JPH10303753A - Ａ／ｄ変換装置、制御装置およびランプ調光装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 簡易な手段によりＡ／Ｄ変換、Ｄ／Ａ変換す
る。 【解決手段】 ＣＲ充電回路１７の出力電圧を比較器２
０、２１、２２で、所定の基準電圧、ライン電圧の検出
電圧、ライン電流の検出電圧と比較し、その出力をマイ
クロコンピュータＩＣ２９に入力して内部カウンタによ
り各パルス幅を計測し、後２者の電圧のパルス幅を前者
の電圧のパルス幅で各々除算し、所定の校正を行うこと
により、Ａ／Ｄ変換する。Ｄ／Ａ変換はマイクロコンピ
ュータからの出力デジタル信号を１次型ローパスフィル
タに入力することにより行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、メタルハライド
ランプの点灯制御などに適用されるＡ／Ｄ変換装置、制
御装置およびランプ調光装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図５は、従来のメタルハライドランプの
点灯装置を示す回路図である。

【０００３】同図に示す点灯装置１００は、交流電源１
０１の交流電圧を整流回路１０２、平滑回路１０３によ
り全波整流および平滑化した直流化電圧を負荷ランプイ
グナイタ１０４に供給してメタルハライドランプ１０５
を点灯する。

【０００４】このとき、負荷ランプイグナイタ１０４へ
の電力供給ラインに配置されたチョークコイル１０６、
スイッチングトランジスタ１０７により電力を調節して
供給電力を所望の一定電力とする。

【０００５】すなわち、この一定電力にするための制御
は、まず、負荷ランプイグナイタ１０４の両端間に接続
された負荷電圧検出抵抗１０８により、この両端間電圧
を分圧することで測定した負荷ランプイグナイタ１０４
の電圧値と、負荷ランプイグナイタ１０４のマイナス端
子側に介装された負荷電流検出抵抗１０９の両端間電圧
から求められる負荷電流とから、電力検出回路１１１に
より現在の負荷消費電力を求め、これをＰＷＭ制御ＩＣ
１１２にフィードバックすることにより、ＰＷＭ制御Ｉ
Ｃ１１２がスイッチングトランジスタ１０７のベース電
圧を制御することで、メタルハライドランプ１０５への
供給電力を一定に保つようスイッチングトランジスタ１
０７をスイッチングしている。

【０００６】電力検出回路１１１は、チョークコイル１
０６をトランス型として電源を確保し、ＰＷＭ制御ＩＣ
１１２も電力供給ラインから電源を確保している。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】前記の電力検出回路１
１１における電力の算出はアナログ乗算器を用いてお
り、電力の算出の精度は充分ではなく、よって定電力制
御が不十分である。そこで、マイクロコンピュータを用
いて電力の算出を精緻に行いたい。

【０００８】マイクロコンピュータを用いて制御するか
らには、検出電圧、検出電流もＡ／Ｄ変換してデジタル
信号で入力しなければならない。また、マイクロコンピ
ュータの制御信号もＤ／Ａ変換してアナログ信号として
ＰＷＭ制御回路ＩＣ１１２に与えなければならない。

【０００９】しかしながら、従来のＤ／Ａ変換器、Ａ／
Ｄ変換器では、次のように、ランプの供給電力を一定に
保つためにはオーバースペックであったり、不必要に部
品点数が多くなってしまって装置が大型化したり、複雑
で高価なものになってしまうという課題がある。

【００１０】すなわち、従来一般に使用されている逐次
比較型のＡ／Ｄ変換器では、Ｄ／Ａ変換器を必要とする
ため、部品点数が増加し、小型化を要求される装置には
適用しにくい。また、現在の電力を正確に測定するため
には、ランプ電流、ランプ電圧の２量をまったく同時に
測定する必要があるが、そのためには２個の積分器を必
要とする。

【００１１】また、従来一端に使用されている二重積分
型のＡ／Ｄ変換器では、順方向、逆方向に定電流積分で
きる回路が必要であり、非常に正確な信号処理を目的と
しているため、ランプ電圧、ランプ電流を測定して、ラ
ンプの供給電力を一定に保つ制御のためには概してオー
バースペックである。

【００１２】さらに、Ｄ／Ａ変換器としては、Ｒ−２Ｒ
ラダー方式やセグメント電流方式のものが使用されてい
るが、高精度の抵抗値または電流源が複数必要であるた
め、部品点数が増大してしまう。

【００１３】そこで、この発明の第１の目的は、コンパ
クトで簡易なＡ／Ｄ変換装置を実現できるようにするこ
とにある。

【００１４】この発明の第２の目的は、より正確なデジ
タル信号を出力できるＡ／Ｄ変換装置を簡易に実現でき
るようにすることにある。

【００１５】この発明の第３の目的は、Ａ／Ｄ変換の精
緻化と高速化を簡易に実現できるようにすることにあ
る。

【００１６】この発明の第４の目的は、Ａ／Ｄ変換の実
行をマイクロコンピュータにも一部肩代わりさせること
により、Ａ／Ｄ変換を簡易に行うことを可能とすること
にある。

【００１７】この発明の第５の目的は、コンパクトで簡
易なＤ／Ａ変換装置を実現できるようにすることにあ
る。

【００１８】この発明の第６の目的は、正確な消費電力
の測定を簡易に可能として、ランプの正確な電力制御が
簡易に実現できるようにすることにある。

【００１９】

【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明
は、抵抗とコンデンサとが直列に接続されているＣＲ充
電回路と；このＣＲ充電回路に定電圧を印加したときの
前記コンデンサの両端電圧と所望のアナログ信号とを比
較する第１の比較器と；この第１の比較器の出力電圧の
パルス幅を計測して、その結果をデジタル信号に変換し
て出力するパルス幅カウンタとを備え；前記アナログ信
号を前記パルス幅カウンタの出力としてデジタル信号に
変換するものであることを特徴とするものである。

【００２０】従って、所望のアナログ信号をＣＲ充電回
路と第１の比較器を用意するだけで、ＣＲ充電回路に定
電圧を印加したときに積分波形を描いて増大するコンデ
ンサの両端電圧と、所望のアナログ信号とを第１の比較
器で比較することが可能となり、あとは第１の比較器の
出力電圧のパルス幅を計測することで簡易にＡ／Ｄ変換
することができる。

【００２１】上記で第１の比較器はコンパレータＩＣに
より実現することができる。

【００２２】請求項２に記載の発明は、第１の比較器の
場合と同一のコンデンサの両端電圧と既知の定電圧とを
比較する第２の比較器を備え；この第２の比較器の出力
電圧に基づきアナログ信号から変換されたデジタル信号
を校正することを特徴とするものである。

【００２３】従って、第１の比較器の場合と同一のコン
デンサの両端電圧と既知の定電圧とを第２の比較器で比
較し、この第２の比較器の出力電圧に基づきアナログ信
号から変換されたデジタル信号を校正することで、ＣＲ
充電回路の温度特性による変化を補正できるので、第２
の比較器を追加するだけでより正確なデジタル信号を簡
易に得ることができる。

【００２４】上記で第２の比較器は単一のコンパレータ
ＩＣにより実現することができる。

【００２５】請求項３に記載の発明は、ＣＲ充電回路の
充電側に出力端子が接続されていて、ＣＲ充電回路への
印加電圧されている電圧と所定の基準電圧とを比較して
前記出力端子から所定の電圧を出力する第３の比較器を
備え；この第３の比較器の電圧の出力により、ＣＲ充電
回路への定電圧の印加中はコンデンサを定電流で充電
し、定電圧の印加を停止した際にはコンデンサの放電を
促進するものであることを特徴とするものである。

【００２６】上記で第３の比較器は単一のコンパレータ
ＩＣにより実現することができる。

【００２７】従って、ＣＲ充電回路への定電圧の印加中
にコンデンサを定電流で充電することでＣＲ充電回路の
出力電圧波形を直線的にして測定精度を向上させること
と、ＣＲ充電回路への定電圧の印加を停止した際には第
３の比較器の出力の極性をマイナスとしてコンデンサの
放電を促進しＡ／Ｄ変換を高速で行うことが、一台の比
較器を追加するだけで簡易に実現できる。

【００２８】請求項４に記載の発明は、アナログ信号か
ら変換されたデジタル信号に基づき所望の制御を行うマ
イクロコンピュータにより、パルス幅の計測および校正
のロジックを行うものであることを特徴とするものであ
る。

【００２９】従って、アナログ信号から変換されたデジ
タル信号に基づき所望の制御を行うマイクロコンピュー
タにより、パルス幅の計測および校正のロジックを行う
ことで、これらの処理のために制御用マイクロコンピュ
ータ以外の特別な手段を必要としないため、さらにＡ／
Ｄ変換を簡易に行うことができる。

【００３０】また、校正は次のようにして行うことがで
きる。

【００３１】すなわち、マイクロコンピュータにより、
第１の比較器によるパルス幅を第２の比較器によるパル
ス幅で除算し、この除算で求められる値の範囲を８分割
して、各区間ごとに次式の関数で直線補正する。

【００３２】ｙ ＝ ａ・ｘ ＋ ｂ この式で、ａ、ｂの値はマイクロコンピュータのＲＯＭ
内などにテーブルとして予め格納しておくことができ
る。

【００３３】請求項５に記載の発明は、請求項４に記載
のＡ／Ｄ変換装置を備え；マイクロコンピュータによ
り、パルス幅の計測を行うループの中で、このパルス幅
に基づいて演算を行い、この演算結果に応じたデジタル
制御信号を出力するものであることを特徴とするもので
ある。

【００３４】従って、マイクロコンピュータでＡ／Ｄ変
換を行う処理と併せて、制御のための演算を行い、マイ
クロコンピュータから出力する制御信号を定めることが
できる。

【００３５】請求項６に記載の発明は、デジタル信号を
アナログ信号に変換するローパスフィルタを備え；マイ
クロコンピュータにより、パルス幅の計測を行うループ
の実行回数Ｎのうち、Ｍ回はＨレベル信号を、Ｎ−Ｍ回
はＬレベル信号を、前記ループを実行していないときは
所望のハイインピーダンス信号を前記ローパスフィルタ
に出力することにより、下式のアナログ制御信号を出力
するものであることを特徴とするものである。

【００３６】アナログ制御信号 ＝ Ｈレベル信号の電
圧 × Ｍ ÷ Ｎ 従って、マイクロコンピュータによりパルス幅の計測を
行うループの実行回数Ｎのうち、Ｍ回はＨレベル信号
を、Ｎ−Ｍ回はＬレベル信号を出力し、この出力をロー
パスフィルタに入力することで、ローパスフィルタから
は、Ｍ／Ｎの大きさに比例した連続的なアナログ信号を
出力してＤ／Ａすることが可能となり、そのためには、
制御用のマイクロコンピュータの他にはローパスフィル
タを用意するだけで実現できる。

【００３７】また、パルス幅の計測を行うループを実行
していないとき、すなわち、マイクロコンピュータでそ
の他の処理（Ａ／Ｄ変換後のデジタル信号の読み取りな
ど）を実行しているときは、ただのハイインピーダンス
信号を出力してやることにより、制御対象への制御信号
の出力がとだえることがないようにすることができるの
で、マイクロコンピュータからのデジタル出力信号を直
接アナログ信号に変換しても支障はない。

【００３８】ローパスフィルタは、抵抗とコンデンサを
直列に接続した１次型ローパスフィルタとすることがで
きる。

【００３９】請求項７に記載の発明は、第１の比較器を
２つ有していて、この一方はランプ電圧測定値を示す電
圧を所望のアナログ信号とし、他方はランプの電流測定
値を示す電圧を所望のアナログ信号としているものであ
る請求項１、２、３のいずれかに記載のＡ／Ｄ変換装置
または請求項４または５に記載の制御装置と；このＡ／
Ｄ変換装置によりＡ／Ｄ変換された測定電圧値および電
流値からランプの消費電力を求め、この求めた消費電力
に基づきランプの消費電力を制御するマイクロコンピュ
ータとを備えていることを特徴とするものである。

【００４０】従って、ランプ電圧、ランプ電流を同時に
検出してＡ／Ｄ変換し、ランプ消費電力を制御用のマイ
クロコンピュータで正確に求めることが、第１の比較器
を２つ用意するだけで可能となる。

【００４１】

【発明の実施の形態】図１は、この発明の一実施の形態
を示すメタルハライドランプの点灯回路１の回路図であ
る。

【００４２】この点灯回路１は、交流電源２側のライン
間に整流回路３、平滑回路４を順次接続し、この整流回
路３、平滑回路４の出力側のラインに、メタルハライド
ランプ５を点灯する負荷ランプイグナイタ６が接続され
ている。

【００４３】この負荷ランプイグナイタ６のマイナス側
には、負荷ランプイグナイタ６への供給電力を制御する
チョークコイル７、スイッチングトランジスタ８が介装
されている。また、前記負荷ランプイグナイタ６の両端
間には、カソード側をプラス側にして、チョークコイル
７からの電流を還流する還流ダイオード９が接続されて
いる。ＰＷＭ制御ＩＣ１０は、前記スイッチングトラン
ジスタ８のベース電圧を調節して、前記負荷ランプイグ
ナイタ６への供給電力を制御する。

【００４４】整流回路３、平滑回路４の出力ライン間に
は、抵抗で電圧を分圧して測定するための電圧検出抵抗
１１が接続されている。また、スイッチングトランジス
タ８のカソード側のラインには、スイッチングトランジ
スタ８からの電流を両端間電圧により検出する電流検出
抵抗１２が介装されている。

【００４５】マイクロコンピュータ電力検出回路３０に
は、前記電圧検出抵抗１１からの電圧、前記電流検出抵
抗１２の両端の電圧が入力されて、この各電圧値に基づ
いて現在のランプ消費電力を推定し、この推定消費電力
に基づいて前記ＰＷＭ制御ＩＣ１０に制御信号を出力し
てランプ消費電力を一定に保つように制御する。

【００４６】なお、前記ＰＷＭ制御ＩＣ１０、前記マイ
クロコンピュータ電力検出回路３０とも、整流回路３、
平滑回路４の出力から電源を確保している。

【００４７】図２は、マイクロコンピュータ電力検出回
路３０の回路構成を示すものである。同図に示すよう
に、マイクロコンピュータ電力検出回路３０は、マイク
ロコンピュータＩＣ２９、Ａ／Ｄ変換用補助回路１３、
Ｄ／Ａ変換回路１４などからなる。

【００４８】前記マイクロコンピュータＩＣ２９は、ワ
ンチップのマイクロコンピュータで、内部のＲＯＭに格
納されているプログラムにより動作して、前記ＰＷＭ制
御ＩＣ１０を制御する。

【００４９】Ａ／Ｄ変換用補助回路１３は、抵抗１５と
コンデンサ１６とを直列接続したＣＲ充電回路１７を備
え、前記マイクロコンピュータＩＣ２９の端子１８は、
ＣＲ充電回路１７の抵抗１５側端部と、ダイオード１９
のカソード側とに接続されている。前記ＣＲ充電回路１
７のコンデンサ１６側はＧＮＤに接続されている。ま
た、前記コンデンサ１６の充電側は、コンパレータ２
０、２１、２２の各反転入力端子と、前記ダイオード１
９のアノード側とに接続されている。

【００５０】前記コンパレータ２０の非反転入力端子に
は所定の基準電圧が入力され、前記コンパレータ２１の
非反転入力端子には、前記電圧検出抵抗１１からの電
圧、前記コンパレータ２２の非反転入力端子には、前記
電流検出抵抗１２の両端間電圧が入力される。また、前
記各コンパレータ２０、２１、２２の出力端子は、各々
前記マイクロコンピュータＩＣ２９の端子２３、２４、
２５に接続されている。

【００５１】前記Ｄ／Ａ変換回路１４は、抵抗２６とコ
ンデンサ２７とを直列接続した一次型ローパスフィルタ
であり、抵抗２６側は前記マイクロコンピュータＩＣ２
９の端子２８と、コンデンサ側はＧＮＤと、コンデンサ
２７の充電側は前記ＰＷＭ制御ＩＣ１０と、各々接続さ
れている。

【００５２】次に、上記の構成の点灯回路１の動作につ
いて説明する。

【００５３】次の．〜．の３ステップで、電圧検出
抵抗１１、電流検出抵抗１２で検出された電圧Ｖ、電流
Ｉのアナログ値である、電圧ＩＶ、電圧ＶＶをＡ／Ｄ変
換する。

【００５４】．まず、回路とアルゴリズムを初期化す
る。すなわち、ＣＲ充電回路１７を放電し（端子１８か
らの出力信号をＬレベル〔０Ｖ〕にしてダイオード１９
でコンデンサ１６からの放電を促進する）、マイクロコ
ンピュータＩＣ２９の内部カウンタを初期化する。

【００５５】．次に、ＣＲ充電回路１７の充電を開始
して、コンデンサ１６の電圧が電圧ＩＶ、電圧ＶＶ、基
準電圧ＲＶ（２Ｖ）に等しくなるまでに要する次の時間
Ｉ１、Ｖ１、Ｒ１を各々測定する。

【００５６】Ｉ１＝コンデンサ１６の電圧が電圧ＩＶよ
り低いときの時間幅。すなわち、コンデンサ１６の電圧
が充電開始からＩＶの電圧値を横切るまでの時間。

【００５７】Ｖ１＝コンデンサ１６の電圧が、電圧ＶＶ
より低いときの電圧を横切るまでの時間。すなわち、コ
ンデンサ１６の電圧が充電開始からＶＶの電圧値を横切
るまでの時間。

【００５８】Ｒ１＝コンデンサ１６の電圧が基準電圧Ｒ
Ｖより低いときの時間幅。すなわち、コンデンサ１６の
電圧が充電開始から基準電圧ＲＶを横切るまでの時間。

【００５９】すなわち、マイクロコンピュータＩＣ２９
が端子１８から一定幅のパルス信号をＣＲ充電回路１７
に入力して、ＣＲ充電回路１７の充電を開始する。これ
により、コンパレータ２０、２１、２２の反転入力端子
には、ＣＲ充電回路１７のＣＲ時定数に応じて漸次大き
くなる積分波形のパルス電圧が入力される（ＣＲ時定数
は、Ｒ１の平均＝１２８×計測ループのサイクルタイム
となるように決定する）。端子１８から出力されるＨレ
ベル電圧をＶcc、抵抗１５の抵抗値をＲ、コンデンサ１
６の静電容量をＣ、時間をｔ、コンデンサ１６の両端間
電圧をＶcとすると、これらの関係は周知のように次の
(1)式で示される。

【００６０】 Ｖc＝Ｖcc×｛１−exp（−ｔ／ＲＣ）｝ ……… (１) コンパレータ２０の非反転入力端子には、一定の基準電
圧ＲＶ（２Ｖ）が入力されるため、マイクロコンピュー
タＩＣ２９には、パルス幅が常に一定のパルス電圧が入
力される。コンパレータ２１の非反転入力端子には電圧
検出抵抗１１からの電圧ＶＶが入力されるので、この変
動する電圧の大きさに応じたパルス幅のパルス電圧がマ
イクロコンピュータＩＣ２９の端子２４に入力される。
コンパレータ２２の非反転入力端子には電流検出抵抗１
２の両端間電圧が入力されるので、この変動する電圧の
大きさに応じたパルス幅のパルス電圧がマイクロコンピ
ュータＩＣ２９の端子２５に入力される。

【００６１】マイクロコンピュータＩＣ２９は端子２
３、２４、２５から入力する各パルス電圧のパルス幅を
内部カウンタで計測することにより、アナログ値であっ
た電源電圧、電源電流の測定値を、同時にデジタル値
（符号なし８ビット整数〔２５５ｍａｘ〕）に変換する
ことができる。具体的には、端子１８からＣＲ充電信号
をオンした後、一定時間（例えば２５６回のループ）の
間、端子２３、２４、２５への入力電圧がＨかＬかを検
出し、Ｈであれば、各々対応する内部カウンタをインク
リメントしていく。そして、これを内部レジスタに記憶
する。

【００６２】．前記(１)式は、コンデンサ１６の電圧
Ｖcの波形につき、ＣＲ時定数のみを考慮した式であ
り、内部カウンタの時間精度（原発振器のばらつき）、
ＣＲ充電回路１７のばらつき、電源電圧変動、コンデン
サ１６が直線でないことによる誤差がある。

【００６３】Ｉ１、Ｖ１、Ｒ１の値と予め計算されてマ
イクロコンピュータ１２のＲＯＭ内に格納されているパ
ラメータとからデータの校正を行う。

【００６４】そこで、これらに対する影響を補正するた
め、次の(２)(３)式でＩｒ１、Ｖｒ１の値を求める。

【００６５】 Ｉｒ１ ＝ Ｉ１ ÷ Ｒ１ ……… (２) Ｖｒ１ ＝ Ｖ１ ÷ Ｒ１ ……… (３) より具体的には、Ｉ１を１２８倍して１６ビット整数に
した後、これをＲ１で除算して、８ビット整数に戻す。
この結果をＩｒ１とする。

【００６６】すなわち、Ｉｒ１＝（Ｉ１×１２８）÷Ｒ
１、により求める。

【００６７】また、Ｖ１を１２８倍して１６ビット整数
にした後、これをＲ１で除算して、８ビット整数に戻
す。この結果をＶｒ１とする。

【００６８】すなわち、Ｖｒ１＝（Ｉ１×１２８）÷Ｒ
１、により求める。

【００６９】このようにして簡単な除算で求めたＩｒ
１、Ｖｒ１は、例えば、Ｉｒ１＝１２８のときにＩＶは
２Ｖであるようなノーマライズがなされている。

【００７０】この後、次式（４）の関数により、非直線
変換の補正を行う。

【００７１】 ｙ ＝ ａ・ｘ ＋ ｂ ………（４） すなわち、まず、Ｉｒ１の範囲を８分割し、各区間毎に
次式で直線補間する。

【００７２】 Ｃｎｖ（ｘ）＝ａ０・ｘ＋ｂ０（０＜ｘ＜３２） ａ１・ｘ＋ｂ１（３２＜ｘ＜６４） ａ２・ｘ＋ｂ２（６４＜ｘ＜９６） ａ３・ｘ＋ｂ３（９６＜ｘ＜１２８） ａ４・ｘ＋ｂ４（１２８＜ｘ＜１６０） ａ５・ｘ＋ｂ５（１６０＜ｘ＜１９２） ａ６・ｘ＋ｂ６（１９２＜ｘ＜２２３） ａ７・ｘ＋ｂ７（２２３＜ｘ＜２５５） なお、ａ０〜ａ７、ｂ０〜ｂ７の値は、マイクロコンピ
ュータ１２のＲＯＭ内にテーブルとして、例えば次のよ
うな値で予め格納しておく。

【００７３】 ａ０＝１５４／１２８； ｂ０＝０； ａ１＝１３５／１２８； ｂ１＝５； ａ２＝１１９／１２８； ｂ２＝１３； ａ３＝１０５／１２８； ｂ３＝２３； ａ４＝９２／１２８； ｂ４＝３６； ａ５＝８１／１２８； ｂ５＝５０； ａ６＝７１／１２８； ｂ６＝６５； ａ７＝６３／１２８； ｂ７＝８０； また、変換の際には、次の例の計算順序で、オーバーフ
ローを防止する。

【００７４】すなわち、ｘが１４０のとき、 Ｃｎｖ（ｘ）＝ａ４・ｘ＋ｂ４＝ａ４×９２÷１２８＋
３６ を計算するには、ａ４×９２を計算して１６ビットにな
り、÷１２８を計算して８ビットになり、＋３６を計算
して８ビットになる。

【００７５】上記と同様にして、Ｖｒ１の範囲を８分割
し、各区間ごとに直線補間する。

【００７６】Ｃｎｖ（ｘ）はＩｒ１と同じ関数を用いる
ことができる。

【００７７】なお、物理的な単位であるボルト（Ｖ）と
の対応は、次のようになる。

【００７８】電圧のボルト（Ｖ）で表わされる数値＝Ｖ
ｒ１×０．０１５６２５ 上記のようにして、前記(１)式のＣＲ時定数以外の要因
を校正した電圧、電流値をデジタル値で得ることができ
るので、あとはこの両値を乗算して現在の電力値Ｗ１を
求めることができる。

【００７９】すなわち、Ｗ１＝Ｃｎｖ（Ｉｒ１）×Ｃｎ
ｖ（Ｖｒ１） により、８ビットのＩｒ１と、Ｖｒ１の積から、１６ビ
ットのＷ１を得ることができる。

【００８０】物理的な単位であるワット（Ｗ）との対応
は次のようになる。

【００８１】電力の（Ｗ）で表わされる数値＝Ｗ１×
２．４４１÷ｅ⁴ この電力値Ｗ１と目標値Ｗとの差から、メタルハライド
ランプ５の消費電力を一定値に保つように、ＰＷＭ制御
ＩＣ１０にフィードバックするためのデジタル信号を端
子２８から出力する。

【００８２】具体的には、スイッチングトランジスタ８
の出力電圧の平均値をＶw、例えば２５６回のループ回
数をＮ、このＮ回中、Ｈレベル信号を出力する回数をＭ
（従って、Ｌレベル信号０ＶはＮ−Ｍ回出力される）、
Ｈレベル信号電圧の大きさをＶccとするときに、ＰＷＭ
制御ＩＣ１０に与えるべきアナログ制御信号ＶＷは次の
(５)式で定まる。

【００８３】 アナログ制御信号ＶＷ＝Ｈレベル信号の電圧Ｖcc×Ｍ÷Ｎ ……… (５) この(５)式から、Ｈレベル信号の電圧ＶccのＮ回中の出
力回数Ｍは次の(６)式のとおりとなる。

【００８４】 Ｍ＝アナログ制御信号ＶＷ÷Ｈレベル信号の電圧Ｖcc×Ｎ ……… (６) そこで、Ｎ回のループ中にＭ回のＨレベル信号が含まれ
ているデジタル信号を端子２８から出力する。また、ル
ープを抜け出すときは、端子２８からハイインピーダン
ス信号（Ｈレベルが５Ｖ、Ｌレベルが０Ｖのときに、例
えば２．５Ｖ電圧の信号）を出力する。

【００８５】これにより、端子２８から出力されるデジ
タル信号は、１次型ローパスフィルタであるＤ／Ａ変換
回路１４によりアナログ制御信号ＶＷに変換され、ＰＷ
Ｍ制御ＩＣ１０に与えられる。

【００８６】図３、図４は、メタルハライドランプ５の
電圧と、ライン検出電圧×ＰＷＭ制御ＩＣ１０に与える
電圧との関係を計算により求めたものである。いずれ
も、交流電源２がＡＣ８５Ｖ、ＡＣ１００Ｖ、ＡＣ１３
５Ｖの各場合を示している。ただし、図３のものは前記
のような校正を行わなかった場合のものであり、図４は
前記の校正を行ったものである。図３と図４との比較に
より、ＰＷＭ制御ＩＣ１０へのアナログ制御信号と、メ
タルハライドランプ５の電圧との関係は、前記の校正を
行った方が、電源電圧に左右されないことがわかる。

【００８７】なお、ダイオード１９に代えて、コンパレ
ータＩＣを用いることにより、コンデンサ１６の放電の
促進と、ＣＲ充電回路１７の出力電圧の傾きを直線的な
ものとすることによる検出精度の向上を図るようにして
もよい。

【００８８】すなわち、コンパレータＩＣの非反転入力
端子とマイクロコンピュータ２９の端子１８とを接続
し、コンパレータＩＣの出力端子とコンデンサ１６の充
電側とを接続し、コンパレータＩＣの反転入力端子には
一定の基準電圧を与える。

【００８９】これにより、端子１８からＨレベル電圧を
出力したときに、コンパレータＩＣの出力端子から定電
流を出力することにより、ＣＲ充電回路１７からの出力
電圧Ｖcは、前記(１)式に代えて次の(７)式で表わされ
る。

【００９０】Ｖc ＝ Ｋ × ｔ ……… (７) ＫはコンパレータＩＣから出力される一定の電流値とコ
ンデンサ１６の静電容量とにより定まる値である。

【００９１】従って、ＣＲ充電回路１７の出力電圧のカ
ーブを直線にして測定精度を向上させることができる。

【００９２】また、端子１８からＬレベル信号を出力し
たときは、コンパレータＩＣの出力端子からの出力の極
性をマイナスとすることができるので、コンデンサ１６
の放電を促進することができる。

【００９３】

【発明の効果】請求項１に記載の発明によれば、抵抗と
コンデンサとが直列に接続されているＣＲ充電回路と；
このＣＲ充電回路に定電圧を印加したときの前記コンデ
ンサの両端電圧と所望のアナログ信号とを比較する第１
の比較器と；この第１の比較器の出力電圧のパルス幅を
計測して、その結果をデジタル信号に変換して出力する
パルス幅カウンタとを備え；前記アナログ信号を前記パ
ルス幅カウンタの出力としてデジタル信号に変換するも
のであることを特徴とするものであるので、所望のアナ
ログ信号をＣＲ充電回路と第１の比較器を用意するだけ
で、ＣＲ充電回路に定電圧を印加したときに積分波形を
描いて増大するコンデンサの両端電圧と、所望のアナロ
グ信号とを第１の比較器で比較することが可能となり、
あとは第１の比較器の出力電圧のパルス幅を計測するこ
とで簡易にＡ／Ｄ変換することができる。

【００９４】請求項２に記載の発明によれば、第１の比
較器の場合と同一のコンデンサの両端電圧と既知の定電
圧とを比較する第２の比較器を備え；この第２の比較器
の出力電圧に基づきアナログ信号から変換されたデジタ
ル信号を校正することを特徴とするものであるので、第
１の比較器の場合と同一のコンデンサの両端電圧と既知
の定電圧とを第２の比較器で比較し、この第２の比較器
の出力電圧に基づきアナログ信号から変換されたデジタ
ル信号を校正することで、ＣＲ充電回路の温度特性によ
る変化を補正できるので、第２の比較器を追加するだけ
でより正確なデジタル信号を簡易に得ることができる。

【００９５】請求項３に記載の発明は、ＣＲ充電回路の
充電側に出力端子が接続されていて、ＣＲ充電回路への
印加電圧されている電圧と所定の基準電圧とを比較して
前記出力端子から所定の電圧を出力する第３の比較器を
備え；この第３の比較器の電圧の出力により、ＣＲ充電
回路への定電圧の印加中はコンデンサを定電流で充電
し、定電圧の印加を停止した際にはコンデンサの放電を
促進するものであることを特徴とするものであるので、
ＣＲ充電回路への定電圧の印加中にコンデンサを定電流
で充電することでＣＲ充電回路の出力電圧波形を直線的
にして測定精度を向上させることと、ＣＲ充電回路への
定電圧の印加を停止した際には第３の比較器の出力の極
性をマイナスとしてコンデンサの放電を促進してＡ／Ｄ
変換を高速で行うことが、一台の比較器を追加するだけ
で簡易に実現できる。

【００９６】請求項４に記載の発明は、アナログ信号か
ら変換されたデジタル信号に基づき所望の制御を行うマ
イクロコンピュータにより、パルス幅の計測および校正
のロジックを行うものであることを特徴とするものであ
るので、アナログ信号から変換されたデジタル信号に基
づき所望の制御を行うマイクロコンピュータにより、パ
ルス幅の計測および校正のロジックを行うことで、これ
らの処理のために制御用マイクロコンピュータ以外の特
別な手段を必要としないため、さらにＡ／Ｄ変換を簡易
に行うことができる。

【００９７】請求項５に記載の発明は、請求項４に記載
のＡ／Ｄ変換装置を備え；マイクロコンピュータによ
り、パルス幅の計測を行うループの中で、このパルス幅
に基づいて演算を行い、この演算結果に応じたデジタル
制御信号を出力するものであることを特徴とするもので
あるので、マイクロコンピュータでＡ／Ｄ変換を行う処
理と併せて、制御のための演算を行い、マイクロコンピ
ュータから出力する制御信号を定めることができる。

【００９８】請求項６に記載の発明は、デジタル信号を
アナログ信号に変換するローパスフィルタを備え；マイ
クロコンピュータにより、パルス幅の計測を行うループ
の実行回数Ｎのうち、Ｍ回はＨレベル信号を、Ｎ−Ｍ回
はＬレベル信号を、前記ループを実行していないときは
所望のハイインピーダンス信号を前記ローパスフィルタ
に出力することにより、下式のアナログ制御信号を出力
するものであること特徴とするものであるので、マイク
ロコンピュータによりパルス幅の計測を行うループの実
行回数Ｎのうち、Ｍ回はＨレベル信号を、Ｎ−Ｍ回はＬ
レベル信号を出力し、この出力をローパスフィルタに入
力することで、ローパスフィルタからは、Ｍ／Ｎの大き
さに比例した連続的なアナログ信号を出力してＤ／Ａす
ることが可能となり、そのためには、制御用のマイクロ
コンピュータの他にはローパスフィルタを用意するだけ
で実現できる。

【００９９】アナログ制御信号 ＝ Ｈレベル信号の電
圧 × Ｍ ÷ Ｎ また、パルス幅の計測を行うループを実行していないと
き、すなわち、マイクロコンピュータでその他の処理
（Ａ／Ｄ変換後のデジタル信号の読み取りなど）を実行
しているときは、ただのハイインピーダンス信号を出力
してやることにより、制御対象への制御信号の出力がと
だえることがないようにすることができるので、マイク
ロコンピュータからのデジタル出力信号を直接アナログ
信号に変換しても支障はない。

【０１００】請求項７に記載の発明によれば、第１の比
較器を２つ有していて、この一方はランプ電圧測定値を
示す電圧を所望のアナログ信号とし、他方はランプの電
流測定値を示す電圧を所望のアナログ信号としているも
のである請求項１、２、３のいずれかに記載のＡ／Ｄ変
換装置または請求項４または５に記載の制御装置と；こ
のＡ／Ｄ変換装置によりＡ／Ｄ変換された測定電圧値お
よび電流値からランプの消費電力を求め、この求めた消
費電力に基づきランプの消費電力を制御するマイクロコ
ンピュータとを備えていることを特徴とするものである
ので、ランプ電圧、ランプ電流を同時に検出してＡ／Ｄ
変換し、ランプ消費電力を制御用のマイクロコンピュー
タで正確に求めることが、第１の比較器を２つ用意する
だけで可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一実施の形態を示すメタルハライド
ランプの点灯回路の回路図。

【図２】この発明の一実施の形態を示すマイクロコンピ
ュータ電力検出回路の回路図。

【図３】この発明の一実施の形態の作用を示すグラフ
図。

【図４】この発明の一実施の形態の作用を示すグラフ
図。

【図５】従来のメタルハライドランプの点灯回路の回路
図。

【符号の説明】

５ メタルハライドランプ ６ 負荷ランプイグナイタ ７ チョークコイル ８ スイッチングトランジスタ １０ ＰＷＭ制御ＩＣ １１ 電圧検出抵抗 １２ 電流検出抵抗 １３ Ａ／Ｄ変換補助回路 １４ Ｄ／Ａ変換回路 １７ ＣＲ充電回路 ２０ 比較器 ２１ 比較器 ２２ 比較器 ２９ マイクロコンピュータＩＣ ３０ マイクロコンピュータ電力検出回路

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 抵抗とコンデンサとが直列に接続されて
   いるＣＲ充電回路と；このＣＲ充電回路に定電圧を印加
   したときの前記コンデンサの両端電圧と所望のアナログ
   信号とを比較する第１の比較器と；この第１の比較器の
   出力電圧のパルス幅を計測して、その結果をデジタル信
   号に変換して出力するパルス幅カウンタとを備え；前記
   アナログ信号を前記パルス幅カウンタの出力としてデジ
   タル信号に変換するものであることを特徴とするＡ／Ｄ
   変換装置。
2. 【請求項２】 第１の比較器の場合と同一のコンデンサ
   の両端電圧と既知の定電圧とを比較する第２の比較器を
   備え；この第２の比較器の出力電圧に基づきアナログ信
   号から変換されたデジタル信号を校正することを特徴と
   する請求項１に記載のＡ／Ｄ変換装置。
3. 【請求項３】 ＣＲ充電回路の充電側に出力端子が接続
   されていて、ＣＲ充電回路への印加電圧されている電圧
   と所定の基準電圧とを比較して前記出力端子から所定の
   電圧を出力する第３の比較器を備え；この第３の比較器
   の電圧の出力により、ＣＲ充電回路への定電圧の印加中
   はコンデンサを定電流で充電し、定電圧の印加を停止し
   た際にはコンデンサの放電を促進するものであることを
   特徴とする請求項１または２に記載のＡ／Ｄ変換装置。
4. 【請求項４】 アナログ信号から変換されたデジタル信
   号に基づき所望の制御を行うマイクロコンピュータによ
   り、パルス幅の計測および校正のロジックを行うもので
   あることを特徴とする請求項１、２、３のいずれかに記
   載のＡ／Ｄ変換装置。
5. 【請求項５】 請求項４に記載のＡ／Ｄ変換装置を備
   え；マイクロコンピュータにより、パルス幅の計測を行
   うループの中で、このパルス幅に基づいて演算を行い、
   この演算結果に応じたデジタル制御信号を出力するもの
   であることを特徴とする制御装置。
6. 【請求項６】 デジタル信号をアナログ信号に変換する
   ローパスフィルタを備え；マイクロコンピュータによ
   り、パルス幅の計測を行うループの実行回数Ｎのうち、
   Ｍ回はＨレベル信号を、Ｎ−Ｍ回はＬレベル信号を、前
   記ループを実行していないときは所望のハイインピーダ
   ンス信号を前記ローパスフィルタに出力することによ
   り、下式のアナログ制御信号を出力するものであること
   を特徴とする請求項５に記載の制御装置。 アナログ制御信号 ＝ Ｈレベル信号の電圧 × Ｍ
   ÷ Ｎ
7. 【請求項７】 第１の比較器を２つ有していて、この一
   方はランプ電圧測定値を示す電圧を所望のアナログ信号
   とし、他方はランプの電流測定値を示す電圧を所望のア
   ナログ信号としているものである請求項１、２、３のい
   ずれかに記載のＡ／Ｄ変換装置または請求項４または５
   に記載の制御装置と；このＡ／Ｄ変換装置によりＡ／Ｄ
   変換された測定電圧値および電流値からランプの消費電
   力を求め、この求めた消費電力に基づきランプの消費電
   力を制御するマイクロコンピュータとを備えていること
   を特徴とするランプ調光装置。