)使用上述电压检测电路(33)的第一检测结果及第二检测结果(Vac1、Vac2)进行电源电压(Vin)的计算处理(步骤S1)。然后，控制器(40)进行电抗器(29)的两端电压(VL)的计算处理(步骤S2)。之后，控制器(40)进行电源电流(Iin)的计算处理(步骤S3)。若通过这样得到的电源电流(Iin)满足规定基准(步骤S4的是(yes))，则图3的一系列的处理结束，该电源电流(Iin)用于直交流转换控制。但是，在所得到的电源电流(Iin)不满足规定基准的情况下(步骤S4的否(no))，控制器(40)重复进行步骤S1以后的动作。在重复进行步骤S1以后的动作时，控制器(40)对上述电压检测电路(33)的第一检测结果及第二检测结果(Vac1、Vac2)进行增益修正处理及偏置修正处理(步骤S5)。
-电源电压(Vin)的计算处理(步骤S1)-
上述式(1)的右边的第一项中的“RL1/(RL1+R1)”部分表示第一检测结果(Vac1)的增益，上述式(2)的右边的第一项中的“RL2/(RL2+R3)”部分表示第二检测结果(Vac2)的增益。上述式(1)的右边的第二项中的“(R1/(RL1+R1))×(R2/(R2+R5))”部分表示第一检测结果(Vac1)的偏置，上述式(2)的右边的第二项中的“(R3/(RL2+R3))×(R4/(R4+R6))”部分表示第二检测结果(Vac2)的偏置。在这些增益及偏置中，在第一检测结果及第二检测结果(Vac1、Vac2)的构成部件(例如电阻)的个体差及构成部件所具有的温度特性的影响下产生偏差，由于偏差，会使电压检测电路(33)产生检测误差。
-增益修正处理及偏置修正处理(步骤S5)-
于是，控制器(40)利用下述式(3)来修正电压检测电路(33)的第一检测结果及第二检测结果(Vac1、Vac2)的增益及偏置。
[式子5]
Vin＝Vac1×G1-Vac2×G2+Offset…(3)
“G1”是用于修正第一检测结果(Vac1)的增益的增益修正系数，“G2”是用于修正第二检测结果(Vac2)的增益的增益修正系数，“offset”表示偏置修正系数(即偏置的偏移量)。如上述式(3)那样，控制器(40)分别对电压检测电路(33)的检测结果即电压(Vac1、Vac2)乘以增益修正系数(G1、G2)，接着将相乘结果彼此相减。由此，控制器(40)能够得到消除了载波噪声的影响且进行了增益修正的电源电压(Vin)。进而，控制器(40)对将上述相乘结果彼此相减而得到的值加上偏置修正系数(offset)，由此能够得到进一步进行了偏置修正的电源电压(Vin)。
在本第一实施方式中，为了在上述式(3)中高精度地得到电源电压(Vin)，进行逐渐调整在上述式(3)中利用的增益修正系数(G1、G2)、偏置修正系数(offset)的处理，由此，进行增益修正处理及偏置修正处理。根据图3可知，反复进行增益修正处理及偏置修正处理(步骤S5)，直至电源电流(Iin)满足规定基准为止，但关于如何调整增益修正系数(G1、G2)及偏置修正系数(offset)，在“＜增益修正系数的调节处理＞”、“＜偏置修正系数的调节处理＞”中进行详述。
-电抗器(29)的两端电压(VL)的计算处理(步骤S2)-
在步骤S1之后，控制器(40)使用通过上述式(3)求出的电源电压(Vin)来求出电抗器(29)的两端电压(VL)。从功率转换装置(1)的电路结构而言，电源电压(Vin)的绝对值与电抗器(29)的两端电压(VL)和直流链路电压(Vdc)之和相等(|Vin|＝VL+Vdc)。因此，能够通过从利用上述方法求出的电源电压(Vin)的绝对值减去由直流电压检测电路(36)检测到的直流链路电压(Vdc)而求出电抗器(29)的两端电压(VL)(VL＝|Vin|-Vdc)。
然而，在电抗器(29)中，由于电抗器(29)自身具有的电阻成分而产生电压降。另外，在交直流转换电路(21)中，产生由桥状的二极管(D1～D4)中的两个二极管(D1、D4)引起的电压降。因此，即便仅从电源电压(Vin)的绝对值减去直流链路电压(Vdc)，也难以准确地得到电抗器(29)的两端电压(VL)。
于是，本第一实施方式的控制器(40)在求出电抗器(29)的两端电压(VL)时，如下述式(4)所示，除了电源电压(Vin)和直流链路电压(Vdc)之外，还使用电抗器(29)的电压下降量(VR)及在交直流转换电路(21)的二极管(D1～D4)中产生的电压下降量(2Vdb)(具体而言，由两个二极管(D1、D4)引起的电压下降量)。
[式子6]
VL＝|Vin-VR-2Vdb|Vdc…(4)
通过该上述式(4)，控制器(40)能够得到更加接近于实际值的电抗器(29)的两端电压(VL)。
需要说明的是，上述式(4)中的两个电压下降量(VR、2Vdb)的各值优选在严格考虑的基础上决定。这是因为，这些各值越是与实际偏离，所显现出的电抗器(29)的两端电压(VL)的运算误差越大。尤其是如后所述，电源电流(Iin)是通过下述式(5)的积分运算来计算的，因此，当未高精度地考虑这些电压下降量(VR、2Vdb)的各值时，对电源电流(Iin)的计算也会带来较大的影响。因此，优选通过运算及实际的检测动作等来求出适当值作为电压下降量(VR、2Vdb)的各值。例如，在利用检测电路(未图示)来检测电抗器(29)的电压下降量(VR)的情况下，通过适当地修正包含检测增益及偏置在内的检测电路的误差，从而使运算误差尽可能地停留在最小限度即可。
-电源电流(Iin)的计算处理(步骤S3)-
接着，控制器(40)使用在步骤S2中通过上述式(4)求出的电抗器(29)的两端电压(VL)来求出电源电流(Iin)。
具体而言，如下述式(5)所示，控制器(40)通过对电抗器(29)的两端电压(VL)进行积分来推断电源电流(Iin)。
[式子7]
另外，若通过运算求出电源电流(Iin)，则也存在与上述式(5)不同的、着眼于电路结构的下述式(6)的方法。从图1的功率转换装置(1)的电路结构而言，电容器(26)的上游侧的电流即电源电流(Iin)与电容器(26)的下游侧的电流即向直交流转换电路(27)侧流动的电流(Iinv)和向电容器(26)侧流动的电流(Ic)之和相等(Iin＝Iinv+Ic)。于是，在下述式(6)中示出，对由未图示的检测部检测到的向直交流转换电路(27)侧流动的电流(Iinv)加上通过直流链路电压(Vdc)的微分运算求出的向电容器(26)流动的电流(Ic)，由此得到电源电流(Iin)。
[式子8]
这里，在上述式(5)及上述式(6)中，将由上述式(5)计算出的电源电流表示为“Iin1”，将由上述式(6)计算出的电源电流表示为“Iin2”，以便知晓是由哪一个式子计算出电源电流(Iin)的。
然而，由于上述式(6)中是通过微分运算而求出电容器电流(Ic)的，因此，容易受到高频噪声的影响。因此，若将由上述式(6)得到的电源电流(Iin2)用于例如无单相电容器的高次谐波控制，则存在问题。因此，在本第一实施方式中，在计算作为无单相电容器的直交流转换控制用的电源电流(Iin)的情况下，使用利用上述式(5)运算出的电源电流(Iin1)。
-电源电流(Iin)是否满足规定基准的判断处理(步骤S4)-
要利用上述式(5)计算电源电流(Iin1)，就需要经由上述式(3)及(4)。因此，由式(5)得到的电源电流(Iin1)会受到电压检测电路(33)自身的检测误差的影响。另外，若进行偏置修正及增益修正，则式(3)的计算结果会发生变化，因此，与之连动地由式(5)得到的电源电流(Iin1)也变化。
与此相对，根据上述式(6)可知，由上述式(6)得到的电源电流(Iin2)不会受到电压检测电路(33)自身的检测误差。
因此，控制器(40)将由上述式(6)得到的电源电流(Iin2)用作用于判定由式(5)得到的电源电流(Iin1)是否成为精度高的值的规定基准。即，本第一实施方式的控制器(40)根据在将由上述式(6)得到的电源电流(Iin2)作为基准时由上述式(5)得到的电源电流(Iin1)取何值，来判断在增益修正及偏置修正时是否适当地进行了这些修正。具体而言，控制器(40)在由上述式(5)求出的电源电流(Iin1)与由上述式(6)求出的电源电流(Iin2)一致的情况下，等同于上述式(6)的右边的第二项所表示的向电容器(26)流动的电流(Ic)的运算结果收敛于零，判定为由上述式(5)求出的电源电流(Iin1)满足规定基准，将由上述式(5)求出的电源电流(Iin1)决定为作为直交流转换控制用而利用的参数，对此之后也进行叙述。但是，控制器(40)在由上述式(5)求出的电源电流(Iin1)偏离了由上述式(6)求出的电源电流(Iin2)的情况下，反复进行增益修正及偏置修正，直至电源电流(Iin1)与电源电流(Iin2)一致为止。
＜增益修正系数的调整处理＞
这里，对图3所述的增益修正进行详述。
本第一实施方式的控制器(40)进行逐渐调整增益修正系数(G1、G2)的处理，以使得用于对上述式(1)、2)的右边的第一项中的增益的部分“RL1/(RL1+R1)”“RL2/(RL2+R3)”进行修正的增益修正系数(G1、G2)能够可靠地吸收电压检测电路(33)的构成部件的偏差。
图4详细地示出上述增益修正系数(G1、G2)的调整处理的流程。图5上下并排地示出电压检测电路(33)的各检测结果(Vac1、Vac2)，并且，按照电源零交叉来表示在紧前面的电源半周期中对电源电压(Vin)起主导作用的检测结果的种类及成为调整对象的增益修正系数。
作为前提，假设无论在增益修正系数(G1、G2)的修正前还是修正后，全部的各种检测电路(31、32、33、36)都始终进行检测动作，控制器(40)都使用上述式(3)～上述式(5)进行电源电流(Iin1)的运算。此外，假设无论在增益修正系数(G1、G2)的修正前还是修正后，控制器(40)都将由未图示的检测部检测到的向直交流转换器(27)侧流动的电流(Iinv)和直流电压检测电路(36)所检测到的直流链路电压(Vdc)用于上述式(6)，进行电源电流(Iin2)的运算。将这些运算结果依次存储于未图示的存储器。
如图4所示，控制器(40)基于电源相位(θin)来掌握电源零交叉的时机(步骤S10)。若到达电源零交叉的时机时(步骤S10的是)，则控制器(40)将上述式(5)的运算结果、即电抗器(29)的两端电压(VL)中的积分值的与每规定时间的平均值(即，电源电流(Iin1)的每规定时间的平均值)相关的值作为第一值来运算。进而，控制器(40)将上述式(6)的运算结果、即直流链路电压(Vdc)的微分值和检测到的向直交流转换器(27)侧流动电流(Iinv)的合计值的与每规定时间的平均值(即，电源电流(Iin2)的每规定时间的平均值)相关的值作为第二值来运算。例如，控制器(40)将上述式(5)的运算结果(Iin1)累积规定时间的量(iin_sum1)，并将该累积值除以累积次数cut_sum，由此计算作为单纯平均值的第一值(iin_sum1/cut_sum)。同样地，控制器(40)将上述式(6)的运算结果(Iin2)累积规定时间的量(iin_sum2)，并将该累积值除以累积次数cut_sum，由此，计算作为单纯平均值的第二值(iin_sum2/cut_sum)。
假设在图5中的电源零交叉的时机“A”处的增益修正系数的调整处理中，规定时间被设定为其紧前面的电源半周期区间“B”。即，控制器(40)将紧前面的电源半周期区间即区间B内的上述式(5)的运算结果(Iin1)的单纯平均值作为第一值而求出，将该区间B内的上述式(6)的运算结果(Iin2)的单纯平均值作为第二值而求出。
接着，如图4所示，控制器(40)计算第一值与第二值之差(iin_err＝(iin_sum1/cut_sum)-(iin_sum2/cut_sum))(步骤S11)。尤其是在本第一实施方式中，以作为微分运算的值的第二值为基准，计算第一值以第二值为准向正侧或负侧偏离了何种程度。
需要说明的是，在本第一实施方式中，例示出第一值及第二值为单纯平均值的情况，但第一值及第二值为与平均值相关的值即可，并非一定为平均值。例如，第一值也可以为将上述式(5)的运算结果(Iin1)累积规定时间的量而得到的值本身(iin_sum1)，第二值也可以为将上述式(6)的运算结果(Iin2)累积规定时间的量而得到的值本身(iin_sum2)。
接着，控制器(40)判定在目前的电源零交叉的紧前面的电源半周期中对电源电压(Vin)起主导作用的检测结果为第一检测结果及第二检测结果(Vac1、Vac2)中的哪一个(步骤S12)。根据判定结果，控制器(40)决定在当前时刻应作为调整对象的增益修正系数(G1、G2)。
例如，在图5中的电源零交叉“A”处的增益修正系数的调整处理中，在其紧前面的电源半周期区间“B”的期间起主导作用的检测结果为“Vac2”。于是，控制器(40)将与该检测结果“Vac2”对应的增益修正系数“G2”决定为调整对象。
在图4的步骤S12中，在判定结果为检测结果“Vac1”的情况下(步骤S12的是)，控制器(40)判定在步骤S11中求出的第一值与第二值之差(iin_err)是正值还是负值，即，以第二值为基准，判定第一值在正侧还是在负侧(步骤S13)。
在步骤S13中，在该差(iin_err)为正值的情况下(步骤S13的是)，控制器(40)减小增益修正系数(G1)(步骤S14)。反之，在该差(iin_err)为负值的情况下(步骤S13的否)，控制器(40)增大增益修正系数(G1)(步骤S15)。
另外，在步骤S12中，在判定结果为检测结果“Vac2”的情况下(步骤S12的否)，与步骤S13同样地，控制器(40)判定在步骤S11中求出的第一值与第二值之差(iin_err)是正值还是负值(步骤S16)。
在步骤S16中，在该差(iin_err)为正值的情况下(步骤S16的是)，控制器(40)减小增益修正系数(G2)(步骤S17)。反之，在该差(iin_err)为负值的情况下(步骤S16的否)，控制器(40)增大增益修正系数(G2)(步骤S18)。
在步骤S14、S15、S17、S18之后，控制器(40)清空在步骤S11中求出的第一值及第二值(步骤S19)。
在步骤S19之后，控制器(40)将在步骤S14、S15、S17、S18中调整后的增益修正系数(G1、G2)代入上述式(3)，由此更新上述式(3)。然后，控制器(40)在更新后的上述式(3)的基础上，使用上述式(4)及上述式(5)，如图3的步骤S1～S3中依次说明的那样，继续依次运算电源电压(Vin)、电抗器(29)的两端电压(VL)、基于积分方法的电源电流(Iin1)(S20)。
接着，在从步骤S19的时机起经过了一个周期的电源周期的电源零交叉的时机，控制器(40)再次求出该时机紧前面的电源半周期的期间内的第一值及第二值，并对它们的差(iin_err)进行运算。控制器(40)判定该差(iin_err)是否大致为零(即，第一值是否与第二值一致)。
在该差(iin_err)大致不为零的情况下(即，在第一值与第二值不一致的情况下)(步骤S21的否)，控制器(40)再次重复进行步骤S10以后的动作。在步骤S21中，在该差(iin_err)大致为零的情况下(即，在第一值与第二值大致一致的情况下)(步骤S21的是)，控制器(40)判断为进行了使增益修正系数(G1、G2)能够吸收电压检测电路(33)的偏差这一程度的调整，结束增益修正系数(G1、G2)的一系列的调整动作。即，反复进行步骤S10至步骤S21，直至调整为使增益修正系数(G1、G2)能够吸收电压检测电路(33)的偏差这一程度为止。满足步骤S21意味着，通过使第一值与第二值一致，从而作为增益修正系数(G1、G2)的匹配基准的式(6)所涉及的向电容器(26)流动的电流(Ic)(微分运算部分)的与每规定时间(这里是电源半周期)的平均值相关的值收敛于零。同时还意味着，推断出的电源电流(Iin)的与每规定时间的平均值相关的值和向直交流转换器(27)侧流动的电流(Iinv)的与每规定时间的平均值相关的值一致。
需要说明的是，在表示增益修正(详细而言是增益修正系数的调节)处理的步骤S11～步骤S21中，步骤S13～S15表示有助于电源前半部的增益修正系数(G1)的调整过程，步骤S16～S18表示有助于电源后半部的增益修正系数(G2)的调整过程。
图6例示出上述的增益修正系数(G1、G2)的调整处理的过程。首先，图6的(a)表示执行增益修正系数(G1、G2)的调整处理之前的作为基准的式(6)的运算结果(Iin2)和式(5)的运算结果(Iin1)。图6的(a)例示出第一电压检测部(34)的增益以设计值为准向正侧偏移、且第二电压检测部(35)的增益以设计值为准向负侧偏移的状态。这样，在第一检测结果(Vac1)起主导作用的电源前半部，电源电流(Iin1)的电流值相对于作为基准的电源电流(Iin2)整体上变高。另一方面，在第二检测结果(Vac2)起主导作用的电源后半部，电源电流(Iin1)的电流值相对于成为基准的电源电流(Iin2)整体上变低。
这里，增益以设计值为准向正侧偏移是指，由于构成部件的偏差的影响而使第一电压检测部(34)检测到比实际上应检测的电压值大的电压值的情况。增益以设计值为准向负侧偏移是指，由于构成部件的偏差的影响而使第二电压检测部(35)检测到比实际上应检测的电压值小的电压值的情况。
图6的(b)表示从图6的(a)的状态下对电源前半部进行了图4的步骤S14的情况。在该情况下，通过步骤S14，将有助于电源前半部的增益修正系数(G1)调整为能够吸收第一电压检测部(34)的偏差这一程度，因此，基于重新计算后的式(5)的电源电流(Iin1)与成为基准的式(6)的电源电流(Iin2)大致一致。但是，在图6的(b)中，还未进行步骤S15～S17，因此，在电源后半部，电源电流(Iin1)与电源电流(Iin2)依然偏离。
图6的(c)表示从图6的(b)的状态下对电源后半部进行了图4的步骤S18的处理的情况。在该情况下，通过步骤S18，将有助于电源后半部的增益修正系数(G2)调整为能够吸收第二电压检测部(35)的偏差这一程度，因此，基于重新计算后的式(5)的电源电流(Iin1)与成为基准的式(6)的电源电流(Iin2)在从电源前半部到电源后半部的范围内大致一致。
因此，在图6的(c)中，可以说包含第一电压检测部及第二电压检测部(34、35)的电压检测电路(33)的增益之个体差对电源电流(Iin1)的推断造成影响的可能性降低。
＜偏置修正系数的调整处理＞
这里，对图3所述的偏置修正进行详述。
本第一实施方式的控制器(40)进一步进行偏置修正系数(offset)的调整处理，以使得用于对上述式(1)、(2)的右边的第二项中的偏置的部分“(R1/(RL1+R1))×(R2/(R2+R5))”、“(R3/(RL2+R3))×(R4/(R4+R6))”进行修正的偏置修正系数(offset)能够可靠地吸收电压检测电路(33)的构成部件的偏差。
图7详细示出上述偏置修正系数(offset)的调整处理的流程。本第一实施方式的偏置修正处理(即，偏置修正系数(offset)的调整处理)在上述的图4的增益修正处理(即，增益修正系数(G1、G2)的调整处理)之后进行。
作为前提，假设全部的各种检测电路(31、32、33、36)始终进行检测动作，控制器(40)使用上述式(3)～上述式(5)来进行电源电流(Iin1)的运算。此外，假设控制器(40)还将直流电压检测电路(36)所检测到的直流链路电压(Vdc)用于上述式(6)来进行电源电流(Iin2)的运算。将这些运算结果依次存储于未图示的存储器中。
如图7所示，控制器(40)使用上述式(5)，对电源电流(Iin1)、即基于电抗器(29)的两端电压(VL)的积分值的电源电流(Iin1)(相当于第三值)进行运算，并且，使用上述式(6)，对电源电流(Iin2)、即基于电容器(26)的两端电压(Vdc)的微分值的电源电流(Iin2)(相当于第四值)进行运算。控制器(40)对这些各电源电流(Iin1、Iin2)进行傅立叶变换。基于该傅立叶变换的结果，控制器(40)针对各电源电流(Iin1、Iin2)分别求出电源频率的两倍频率成分和该两倍频率成分下的振幅(iin_amp1、iin_amp2)(步骤S31)。
接着，控制器(40)将在步骤S31中求出的振幅(iin_amp1、iin_amp2)分别与规定值进行比较(步骤S32)。在振幅(iin_amp1、iin_amp2)中的至少一方大于规定值的情况下，控制器(40)的处理进行步骤S33以后的动作。但是，在双方的振幅(iin_amp1、iin_amp2)都小于规定值的情况下(步骤S32的否)，控制器(40)不进行步骤S33以后的处理(即偏置修正处理)，而移至图4的最初的步骤S10的处理。
这里，上述规定值优选被设定为能够准确地运算各电源电流(Iin1、Iin2)的相位及它们的相位差的情况下的最低限度的振幅(iin_amp1、iin_amp2)的大小。即，步骤S32是为了应对如下情况而进行的处理：若电源频率的两倍频率成分的振幅(iin_amp1、iin_amp2)过小，则无法准确地运算下一步骤S33中的相位及相位差。
在步骤S32中，在振幅(iin_amp1、iin_amp2)中的至少一方大于规定值的情况下(步骤S32的是)，控制器(40)适当使用各种检测电路(31、32、33、36)及步骤S31中的傅立叶变换的结果等，对各电源电流(Iin1、Iin2)的相位(inn_phase1、inn_phase2)及它们的差即相位差(inn_phase_err)进行计算(inn_phase_err＝iin_phase1-inn_phase2)(步骤S33)。尤其是在本第一实施方式中，控制器(40)以基于包含微分运算的上述式(6)的电源电流(Iin2)为基准，将基于上述式(5)的电源电流(Iin1)向正侧或负侧偏离了何种程度作为相位差(inn_phase_err)来计算。
需要说明的是，与增益修正系数的调整处理同样地，在电源零交叉的时机进行上述步骤S31～S33。例如，在图5的电源零交叉的时机“A”处的偏置修正系数的调整处理中，控制器(40)求出其紧前面的电源半周期区间“B”中的上述式(5)的运算结果(即电源电流Iin1)和该区间B中的上述式(6)的运算结果(即电源电流Iin2)。
接着，控制器(40)判定在目前的电源零交叉的紧前面的电源半周期中对电源电压(Vin)起主导作用的检测结果是第一检测结果及第二检测结果(Vac1、Vac2)中的哪一个(步骤S34)。例如，在图5的电源零交叉“A”处的偏置修正系数的调整处理中，在其紧前面的电源半周期区间“B”的期间起主导作用的检测结果为“Vac2”。在该情况下，控制器(40)判明电源后半部在目前的电源零交叉“A”的紧前面的电源半周期区间“B”起主导作用。
在图7的步骤S34中，在判定结果为第一检测结果“Vac1”的情况下(步骤S34的是)，控制器(40)判定在步骤S33中求出的相位差(inn_phase_err)是负值还是正值，即，以电源电流(Iin2)(第四值)为基准来判定电源电流(Iin1)(第三值)在正侧还是在负侧(步骤S35)。
在步骤S35中，在该相位差(inn_phase_err)为正值的情况下(步骤S35的是)，控制器(40)增大偏置修正系数(offset)(步骤S36)。反之，在该相位差(inn_phase_err)为负值的情况下(步骤S35的否)，控制器(40)减小偏置修正系数(offset)(步骤S37)。
另外，在步骤S34中，在判定结果为第二检测结果“Vac2”的情况下(步骤S34的否)，与步骤S35同样地，控制器(40)判定在步骤S33中求出的相位差(inn_phase_err)是正值还是负值(步骤S38)。
在步骤S38中，在该相位差(inn_phase_err)为正值的情况下(步骤S38的是)，控制器(40)减小偏置修正系数(offset)(步骤S39)。反之，在该相位差(inn_phase_err)为负值的情况下(步骤S38的否)，控制器(40)增大偏置修正系数(offset)(步骤S40)。
这样，在聚焦于电源前半部的步骤S35～S37和聚焦于电源后半部的步骤S38～S40中，根据相位差(inn_phase_err)是正值还是负值的判定(即相位(inn_phase1、inn_phase2)的大小关系)而使偏置修正系数(offset)的大小变化的控制内容是相反的。
在步骤S36、S37、S39、S40中，偏置修正系数(offset)的调整幅度优选以使相位差(inn_phase_err)收敛于零、即作为第三值的电源电流(Iin1)的相位(inn_phase1)与作为第四值的电源电流(Iin2)的相位(inn_phase2)大致一致的方式根据相位差(inn_phase_err)来决定。
在步骤S36、S37、S39、S40之后，控制器(40)的处理移至图4的步骤S21。
需要说明的是，在图7中虽然未图示，但在步骤S36、S37、S39、S40之后，控制器(40)也可以基于调整后的偏置修正系数(offset)重新对电源电流(Iin1)的相位(inn_phase1)进行运算，并且，比较该电源电流(Iin1)的相位(inn_phase1)与成为基准的电源电流(Iin2)的相位(inn_phase2)，确认这些相位差(inn_phase_err)大致收敛于零的情况。
接着，使用图8～图10，简单地示出上述的偏置修正系数(offset)的调整处理的过程。
图8的(a)表示执行偏置修正系数(offset)的调整处理之前的基于作为基准的式(6)的电源电流(Iin2)和基于式(5)的电源电流(Iin1)。图8的(b)以电源频率的两倍频率成分分别表示出图8的(a)的各电源电流(Iin1、Iin2)。在图8的(a)及(b)的状态下，还未进行增益修正及偏置修正中的任一修正。尤其是在图8的(a)中，在电源前半部，电源电流(Iin1)相对于作为基准的电源电流(Iin2)整体上变低，在电源后半部，电源电流(Iin1)相对于作为基准的电源电流(Iin2)整体上变高。从图8的(b)可看出，电源电流(Iin1)的相位(inn_phase1)相对于作为基准电源电流(Iin2)超前，若以电源电流(Iin2)的相位(inn_phase2)为基准，则电源电流(Iin1、Iin2)彼此的相位差(inn_phase_err)成为负值。
图9表示从图8的状态起首先仅按照图4进行了增益修正系数(G1、G2)的调整处理之后的状态。具体而言，图9的(a)表示仅执行了增益修正系数(G1、G2)的调整处理之后的基于作为基准的式(6)的电源电流(Iin2)与基于式(5)的电源电流(Iin1)。图9的(b)以电源频率的两倍频率成分分别表示出图9的(a)的各电源电流(Iin1、Iin2)。关于电源前半部，图9表示出通过图4的步骤S15将增益修正系数(G1)调整为能够吸收第一电压检测部(34)的偏差这一程度的状态，关于电源后半部，图9表示出通过图4的步骤S17将增益修正系数(G2)调整为能够吸收第二电压检测部(35)的偏差这一程度的状态。因此，从电源前半部到电源后半部，重新计算后的电源电流(Iin1)的大小与成为基准的电源电流(Iin2)的大小大致一致。
但是，在图9中，还未进行偏置修正系数(offset)的调整处理。因此，从图9的(b)可知，电源电流(Iin1、Iin2)彼此的相位(inn_phase1、inn_phase2)不一致。
需要说明的是，在增益修正系数(G1、G2)的调整处理前的图8的(b)中，可看出电源电流(Iin1)的相位(inn_phase1)相对于电源电流(Iin2)超前，但在增益修正系数(G1、G2)的调整处理后的图9的(b)中，可知电源电流(Iin1)的相位(inn_phase1)相对于电源电流(Iin2)不是超前而是延后。在图9的(b)中，若以电源电流(Iin2)的相位(inn_phase2)为基准，则电源电流(Iin1、Iin2)彼此的相位差(inn_phase_err)不是负值而成为正值。这表示通过在偏置修正之前先进行增益修正，电源电流(Iin1)的原本的相位(inn_phase1)的状态变得明确。这样，具有如下优点：通过在偏置修正之前先进行增益修正，容易调整偏置修正系数(offset)。
图10表示从图9的状态进一步按照图7进行了偏置修正系数(offset)的调整处理之后的状态。具体而言，图10的(a)表示执行了偏置修正系数(offset)的调整处理之后的基于作为基准的式(6)的电源电流(Iin2)和基于式(5)的电源电流(Iin1)。图10的(b)以电源频率的两倍频率成分分别表示出图10的(a)的各电源电流(Iin1、Iin2)。如图9的(b)所说明的那样，由于电源电流(Iin1、Iin2)彼此的相位差(inn_phase_err)为正值，因此，按照图7的步骤S36或步骤S39，将偏置修正系数(offset)调整为能够吸收第一电压检测部及第二电压检测部(34、35)的偏差这一程度。因此，在图10中，不仅是基于重新计算后的式(5)的电源电流(Iin1)与基于成为基准的式(6)的电源电流(Iin2)的电流值一致，各电源电流(Iin1、Iin2)的相位(inn_phase1、inn_phase2)彼此也在从电源前半部到电源后半部的范围内大致一致。
因此，在图10中，可以说包含第一电压检测部及第二电压检测部(34、35)的电压检测电路(33)的偏置之个体差对电源电流(Iin1)的推断造成影响的可能性降低。
＜效果＞
在本第一实施方式中，利用电压检测电路(33)来检测与电源电压(Vin)相关的电压(Vac1、Vac2)，但该第一检测结果及第二检测结果(Vac1、Vac2)不是直接利用于电源电流的推断，而是在进行增益修正之后，将电抗器(29)的两端电压(VL)经由运算而利用于电源电流(Iin)的推断。尤其是以如下方式对增益进行修正：使推断出的电源电流(Iin)的与每规定时间的平均值相关的值和向直交流转换器(27)侧流动的电流(即，电容器(26)的下游侧的电流)(Iinv)的与每规定时间的平均值相关的值一致。由此，在本第一实施方式中，不使用电流传感器、电流检测电路，而使用结构比较简单的电压检测电路(33)，就能够高精度地计算电源电流(Iin)。
另外，在本第一实施方式中，电容器(26)成为不吸收源自于交直流转换电路(21)的电压变动、而吸收由直交流转换电路(27)的开关动作引起的电压变动这样的电容比较小的电容器。因此，电容器(26)处于无法使由交流电源(91)的电源频率引起的这种脉动电压平滑化而是容易产生电源高次谐波的状况，因此，为了使电源高次谐波尽量小，需要使用电源电流来控制直交流转换电路(27)。与此相对，在本第一实施方式中，如上所述，推断出精度高的电源电流(Iin)。因此，抑制电源高次谐波的直交流转换电路(27)的控制的精度也更加高。
另外，在本第一实施方式中，如上述式(4)所示，控制器(40)还基于电抗器(29)的电压下降量(VR)来求出电抗器(29)的两端电压(VL)。由此，进一步高精度地求出电抗器(29)的两端电压(VL)。
另外，在本第一实施方式中，如上述式(4)所示，控制器(40)还基于由二极管(D1～D4)产生的电压降(Vdb)来求出电抗器(29)的两端电压(VL)。由此，进一步高精度地求出电抗器(29)的两端电压(VL)。
另外，在本第一实施方式中，控制器(40)以使推断出的上述电源电流(Iin)的与每规定时间的平均值相关的值和向直交流转换器(27)侧流动的电流(Iinv)的与每规定时间的平均值相关的值一致的方式，对第一电压检测部(34)的第一检测结果(Vac1)及第二电压检测部(35)的第二检测结果(Vac2)各自的增益进行修正，并基于增益修正后的第一检测结果(Vac1)与增益修正后的第二检测结果(Vac2)之差，求出电抗器(29)的两端电压(VL)。由此，求出消除了载波噪声的影响的精度高的电抗器(29)的两端电压(VL)。
另外，在本第一实施方式中，控制器(40)以如下方式对电压检测电路(33)的第一检测结果及第二检测结果(Vac1、Vac2)的增益进行修正：通过使与电抗器(29)的两端电压(VL)中的积分值关联的第一值和与电容器(26)的两端电压(Vdc)中的微分值关联的第二值一致，从而使推断出的上述电源电流(Iin)的与每规定时间的平均值相关的值和向直交流转换器(27)侧流动的电流(Iinv)的与每规定时间的平均值相关的值一致。由此，高精度地进行了第一检测结果及第二检测结果(Vac1、Vac2)的增益修正。
需要说明的是，上述规定时间被设定为交流电源(91)的半周期。
另外，在本第一实施方式中，控制器(40)以使基于电抗器(29)的两端电压(VL)的积分值的电源电流(Iin1)的相位与基于电容器(26)的两端电压(Vdc)的微分值的电源电流(Iin2)的相位一致的方式，对电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)的偏置进行修正。由此，高精度地进行了第一检测结果及第二检测结果(Vac1、Vac2)的偏置修正。此外，基于不仅进行了增益修正还进行了偏置修正的第一检测结果及第二检测结果(Vac1、Vac2)，进一步高精度地求出电抗器(29)的两端电压(VL)，因此，能够使基于该两端电压(VL)而推断的电源电流(Iin)更加接近实际值。
另外，在本第一实施方式中，控制器(40)针对各电源电流(Iin1、Iin2)，分别运算电源频率的规定倍数的频率成分下的振幅(inn_amp1、inn_amp2)，仅在振幅(inn_amp1、inn_amp2)大于规定值的情况下，判断为能够准确地运算各电源电流(Iin1、Iin2)的相位，进行第一检测结果及第二检测结果(Vac1、Vac2)的偏置的修正。由此，能够抑制偏置修正的精度降低。
另外，在本第一实施方式中，控制器(40)在进行了第一检测结果及第二检测结果(Vac1、Vac2)的增益修正之后，进行第一检测结果及第二检测结果(Vac1、Vac2)的偏置修正。由此，在偏置修正时，容易进行偏置修正。
＜偏置修正系数(offset)的调整处理的变形例＞
偏置修正系数(offset)的调整处理也可以采用图7的方法以外的方法。
需要说明的是，在以下的变形例1、2中，仅仅是偏置修正系数(offset)的调整处理的方法与上述不同，而功率转换装置(1)及电流推断装置(10)的电路结构以及增益修正处理(增益修正系数G1、G2的调整处理)与上述相同。
-变形例1-
在本变形例1中，控制器(40)根据电压检测电路(33)的各检测结果(Vac1、Vac2)，求出从原本的设计值起算的偏置的偏移量，将该偏移量设为偏置修正系数(offset)。
图11示出与电压检测电路(33)的各检测结果(Vac1、Vac2)分别对应的正侧电压(V1)及负侧电压(V2)。如已经说明的那样，正侧电压(V1)在电源电压(Vin)的电源前半部起主导作用，但在电源后半部不起主导作用。因此，在电源后半部，正侧电压(V1)的设计上电压值应该大致为“0V”且是固定的。另外，负侧电压(V2)在电源电压(Vin)的电源后半部起主导作用，但在电源前半部不起主导作用。因此，在电源前半部，负侧电压(V2)的设计上电压值应该为“0V”且是固定的。然而，在正侧电压(V1)的电源后半部及负侧电压(V2)的电源前半部，实际的电压值不为“0V”且不固定的理由是，由于电压检测电路(33)的构成部件的偏差(个体差及温度特性)，导致实际的偏置的值从原本的偏置的设计值偏移。
对此，本变形例1的控制器(40)针对电压检测电路(33)的第一检测结果(Vac1)来计算电源后半部之间(具体而言，电源相位(θin)为180度～360度的区间)的平均值，由此，对该电压检测电路(33)中的第一电压检测部(34)的偏置进行检测。控制器(40)针对第二检测结果(Vac2)来计算电源前半部之间(具体而言，电源相位(θin)为0度～180度的区间)的平均值，由此，对该电压检测电路(33)中的第二电压检测部(35)的偏置进行检测。然后，控制器(40)将第一电压检测部(34)的偏置与第二电压检测部(35)的偏置之差决定为偏置修正系数(offset)。即，在该方法中，使用电压检测电路(33)的第一检测结果(Vac1)及第二检测结果(Vac2)双方，来求出偏置修正系数(offset)。
需要说明的是，控制器(40)也可以仅使用电压检测电路(33)的第一检测结果(Vac1)或者仅使用第二检测结果(Vac2)，来求出偏置修正系数(offset)。另外，控制器(40)也可以求出第一检测结果(Vac1)的电源后半部与第二检测结果(Vac2)的电源前半部的平均值。
另外，控制器(40)也可以不将第一电压检测部(34)的偏置与第二电压检测部(35)的偏置之差设为偏置修正系数(offset)，而使用以下那样的方法。控制器(40)使用第一电压检测部(34)的偏置来修正第一检测结果(Vac1)，由此检测准确的第一检测结果(Vac1)。另外，控制器(40)使用第二电压检测部(35)的偏置来修正第二检测结果(Vac2)，由此检测准确的第二检测结果(Vac2)。在该情况下，控制器(40)利用准确的两个检测结果(Vac1、Vac2)之差，即、将准确的检测结果(Vac1、Vac2)分别用作式(3)的右边的第一项及第二项，从而能够计算准确的电源电压(Vin)。
这样，各检测结果(Vac1、Vac2)不起主导作用的区间中的该检测结果(Vac1、Vac2)的平均值相当于偏置的偏移量，因此，在本变形例1中，能够简单地求出作为偏置的偏移量的偏置修正系数(offset)。此外，电流推断装置(10)能够使用偏置修正后的电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)，进一步高精度地求出电抗器(29)的两端电压(VL)。
-变形例2-
在本变形例2中，控制器(40)基于电压检测电路(33)的各检测结果(Vac1、Vac2)来运算电源电压(Vin)，基于该运算结果(基于运算的电源电压(Vin))求出从原本的设计值起算的偏置的偏移量，将该偏移量设为偏置修正系数(offset)。
具体而言，控制器(40)将电压检测电路(33)的各检测结果(Vac1、Vac2)代入上述式(3)，对电源电压(Vin)进行运算。在本变形例2中，与上述第一实施方式同样地，例示出偏置修正系数(offset)的调整处理在增益修正系数(G1、G2)的调整处理之后进行的情况(图4、图7)，因此，在上述式(3)中，处于只有增益修正系数(G1、G2)调整完毕的状态。
另外，控制器(40)基于电源相位检测电路(31)中的交流电源(91)的电源相位(θin)，掌握交流电源(91)的电源零交叉的时机。
对此，如图12所示，控制器(40)求出交流电源(91)的电源零交叉附近处的通过运算求出的电源电压(Vin)的电压值，基于所求出的电压值来进行偏置修正系数(offset)的调整。具体而言，控制器(40)进行如下调整：在电源零交叉附近处的电源电压(Vin)的电压值为正的情况下，减小偏置修正系数(offset)，在电源零交叉附近处的电源电压(Vin)的电压值为负的情况下，增大偏置修正系数(offset)。
需要说明的是，控制器(40)使用所求出的偏置修正系数(offset)，进行电压检测电路(33)的第一检测结果(Vac1)及第二检测结果(Vac2)的偏置修正。
这样，交流电源(91)的零交叉附近处的电源电压(Vin)的电压值相当于偏置的偏移量。这样，在本变形例2中，能够简单地求出偏置的偏移量作为偏置修正系数(offset)。此外，电流推断装置(10)能够使用偏置修正后的电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)，进一步高精度地求出电抗器(29)的两端电压(VL)。
需要说明的是，也可以利用偏置修正系数(offset)，重复进行上述步骤，直至重新运算后的电源电压(Vin)的电源零交叉附近处的电压值收敛于零为止。在调整偏置修正系数(offset)时，控制器(40)也可以从偏置的设计值减去电源零交叉附近处的电源电压(Vin)的电压值的大小，将相减结果设定为偏置修正系数(offset)。
《第二实施方式》
在本第二实施方式中，示出功率转换装置(1)及电流推断装置(10)的电路结构与上述第一实施方式不同的例子。在图13所示的本第二实施方式和图1所示的上述第一实施方式中，电抗器(29)的位置及电压检测电路(33)的检测位置不同。
需要说明的是，为了方便说明，图13中针对与图1对应的结构标注相同的标号。
电抗器(29)在交直流转换电路(21)与直流链路部(25)的电容器(26)之间连接在电源布线(4)上。即，可以说，本第二实施方式的电抗器(29)不是位于AC侧，而是位于DC侧。
电压检测电路(33)在交直流转换电路(21)与直流链路部(25)的电容器(26)之间设置于电抗器(29)的输入侧。电压检测电路(33)由包括多个电阻(这里为两个)的分压电路构成，其将向电抗器(29)施加的电压作为与交流电源(91)的电源电压(Vin)相关的电压(Vac)来检测。即，可以说，本第二实施方式的电压检测电路(33)的检测位置不是在AC侧，而是在DC侧。
需要说明的是，图13例示出未设置电源相位检测电路(31)及电源频率检测电路(32)的情况，但也可以设置电源相位检测电路(31)及电源频率检测电路(32)。
电抗器(29)及电压检测电路(33)以外的电路结构与上述第一实施方式相同，因此省略说明。
另外，在推断电源电流(Iin)时，基本上利用式(3)～(6)。但是，由于电压检测电路(33)的检测结果为一个，因此，上述式(1)、(2)中的一方是不需要的。
此外，如图17的对应于“电路图案No.2”的记录所示，在图13的电路结构中，无需进行上述第一实施方式所说明的交直流转换电路(21)中的二极管(D1、D4)的电压下降量(2Vdb)的修正和偏置修正系数(offset)的调整处理(偏置修正处理)。无需进行二极管(D1、D4)的电压下降量(2Vdb)的修正是因为电压检测电路(33)的检测位置在DC侧，无需进行偏置修正系数(offset)的调整处理是因为电抗器(29)的位置在DC侧。在图13的电路结构中，与上述第一实施方式同样地进行电抗器(29)中的电压下降量(VR)的修正及增益修正系数(G1、G2)的调整处理(增益修正处理)。
《第三实施方式》
在本第三实施方式中，示出功率转换装置(1)及电流推断装置(10)的电路结构与上述第一实施方式不同的例子。在图14所示的本第三实施方式和图1所示的上述第一实施方式中，电抗器(29)的位置及电压检测电路(33)的电路结构不同。
需要说明的是，为了方便说明，图14中针对与图1对应的结构标注相同的标号。
电抗器(29)在交直流转换电路(21)与直流链路部(25)的电容器(26)之间连接在电源布线(4)上。即，可以说，本第三实施方式的电抗器(29)不是位于AC侧，而是位于DC侧。
电压检测电路(33)在交流电源(91)与交直流转换电路(21)之间与布线(2)及布线(3)连接。即，可以说，与图1同样，本第三实施方式的电压检测电路(33)的检测位置在AC侧。这种电压检测电路(33)由包括多个电阻(这里为两个)的分压电路构成。具体而言，电压检测电路(33)具有将交流电源(91)的正侧电压(V1)及负侧电压(V2)分别经由二极管向串联连接的两个电阻施加的电路结构。
需要说明的是，图14例示出未设置电源相位检测电路(31)及电源频率检测电路(32)的情况，但也可以设置电源相位检测电路(31)及电源频率检测电路(32)。
电抗器(29)及电压检测电路(33)以外的电路结构与上述第一实施方式相同，因此省略说明。
另外，在推断电源电流(Iin)时，基本上利用式(3)～(6)。但是，由于电压检测电路(33)的检测结果为一个，因此，上述式(1)、(2)中的一方是不需要的。
此外，如图17的对应于“电路图案No.3”的记录所示，在图14的电路结构中，只有上述第一实施方式所说明的偏置修正系数(offset)的调整处理(偏置修正处理)是无需进行的。无需进行偏置修正系数(offset)的调整处理是因为电抗器(29)的位置在DC侧。在图14的电路结构中，与上述第一实施方式同样地进行交直流转换电路(21)中的二极管(D1、D4)的电压下降量(2Vdb)的修正、电抗器(29)中的电压下降量(VR)的修正及增益修正系数(G1、G2)的调整处理(增益修正处理)。进行二极管(D1、D4)的电压下降量(2Vdb)的修正是因为电压检测电路(33)的检测位置在AC侧。
《第四实施方式》
在本第四实施方式中，示出功率转换装置(1)及电流推断装置(10)的电路结构与上述第一实施方式不同的例子。在图15所示的本第四实施方式和图1所示的上述第一实施方式中，仅电压检测电路(33)的电路结构不同。
需要说明的是，为了方便说明，图15中针对与图1对应的结构标注相同的标号。
电压检测电路(33)在交流电源(91)与交直流转换电路(21)之间与布线(2)及布线(3)连接。即，可以说，与图1同样，本第四实施方式的电压检测电路(33)的检测位置在AC侧。这样的电压检测电路(33)由包括多个电阻(这里为两个)的分压电路构成。具体而言，电压检测电路(33)具有将交流电源(91)的正侧电压(V1)及负侧电压(V2)分别经由二极管向串联连接的两个电阻施加的电路结构。此外，两个电阻的连接节点经由布线(6)而与控制器(40)连接。在布线(6)与电源之间连接有其他的电阻。
电压检测电路(33)以外的电路结构与上述第一实施方式相同，因此省略说明。
另外，在推断电源电流(Iin)时，基本上利用式(3)～(6)。但是，由于电压检测电路(33)的检测结果为一个，因此，上述式(1)、(2)中的一方是不需要的。
此外，如图17的对应于“电路图案No.4”的记录所示，在图15的电路结构中，交直流转换电路(21)中的二极管(D1、D4)的电压下降量(2Vdb)的修正、电抗器(29)中的电压下降量(VR)的修正、增益修正系数(G1、G2)的调整处理(增益修正处理)及偏置修正系数(offset)的调整处理(偏置修正处理)全部都与上述第一实施方式同样地进行。进行二极管(D1、D4)的电压下降量(2Vdb)的修正是因为电压检测电路(33)的检测位置在AC侧，进行偏置修正系数(offset)的调整处理是因为电抗器(29)的位置在AC侧。
《第五实施方式》
在本第五实施方式中，示出功率转换装置(1)及电流推断装置(10)的电路结构与上述第一实施方式不同的例子。在图16所示的本第五实施方式和图1所示的上述第一实施方式中，只有电抗器(29)的位置不同。
需要说明的是，为了方便说明，图16中针对与图1对应的结构标注相同的标号。
电抗器(29)在交直流转换电路(21)与直流链路部(25)的电容器(26)之间连接在电源布线(4)上。即，可以说，本第五实施方式的电抗器(29)不是位于AC侧，而是位于DC侧。
需要说明的是，图16例示出未设置电源相位检测电路(31)及电源频率检测电路(32)的情况，但也可以设置电源相位检测电路(31)及电源频率检测电路(32)。
电抗器(29)以外的电路结构与上述第一实施方式相同，因此省略说明。
另外，在推断电源电流Iin时，基本上利用式(3)～(6)。
此外，如图17的对应于“电路图案No.5”的记录所示，在图16的电路结构中，由于电抗器(29)的位置在DC侧，因此，只有上述第一实施方式所说明的偏置修正系数(offset)的调整处理(偏置修正处理)是无需进行的。在图16的电路结构中，交直流转换电路(21)中的二极管(D1、D4)的电压下降量(2Vdb)的修正、电抗器(29)中的电压下降量(VR)的修正及增益修正系数(G1、G2)的调整处理(增益修正处理)与上述第一实施方式同样地进行。进行二极管(D1、D4)的电压下降量(2Vdb)的修正是因为电压检测电路(33)的检测位置与图1同样地在AC侧。
《其他实施方式》
在表示出偏置修正系数(offset)的调整处理的流程的图7中，步骤S32不是必须的。即，也可以和电源频率的两倍频率成分的振幅(inn_amp1、inn_amp2)与规定值的大小无关地执行移至步骤S33的处理。
另外，上述振幅(inn_amp1、inn_amp2)只要以电源频率的规定倍数的频率成分计算即可，也可以不限定于电源频率的两倍。
在图4及图7的流程中，在进行了增益修正系数(G1、G2)的调整处理之后，进行偏置修正系数(offset)的调整处理，但也可以不限定于该顺序。增益修正系数(G1、G2)的调整处理与偏置修正系数offset的调整处理也可以同时进行。
增益修正系数(G1、G2)的调整处理虽然是必须的，但其详细处理也可以不限定于第一实施方式所详述的内容本身。只要满足增益修正系数(G1、G2)被适当调整的目的，则其具体的内容也可以与第一实施方式所详述的内容有些许不同。
另外，也可以为，偏置修正系数(offset)的调整处理、电抗器(29)的电压下降量(VR)的修正、二极管(D1～D4)中的电压下降量(2Vdb)的修正中的至少一个是不实施的。
说明了控制器(40)在进行图3、图4、图7所示的处理的同时还进行直交流转换控制的情况，但控制器(40)也可以仅进行图3、图4、图7所示的处理。在该情况下，进行直交流转换控制的控制器与控制器(40)分开设置。
在图1及图15中，例示出利用检测电路(31、32)以硬件的形式分别检测交流电源(91)的电源相位(θin)及电源电压(Vin)的频率(fin)的情况。但是，交流电源(91)的电源相位(θin)及电源电压(Vin)的频率(fin)也可以不是通过检测电路(31、32)来检测，而是基于根据上述式(3)计算出的电源电压(Vin)而进行运算及推断。即，也可以以软件的形式求出交流电源(91)的电源相位(θin)及电源电压(Vin)的频率(fin)。例如，控制器(40)生成在计算出的电源电压(Vin)为阈值(例如0V)以下的情况下成为Low值且在计算出的电源电压(Vin)超过上述阈值的情况下成为High值的信号来作为零交叉信号。控制器(40)能够利用该零交叉信号，对交流电源(91)的电源相位(θin)及电源电压(Vin)的频率(fin)进行运算。
也可以为，电容器(26)不吸收源自于交直流转换电路(21)的电压变动而吸收由直交流转换电路(27)的开关动作引起的电压变动这样的电容比较小的电容器。
推断出的电源电流(Iin1)不仅可以利用于直交流转换电路(27)的控制，也可以利用于交直流转换电路(21)的控制等对功率转换装置(1)的广泛的控制中。
-产业实用性-
如以上说明的那样，本发明在不使用电流传感器、电流检测电路而使用结构简单的电压检测电路(33)来高精度地计算电源电流Iin的装置中是有用的。
-符号说明-
1 功率转换装置
10 电流推断装置
29 电抗器
21 交直流转换电路(整流电路)
26 电容器
27 直交流转换电路
33 电压检测电路
34 第一电压检测部
35 第二电压检测部
40 控制器(运算部)
91 交流电源

Claims (16)

1.一种电流推断装置(10)，其在功率转换装置(1)中推断电源电流(Iin)，该功率转换装置(1)是通过在对从交流电源(91)输出的交流电力进行整流的整流电路(21)与从该整流电路(21)被供给电力的直交流转换电路(27)之间同该整流电路(21)并联地连接电容器(26)、且在上述交流电源(91)与上述电容器(26)之间连接电抗器(29)而构成的，该电源电流(Iin)是上述电容器(26)的上游侧的电流，
上述电流推断装置(10)的特征在于，具备：
电压检测电路(33)，其由分压电路构成，并检测与上述交流电源(91)的电源电压(Vin)相关的电压(Vac1、Vac2)，上述分压电路由多个电阻(34a～34c、35a～35c)构成；以及
运算部(40)，其基于上述电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)来求出上述电抗器(29)的两端电压(VL)，并基于该两端电压(VL)来推断上述电源电流(Iin)，
上述运算部(40)以使推断出的上述电源电流(Iin)的与每规定时间的平均值相关的值和上述电容器(26)的下游侧的电流(Iinv)的与上述每规定时间的平均值相关的值一致的方式，对上述电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)的增益进行修正，
上述运算部(40)基于增益修正后的上述电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)，求出上述电抗器的两端电压(VL)。
2.根据权利要求1所述的电流推断装置，其特征在于，
上述电容器(26)不吸收源自于上述整流电路(21)的电压变动，而吸收由上述直交流转换电路(27)的开关动作引起的电压变动。
3.根据权利要求1或2所述的电流推断装置，其特征在于，
上述运算部(40)还基于上述电抗器(29)的电压下降量(VR)来求出上述电抗器(29)的两端电压(VL)。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的电流推断装置，其特征在于，
上述整流电路(21)由将多个二极管(D1～D4)桥式连接而成的二极管桥电路构成，
上述运算部(40)还基于由上述二极管(D1～D4)产生的电压降(Vdb)来求出上述电抗器(29)的两端电压(VL)。
5.根据权利要求4所述的电流推断装置，其特征在于，
上述电压检测电路(33)在上述交流电源(91)与上述整流电路(21)之间，检测与上述交流电源(91)的电源电压(Vin)相关的电压(Vac1、Vac2)。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的电流推断装置，其特征在于，
上述电压检测电路(33)具有与上述交流电源(91)的正侧输出对应的第一电压检测部(34)以及与上述交流电源(91)的负侧输出对应的第二电压检测部(35)，
上述运算部(40)以使推断出的上述电源电流(Iin)的与上述每规定时间的平均值相关的值和上述电容器(26)的下游侧的电流(Iinv)的与上述每规定时间的平均值相关的值一致的方式，对上述第一电压检测部(34)的第一检测结果(Vac1)及上述第二电压检测部(35)的第二检测结果(Vac2)各自的增益进行修正，
上述运算部(40)基于增益修正后的上述第一检测结果(Vac1)与增益修正后的上述第二检测结果(Vac2)之差，求出上述电抗器(29)的两端电压(VL)。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的电流推断装置，其特征在于，
上述运算部(40)将上述电抗器(29)的两端电压(VL)中的积分值的与上述每规定时间的平均值相关的值作为第一值来运算，
上述运算部(40)将上述电容器(26)的两端电压(Vdc)中的微分值和上述电容器(26)的下游侧的电流(Iinv)的合计值的与上述每规定时间的平均值相关的值作为第二值来运算，
上述运算部(40)以如下方式对上述电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)的增益进行修正：通过使上述第一值与上述第二值一致，从而使推断出的上述电源电流(Iin)的与上述每规定时间的平均值相关的值和上述电容器(26)的下游侧的电流(Iinv)的与上述每规定时间的平均值相关的值一致。
8.根据权利要求7所述的电流推断装置，其特征在于，
上述规定时间被设定为上述交流电源(91)的半周期。
9.根据权利要求1至8中任一项所述的电流推断装置，其特征在于，
上述运算部(40)将基于上述电抗器(29)的两端电压(VL)的积分值的上述电源电流(Iin1)作为第三值来运算，
上述运算部(40)将基于上述电容器(26)的两端电压(Vdc)的微分值的上述电源电流(Iin2)作为第四值来运算，
上述运算部(40)以使上述第三值的相位与上述第四值的相位一致的方式对上述电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)的偏置进行修正，
上述运算部(40)基于偏置修正后的上述电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)，求出上述电抗器的两端电压(VL)。
10.根据权利要求9所述的电流推断装置，其特征在于，
上述运算部(40)针对上述第三值及上述第四值，分别运算电源频率的规定倍数的频率成分下的振幅(inn_amp1、inn_amp2)，
在上述振幅(inn_amp1、inn_amp2)大于规定值的情况下，上述运算部(40)进行上述电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)的偏置的修正，
在上述振幅(inn_amp1、inn_amp2)小于上述规定值的情况下，上述运算部(40)不进行上述电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)的偏置的修正。
11.根据权利要求1至8中任一项所述的电流推断装置，其特征在于，
上述运算部(40)求出上述交流电源(91)的一个周期中的、上述电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)不起主导作用的区间内的该检测结果(Vac1、Vac2)的平均值，使用该平均值来修正上述电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)的偏置，
上述运算部(40)基于偏置修正后的上述电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)，求出上述电抗器的两端电压(VL)。
12.根据权利要求1至8中任一项所述的电流推断装置，其特征在于，
上述运算部(40)基于上述电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)，对上述交流电源(91)的电源电压(Vin)进行运算，
上述运算部(40)使用上述交流电源(91)的零交叉附近处的上述电源电压(Vin)的电压值，对上述电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)的偏置进行修正，
上述运算部(40)基于偏置修正后的上述电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)，求出上述电抗器的两端电压(VL)。
13.根据权利要求9至12中任一项所述的电流推断装置，其特征在于，
上述运算部(40)在进行了上述电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)的增益修正之后，进行上述电压检测电路(33)的检测结果(Vac1、Vac2)的偏置修正。
14.根据权利要求9至13中任一项所述的电流推断装置，其特征在于，
上述电抗器(29)连接在上述交流电源(91)与上述整流电路(21)之间。
15.一种功率转换装置，其特征在于，
具备权利要求1至14中任一项所述的电流推断装置(10)。
16.一种电流推断方法，是在功率转换装置(1)中推断电源电流(Iin)的电流推断方法，该功率转换装置(1)是通过在对从交流电源(91)输出的交流电力进行整流的整流电路(21)与从该整流电路(21)被供给电力的直交流转换电路(27)之间同该整流电路(21)并联地连接电容器(26)、且在上述交流电源(91)与上述电容器(26)之间连接电抗器(29)而构成的，该电源电流(Iin)是上述电容器(26)的上游侧的电流，
上述电流推断方法的特征在于，具备：
检测步骤，在该检测步骤中，利用由多个电阻(34a～34c、35a～35c)构成的分压电路，来检测与上述交流电源(91)的电源电压(Vin)相关的电压(Vac1、Vac2)；
第一推断步骤，在该第一推断步骤中，基于与上述交流电源(91)的电源电压(Vin)相关的电压(Vac1、Vac2)来求出上述电抗器(29)的两端电压(VL)，并基于该两端电压(VL)来推断上述电源电流(Iin)；
修正步骤，在该修正步骤中，以使推断出的上述电源电流(Iin)的与每规定时间的平均值相关的值和上述电容器(26)的下游侧的电流(Iinv)的与上述每规定时间的平均值相关的值一致的方式，对与检测到的上述交流电源(91)的电源电压(Vin)相关的电压(Vac1、Vac2)的增益进行修正；以及
第二推断步骤，在该第二推断步骤中，基于与增益修正后的上述交流电源(91)的电源电压(Vin)相关的电压(Vac1、Vac2)来求出上述电抗器(29)的两端电压(VL)，并基于求出的上述电抗器(29)的两端电压(VL)来推断上述电源电流(Iin)。
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