CN109828192A - 半导体器件和半导体系统 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及半导体器件和半导体系统，目的在于提供可以消除共因故障的复制监控电路的技术。一种半导体器件具有：第一监控电路，监控半导体器件的温度或电压在正常操作范围内；以及第二监控电路，监控第一监控电路的正常操作。第一和第二监控电路基于不同的原理生成温度或电压的信息。

Description

半导体器件和半导体系统
相关申请的交叉参考
2017年11月22日提交的日本专利申请第2017-224143号包括说明书、附图和摘要的公开通过引证引入本文。
技术领域
本公开涉及一种半导体器件，并且可以应用于高可靠性半导体集成电路器件以及使用其的半导体系统。
背景技术
用于汽车和工业的半导体器件要求具有高功能和高可靠性。由于对半导体器件的高功能性的强烈要求，对由半导体器件的发热引起的半导体器件本身以及安装半导体器件的系统的损伤的关注日益增加。例如，在通过临时增加电压在短时间内实现高功能性的DVFS(动态电压频率调节)中，需要关注半导体元件的栅极绝缘膜被高电压损坏。还需要处理伴随更高功能性的半导体器件的温度或电压的增加以及半导体器件作为增加结果而产生的可靠性的降低。
存在高可靠性半导体器件，其具有用于监控器件本身的温度或电压的监控电路。作为温度监控电路和电压监控电路，提出了日本未审查专利申请公开第2005-345426号(专利文献1)、日本未审查专利申请公开第2004-212387号(专利文献2)、WO公开2009/84352(专利文献3)、日本未审查专利申请公开第2011-89950号(专利文献4)、PCT国际申请公开第2013-500602号的日文译文(专利文献5)等。
发明内容
然而，在高可靠性半导体器件中，还需要考虑用于监控器件的温度或电压的监控电路的功能的安全性。具体地，需要确保正确地监控温度或电压功能的监控电路。
本公开的发明人调查以安装监控半导体器件的温度或电压的第一监控电路以及用于监控半导体器件中的第一监控电路的安全性功能的温度或电压的第二监控电路。例如，在简单地复制温度或电压的相同监控电路作为第一和第二监控电路的情况下，发明人注意到存在以下问题。
(1)当复制的监控电路具有在设计时和运输时忽略的功能故障，即使监控电路被复制，也存在不能防止由故障引起的监控不完全的可能性。即，即使简单地复制相同的监控电路，共因故障(common cause failure)是固有的。
(2)由于占用半导体芯片的复制监控电路的面积的增加以及运输之前的复制监控电路的测试负载的增加，存在半导体器件的成本增加的可能性。
本公开的目的在于提供一种复制监控电路的技术，其中可以消除共因故障。
其他问题和新颖特征将从说明书和附图的描述中变得明显。
以下将简要描述本公开的代表概况。
一种半导体器件具有：第一监控电路，监控半导体器件的温度或电压在正常操作范围内；以及第二监控电路，监控第一监控电路的正常操作。第一和第二监控电路基于不同的原则生成温度或电压的信息。
通过该半导体器件，可以提供可消除共因故障的复制监控电路的技术。
附图说明
图1是示出根据实施例的监控单元的配置示例的示图。
图2是示出根据该实施例的第一监控电路和第二监控电路的示图。
图3是示出作为温度监控器的第一监控电路的配置示例的示图。
图4是示出作为电压监控器的第一监控电路的配置示例的示图。
图5是示出作为温度监控器的第一监控电路的电路示例的示图。
图6是图5中的双极晶体管的截面。
图7是示出作为温度监控器的第二监控电路的配置示例的示图。
图8是示出作为电压监控器的第二监控电路的配置示例的示图。
图9是用于解释图7中的第二监控电路的输出值的特性的示图。
图10是示出根据实施例的半导体系统的一般配置的框图。
图11是解释根据该实施例的工艺流程的示图。
图12是解释执行步骤S1和S2的方法的示图。
图13是解释执行步骤S5的方法的示图。
图14是解释芯片上检查电路的操作流程的示图。
图15是解释芯片上检查电路的操作流程的示图。
图16A至图16C是解释第一和第二监控电路是温度监控电路的情况下的校正信息的示图。
图17是解释另一拟合方法的示图。
图18A至图18C是解释第一和第二监控电路是电压监控电路的情况下的校正信息的示图。
图19是解释更新校正信息的标准的示图。
图20A和图20B是示出计算误差Err的方法的示例的示图。
图21A和图21B是解释根据修改例的获取用于第二监控电路的输出值的校正信息的方法的示图。
具体实施方式
下面将参照附图描述实施例和修改例。在以下描述中，相同的参考符号被指定给相同的部件，并且将根据需要不再给出重复描述。存在部件的宽度、厚度、形状等与实际模式相比被示意性示出以使描述清楚的情况。然而，这些是示例而不限制本发明的解释。
实施例
图1是用于解释根据实施例的监控单元的配置示例的示图。监控单元1被配置为半导体器件100中内置的芯片上监控器。监控单元1具有第一监控电路(MON1)11、第二监控电路(MON2)12、芯片上校正电路(CAL)13、非易失性存储器(NVM)14和芯片上检查电路(CHK)15。
第一监控电路11是监控半导体器件100的半导体芯片的温度或电压在正常操作范围内的芯片上监控电路。第一监控电路11的输出信号(第一信息)11o是指示监控结果的输出值(第一信息)。第二监控电路12是被设置为监控第一监控电路11的操作是正常还是异常的芯片上监控电路。
芯片上校正电路13基于第二监控电路12的输出值(第二信息)12a和第一监控电路11的输出值11a(第一信息)生成用于校正/校准第二监控电路12的输出值12b(第三信息)的温度或电压的绝对值的校正信息或校准信息13a。由芯片上校正电路13生成的校准信息13a被存储在非易失性存储器(NVM)14中。存储在非易失性存储器(NVM)14中的校准信息13a被作为校准信息14a传输至第二监控电路12，并且用于第二监控电路12的输出值12a的温度或电压的绝对值的校正或校准。
芯片上检查电路(CHK)15被设置为接收第一监控电路11的输出值11b(第一信息)和第二监控电路12的输出值12b(第三信息)，并且基于第二监控电路12的输出值12b(第三信息)检查第一监控电路11的输出值11b(第一信息)是否正常。芯片上检查电路(CHK)15确保第一监控电路11的正常操作。当确定第一监控电路11执行正常操作时，芯片上检查电路(CHK)15的输出信号15o被设置为表明第一监控电路11执行正常操作的值，例如低电平或高电平。另一方面，当确定第一监控电路11和/或第二监控电路12执行异常操作时，输出值15o被设置为表明第一监控电路11或第二监控电路12异常的值，例如高电平或低电平。
优选地，第一和第二监控电路11和12通过不同的原则生成温度或电压的信息。通过操作，可以防止通过相同监控电路的简单复制所引起的共因故障的固有性。例如，在第一监控电路11是使用带隙电路的温度监控器或温度传感器的情况下，第二监控电路12可以被设置为使用泄漏电流的温度监控器或温度传感器。例如，在第一监控电路11是使用模数转换电路的电压监控器或电压传感器的情况下，第二监控电路12可以被设置为使用具有电压依赖性的环形振荡器的电压监控器或电压传感器。
优选地，在半导体器件100被运输并且安装在半导体系统中之后，执行通过芯片上校正电路13生成校准信息13a。此时获取的校准信息13a被存储在非易失性存储器(NVM)14中，该非易失性存储器(NVM)14在运输半导体器件100之后被安装在半导体系统中。非易失性存储器(NVM)14可以被设置为芯片外(off chip)的非易失性存储电路，其不设置在半导体器件100的内部。非易失性存储器(NVM)14可以被设置为芯片上非易失性存储电路，诸如设置在半导体器件100的内部的闪存。
图2是示出根据该实施例的第一监控电路11和第二监控电路12的示图。在设计半导体器件100时以及在半导体器件100的运输前测试时调整第一监控电路11，使得可以高精度监控温度或电压。具体地，第一监控电路11包括较高精度辅助电路111和绝对值精度获取装置112。通过该配置，第一监控电路11可以高精度地监控半导体器件100的温度或电压。
另一方面，第二监控电路12被配置以基于在半导体器件100的运输之后由半导体器件100获取的校准信息13a输出温度或电压的绝对值。从而，第二监控电路12不是必须具有额外的电路来增加绝对值的精度，诸如用于第一监控电路11的较高精度辅助电路111和绝对值精度获取装置112。因此，第二监控电路12在半导体芯片中占用的面积S2可以小于第一监控电路11在半导体芯片中占用的面积S1。对于第二监控电路12，可以省略与温度或电压的绝对值的校准相关的运输前测试。
这产生了可以低成本地实现监控第一监控电路的正常操作的第二监控电路的效果。
图3是示出作为温度监控器的第一监控电路的配置示例的示图。第一监控电路(MON1a)11具有带隙温度监控器(BGPT_MON)110a，并且带隙温度监控器(BGPT_MON)110a具有较高精度浮置电路(HPACKT)111a和绝对值精度获取电路(AVPCKT)112a。第一监控电路(MON1a)11耦合至作为用于数字电路的第一电源电压的参考电位VDD以及作为用于模拟电路的第二电源电压的参考电位VDDA。第一监控电路(MON1a)11耦合至作为用于数字电路的第一接地电压的参考电位VSS以及作为用于模拟电路的第二接地电压的参考电位VSSA。通过这种配置，第一监控电路(MON1a)11例如可以输出高精度温度信息来作为数字值的输出信号(11o和11b)。
图4是示出作为电压监控器的第一监控电路的配置示例的示图。第一监控电路(MON1b)11具有模数转换电路(ADC)110b、较高精度辅助电路(HPACKT)111b和绝对值精度获取电路(AVPCKT)112b。第一监控电路(MON1b)11耦合至作为用于数字电路的第一电源电压的参考电位VDD以及作为用于模拟电路的第二电源电位的参考电位VDDA。第一监控电路(MON1b)11耦合至作为用于数字电路的第一接地电位的参考电位VSS以及作为用于模拟电路的第二接地电位的参考电位VSSA。
如图所示，模数转换电路(ADC)110b的多个输入端子中的一个输入端子可以经由开关SW耦合至参考电位VDD和模拟信号输入端子(ADCin)中的任何一个。在操作为电压监控器的情况下，模数转换电路(ADC)110b经由开关SW接收参考电位VDD作为输入，并且模数转换参考电位VDD。通过这种配置，第一监控电路(MON1a)11例如可以输出关于参考电位VDD的高精度电压信息作为数字值的输出信号(11o和11b)。
图5是示出作为温度监控器的第一监控电路的配置示例的电路图。图5所示的第一监控电路MON1a是使用带隙的温度监控器的示例。实施例不限于图5的第一监控电路的配置，而是可以采用各种温度监控器。
第一监控电路MON1a包括生成参考电压Vref的参考电位生成电路VBG以及接收参考电位Vref并生成输出电位Vout的输出电路VO。参考电位生成电路VBG包括：作为电流源的三个PMOS晶体管M1、M2和M3、二极管耦合的两个NPN双极晶体管Q1和Q2、运算放大器OP1(如差分放大器)、以及电阻元件R0、R1、R2和R3。电阻元件R1和R2具有相同值(R1＝R2)。输出电路VO包括运算放大器OP2(如，差分放大器)、耦合开关SW和电阻元件R4。
PMOS晶体管M1、M2和M3中的每一个的源极耦合至用于模拟电路的电源电位VCCA，并且PMOS晶体管M1、M2和M3的栅极被共同耦合。PMOS晶体管M1的漏极耦合至NPN双极晶体管Q1的集电极C，并且PMOS晶体管M2的漏极经由电阻元件R0耦合至NPN双极晶体管Q2的集电极C。
NPN双极晶体管Q1的基极B和集电极C被耦合以配置二极管。NPN双极晶体管Q1的发射极E耦合至用于模拟电路的参考电位VSSA。类似地，NPN双极晶体管Q2的基极B和集电极C被耦合以配置二极管。NPN双极晶体管Q2的发射极E耦合至用于模拟电路的参考电位VSSA。PMOS晶体管M1和M2的漏极经由电阻元件R1和R2耦合至参考电位VSSA。参考电位VSSA可以认为是地电位。
运算放大器OP1的反相端子(-)耦合至PMOS晶体管M1的漏极，并且运算放大器OP1的非反相端子(+)耦合至PMOS晶体管M2的漏极。PMOS晶体管M3的漏极经由电阻元件R3耦合至参考电位VSSA。
运算放大器OP2的非反相端子(+)耦合至PMOS晶体管M3的漏极，并且接收参考电位Vref。电阻元件R4通过串联耦合的多个电阻元件来配置，并且耦合开关SW例如通过多个MOS开关元件来配置。多个MOS开关元件的每个源极-漏极路径被设置在运算放大器OP2的反相端子(-)以及多个电阻元件的每个耦合点(k1、k2、…、kn)之间。通过将多个MOS开关元件中的一个设置为ON状态，所选的一个耦合点耦合至运算放大器OP2的反相端子(-)。以这种方式，配置电压跟随器电路。
在图5中，绝对值精度获取装置AVPCKT通过两个NPN双极晶体管Q1和Q2以及电阻元件R0来配置，并且较高精度辅助电路HAPCKT通过耦合开关SW来配置。
在参考电位生成电路VBG中，NPN双极晶体管Q1的发射极E的面积与NPN双极晶体管Q2的发射极E的面积之间的面积比为1:N。在该配置中，与绝对温度成比例的电流流入电阻元件R0。由于运算放大器OP1使得VA和VB的电压为相同电压(VA＝VB)，所以作为流入电阻元件R1和R2的电流，与基极-发射极电压VBE成比例的电流流动。流入PMOS晶体管M1、M2和M3的电流相同(I1＝I2＝I3)。
在热电压VT＝Kt/q(k表示玻尔兹曼常数，q表示元电荷，以及T表示绝对温度)的情况下，当相同的电流(I1和I2)经过二极管耦合的两个NPN双极晶体管Q1和Q2(其发射极面积比为1:N)时，发射极和基极之间的压差△VBE(相对于地电压VSSA的Q1和Q2的发射极和基极之间的压差)变为VT*1n(N)。通过运算放大器OP1的工作，VA和VB相等。因此，电阻元件R0的两端之间的电压变为VT*1n(N)。
以这种方式，绝对值精度获取装置AVPCK生成VT＝Kt/q，即，电压VT*1n(N)与温度成比例。通过使用对温度T具有正依赖性的电压与具有负依赖性的发射极-基极电压VBE的加法，调节N等的值，使得输出电压不具有温度依赖性。通过类似方法，其可以被配置为不具有任意温度依赖性。
接下来，将描述图5中的较高精度辅助装置HAPCKT。较高精度辅助装置HAPCKT的选择开关SW指定电阻元件R4的电阻划分位置，并且设置运算放大器OP2的参考电压。例如，当选择开关SW指定k1*Vout(k1<1)的位置中的电压时，运算放大器OP2进行操作，使得满足Vref＝k1*Vout。即，当Vout＝Vref/k1且Vref＝k2*T(T表示绝对温度)时，Vout＝(k2/k1)*Vref。即，通过选择开关SW调整k1，校正随工艺变化的k2，以使得Vout的温度系数恒定。可以通过用于每个芯片的运输前测试来指定选择开关SW的位置。
如上所述，由于通过多个MOS开关元件来配置较高精度辅助电路(HAPCKT)，所以其面积相对较大。
接下来，将描述由绝对值精度获取装置(AVPCKT)采用的NPN双极晶体管Q1和Q2的配置。
图6是图5中的双极晶体管的截面。其是作为绝对值精度获取装置(AVPCKT)的部件的双极晶体管Q1或Q2的概念截面。双极晶体管Q1和Q2形成在由单晶硅制成的半导体芯片或半导体衬底上，作为由CMOS工艺形成的NPN双极晶体管。NPN双极晶体管Q1或Q2具有作为集电极区域(C)的深N型层60、作为形成在N型层60中的基极区域(B)的P型层61、以及作为形成在P型层61中的发射极区域(E)的N型层62。在集电极区域60中的半导体芯片的表面侧上，设置用于以低电阻率耦合集电极电极和集电极区域60的具有高杂质密度的N型层C(n+)。类似地，基极区域61设置有用于以低电阻率耦合基极电极和基极区域61的具有高杂质密度的P型层B(p+)。发射极区域62设置有用于以低电阻率耦合发射极电极和发射极区域62的具有高杂质密度的N型层C(n+)。参考标号63表示用作元件隔离或层隔离的绝缘膜，诸如氧化硅膜(SiO2)。
如上所述，双极晶体管Q1或Q2的平面面积变得大于由深N型层60和P型层61形成的一般MOS晶体管的平面面积。此外，如参照图5所描述的，双极晶体管Q2的发射极面积是双极晶体管Q1的发射极面积的N倍(例如，十倍)，使得双极晶体管Q2的平面的尺寸或面积大于双极晶体管Q1的平面的尺寸或面积。因此，绝对值精度获取装置AVPCK的一般面积变得相对较大。
图7是示出作为温度监控器的第二监控电路的配置示例的示图。通过环形振荡器RO1来配置作为温度监控器的第二监控电路MON2T。在环形振荡器RO1中，实现与PMOS晶体管OP21的泄漏电流成比例的振荡频率Fout。因此，振荡频率Fout与温度的倒数的指数成比例。环形振荡器RO1的振荡频率Fout通过计数器电路121来计数，并且计数器电路121的计数值被保持在累积电路122的寄存器中。
环形振荡器RO1具有延迟电路DL、稳定电路ST和反相器延迟级INV20。延迟电路DL具有PMOS晶体管QP21以及NMOS晶体管QN21和QN22。稳定电路ST具有生成参考电压(Vref)的NMOS晶体管QN23和QN24以及比较器CMP。反相器延迟级INV20具有反相器INV21、INV22、INV23和INV24。
下面将描述操作。当复位信号“reset”变为高电平时，节点N21被复位为低电平。Vref处于高电平(Vd)和低电平(Vs)之间的中间电位，并且比较器(差分放大器)CMP的输出的节点N22变为低电平。因此，节点N23变为低电平，并且在信号“reset”返回到低电平之后，节点N21进入低电平的浮置状态。当NMOS晶体管QN21和QN22的阈值电压绝对值被设置为大于PMOS晶体管QP21的阈值电压绝对值时，PMOS晶体管QP21的泄漏电流是占优势的，并且节点N21的电位从低电平逐渐朝着高电平增加。PMOS晶体管QP21是泄漏型上拉元件。当节点N21的电位变为Vref或更大时，AMP比较器CMP的输出的节点N22从低电平变为高电平，并且在反相器延迟级INV20(四级中的反相器INV21至INV24)的延迟之后，节点N23变为高电平。因此，节点N21返回到低电平。通过重复上述操作，执行振荡。
节点N21变为低电平、偏移到高电平并且再次变为低电平的时间几乎等于节点N21的电位通过PMOS晶体管QP21的泄漏电流从低电平增加到Vref的时间(t1)与由于反相器延迟级INV20的延迟而再次使节点N22变为高电平且节点N21变为低电平的时间(t2)的总和。此外，由于t1>>t2，所以振荡频率Fout几乎与PMOS晶体管QP21的泄漏电流成比例。由于泄漏电流取决于温度的倒数的指数(exp(-1/T))，所以可以实现具有较大温度依赖性的环形振荡器。
如图7所示，通过不是正常逻辑电路的比较器CMP接收节点N21，得到稳定振荡操作的效果。具体地，由于节点N21从低电平变为高电平非常平缓，所以当通过逻辑电路接收输出时，存在大约逻辑阈值的改变被传播而没有被完全放大并且稳定为大约逻辑阈值而没有被完全放大的情况。由于比较器CMP的输出从低电平变为输入阈值左右的高电平，所以得到在全幅度处稳定振荡的环状振荡器。抗噪声反馈元件ANF被插入在反相器INV22的输出和输入之间。抗噪声反馈元件ANF是通过PMOS晶体管QP22和QP23以及NMOS晶体管QN25和QN26配置的反相器。
图8是示出作为电压监控器的第二监控电路的配置示例的示图。作为电压监控器的第二监控电路MON2V具有环形振荡器RO2、控制环形振荡器RO2的电流源PMOS晶体管AP和NMOS晶体管AN的电流源控制电路C2、以及用于调节温度依赖性的恒定电压生成电路C1。环形振荡器RO2的振荡频率Fout通过图7中的计数器电路121来计数，并且计数器电路121的计数值被保持在累积电路122的寄存器中。
当通过电流源驱动的六个反相器INV1至INV6以及一个NAND门NA的环路将施加于NAND门NA的一个输入端子的信号(使能信号)设置为高电平时，环形振荡器RO2振荡。由电流源驱动的反相器INV1至INV6中的每一个都具有电流源PMOS晶体管AP、电流源NMOS晶体管AN、PMOS晶体管MP和NMOS晶体管MN。电流源PMOS晶体管AP的源极耦合至提供有电源电位(Vd)的电源线，并且电流源NMOS晶体管AN的源极耦合至提供有参考电位(Vs)的参考线。当Vs＝0V时，电源线和参考线之间的电位差(电压)为Vd。以下，在描述电压的情况下，其是相对于参考线的电位的电位差(Vs＝0V)。在电流源驱动的反相器INV1至INV6中将下一级从低电平驱动到高电平的情况下，信号偏移时间被确定为也与电流源PMOS晶体管AP的驱动电流成比例。在将下一级从高电平驱动为低电平的情况下，信号转化时间被确定为几乎与电流源NMOS晶体管AN的驱动电流成比例。被电流源PMOS晶体管AP和电流源NMOS晶体管AN夹置且栅极共用的PMOS晶体管MP和NMOS晶体管MN用作开关，其根据振荡转换状态选择电流源PMOS晶体管AP或电流源NMOS晶体管AN。电流源PMOS晶体管AP的栅极电压(Vp)和电流源NMOS晶体管AN的栅极电压(Vn)通过电流源控制电路C2来控制，使得输出Fout的振荡频率具有电压依赖性。
具有温度依赖性的恒定电压生成电路C1具有：PMOS晶体管QP1a和QP1b，具有耦合至提供有电源电位(Vd)的电源线的源极，并且具有二极管耦合方式；以及NMOS晶体管QN1，耦合在PMOS晶体管QP1b的漏极与提供有参考电位(Vs)的参考线之间。恒定电压生成电路C1还具有：NMOS晶体管QN2a和QN2b，具有耦合至提供有参考电位(Vs)的参考线的源极，并且具有二极管耦合方式；以及NMOS晶体管QN2，耦合在NMOS晶体管QN2b的漏极与提供有电源电位(Vd)的电源线之间。
NMOS晶体管QN1是具有长沟道、具有提供有电位(Vmn)的栅极的晶体管，并且是有效电阻的部件。PMOS晶体管QP2是具有长沟道、具有提供有电位(Vmp)的栅极的晶体管，并且是有效电阻的部件。电压生成电路C1的节点N11耦合至电流源控制电路C2中的PMOS晶体管QP12的栅极，并且提供栅极电压(VSmid)。电压生成电路C1中的节点N12耦合至电流源控制电路C2中的NMOS晶体管QN11，并且提供栅极电压(VDmid)。
电流源控制电路C2是用于强调电压依赖性的电路，并且具有：PMOS晶体管QP11，具有耦合至提供有电源电位(Vd)的电源线的源极，并且具有二极管耦合方式；以及NMOS晶体管QN11，耦合在PMOS晶体管QP11的漏极(节点N1)与提供有参考电位(Vs)的参考线之间，并且通过其栅极接收栅极电压(VDmid)。电压生成电路C2还具有：NMOS晶体管QN12，具有耦合至提供有参考电位(Vs)的参考线的源极，并且具有二极管耦合方式；以及PMOS晶体管QP12，耦合在NMOS晶体管QN12的漏极(节点N2)与提供有电源电位(Vd)的电源线之间，并且通过其栅极接收栅极电压(VSmid)。节点N1向环形振荡器RO2中的电流源NMOS晶体管AN的栅极提供栅极电压(Vn)。节点N2向环形振荡器RO2中的电流源PMOS晶体管AP的栅极提供栅极电压(Vp)。
电流源控制电路C2的输出电压Vn具有通过将电源电压(Vd)偏移到与PMOS晶体管QP11中的二极管的正向电压(VBE)相对应的低电平而得到的值。当电压Vn被给出为电流源NMOS晶体管AN的栅极电压时，在电源电压例如从0.8V变为1.2V时，Vn变为0.2V至0.5V(电源电压的一半或更少)，使得强调电流的电压依赖性。原因在于电流的电压依赖性在栅极电压较低的区域中增加。电流源控制电路C2和电流源PMOS晶体管AP之间的关系类似。电流源控制电路C2的输出电压Vp变为通过将参考电压(Vs)偏移为与NMOS晶体管QN12中的二极管的VBE相对应的高电压而得到的值。当电压Vp(电源电压的1/2或更大)被给出为电流源PMOS晶体管AP的栅极电压时，强调电流的电压依赖性。原因在于电流的电压依赖性在栅极电压较高的区域中增加。即，环形振荡器RO2可以被认为是具有电压依赖性的环形振荡器或者用于强调电压依赖性的电流源控制的环形振荡器。
电压生成电路C1的输出电压(VSmid)和输出电压(VDmid)具有温度依赖性。VSmid和VDmid的调制改变长沟道的PMOS晶体管QP12和NMOS晶体管QN11的有效电阻值，因此，将电源电压的转换程度变为低电压。通过电压生成电路C1调整输出电压VSmid和VDmid的温度依赖性，其可以被调整以使环形振荡器RO2的振荡频率不显示出温度依赖性，并且环形振荡器RO2的振荡频率的电压依赖性可以被调整为期望状态。即，由电压生成电路C1生成的栅极电压VSmid和VDmid进行调整，使得环形振荡器RO2的振荡频率不显示出温度依赖性，并且由电流源控制电路C2生成的栅极电压Vp和Vn依赖于温度。
图9是用于解释图7中的第二监控电路MON2T的输出值的特性的示图。如图9所示，第二监控电路MON2T的预定温度和电压处的输出值取决于半导体器件100的工艺完成。具体地，在泄漏电流较小且阈值较高的半导体芯片中，输出值较小。另一方面，在泄漏电流较大且阈值较低的半导体芯片中，输出值较大。图8所示的第二监控电路MON2V的输出值的特性类似于图9中的输出值的特性。然而，第二监控电路MON2T和MON2V的电路配置本身是简单的，并且可以在小面积中实现。根据图7和图8所示的配置示例，可以在小面积中实现监控第一监控电路的第二监控电路，因此，具有可以低成本地实现高可靠性半导体器件100的效果。
图10是示出根据实施例的半导体系统的一般配置的框图。半导体系统SYS具有半导体器件100和芯片外非易失性存储电路14。通过图10所示的配置，图1中的监控单元1可以被设置用于半导体系统SYS。
半导体器件100设置有数字电路单元(DCKT)101、模拟电路单元(ACKT)102、作为半导体器件100的输入/输出电路的输入/输出电路单元(I/OCKT)103以及非易失性存储器件(MEM)104的框，此外还设置有第一监控电路(MON1)11、包括第一监控电路11的芯片上校正电路(CAL)13、第二监控电路(MON2)12和芯片上检查电路(CHK)15。半导体器件100中的电路(11、12、13、15和101-103)经由总线105互耦。例如，数字电路单元(DCKT)101包括中央处理单元CPU和数字信号处理器DSP。例如，模拟电路单元(ACKT)102包括模数转换电路(ADC)。例如，易失性存储器件(MEM)104包括用作数据处理设备(诸如中央处理单元CPU和数字信号处理器DSP)的临时数据存储区域的静态随机存取存储器(SRAM)。
半导体器件100中的每一个电路(11、12、13、15和101-103)被配置为接收电源电位VDD和参考电位VSS。模拟电路单元102和第一监控电路11被配置为接收用于模拟电路的电源电位VCCA和用于模拟电路的参考电位VSSA。输入/输出电路单元103被配置为接收用于输入/输出电路的电源电位VCCQ。
芯片外非易失性存储电路(NVM)14经由输入/输出(I/O)电路单元103耦合至半导体器件100。芯片外非易失性存储电路14通过诸如闪存的非易失性存储器件来配置。
图11是解释根据该实施例的工艺流程的示图。
在半导体器件100上，在运输之前，执行正常质量保证测试(步骤S1)。根据需要，执行第一监控电路(MON1)的绝对值的修剪(步骤S2)。当通过第一监控电路(MON1)中的绝对值精度获取电路(AVPCKT)112得到足够的绝对值精度时，步骤S2中的修剪是不需要的。
在运输之后，半导体器件100与芯片外非易失性存储电路(NVM)14一起安装在半导体系统SYS中。随后，确定是否执行第二监控电路(MON2)12的绝对值的校正(步骤S4)。当在步骤S4中执行第二监控电路(MON2)12的绝对值的校正时(是)，处理进行到步骤S5。由于在步骤S5中通过使用第一监控电路(MON1)的输出值11a来执行第二监控电路(MON2)12的绝对值的校正，所以得到用于校正的校正信息13a(步骤S51)，并且所得到的校正信息13a被写入芯片外非易失性存储电路(NVM)14中(步骤S52)。
当在步骤S4中不执行第二监控电路(MON2)12的绝对值的校正时(否)，在步骤S5的执行之后，并行地执行以下三个操作。
(1)半导体器件100的正常操作(步骤S6)
(2)通过第二监控电路(MON2)12检查第一监控电路(MON1)11的正常操作(步骤S7和S9)
(3)通过第一监控电路(MON1)11监控半导体器件100的温度或电压(步骤S8和S10)
通过芯片上检查电路(CHK)15来执行操作(2)，并且操作的频率可以较低。例如，可以在半导体器件100的复位之后执行一次。
当在操作(2)或(3)中检测到异常时(步骤S9或S10中为否)，执行预定处理，诸如异常发生向外部的通知15o。在步骤S9或S10中为是的情况下，处理前进到步骤S7或S8。
图12是解释执行步骤S1和S2的方法的示图。图13是解释执行步骤S5的方法的示图。如图12所示，在半导体器件100的运输前测试时，通过使用测试器TST来执行第一监控电路(MON1)11的输出值的绝对值的高精度修剪。如图13所示，在半导体器件100的市场实际使用时，用于校正第二监控电路(MON2)12的输出值的绝对值的校准信息13a通过包括第一监控电路(MON1)11的芯片上校正电路(CAL)13来得到，并且校正信息13a被写入在运输之后安装在半导体系统SYS中的芯片外非易失性存储电路(NVM)14中。
图14是解释芯片上检查电路的操作流程的示图。这是在使用图3中的第一监控电路MON1a和图7中的第二监控电路MON2T的情况下的芯片上检查电路15的检查或确定流程。在步骤S21中，芯片上检查电路15通过第二监控电路MON2T得到温度T2。温度T2是通过使用存储在芯片外非易失性存储电路(NVM)14中的校正信息13a将第二监控电路MON2T的输出值校正为温度进而得到的值。随后，芯片上检查电路15在从执行步骤S21开始的预定时间(例如，一秒)内通过第一监控电路MON1a得到温度T1(步骤S22)。在步骤S22之后，芯片上检查电路15执行步骤S23。在步骤S23中，根据以下等式来确定在步骤S21或S22中得到的温度T1或T2是否在预定温度范围内。
-ErrT<((T2/T1)-1)<ErrT
其中，-ErrT是表示预定温度的范围的下限值的值。ErrT是表示预定温度的范围的上限值的值。
当步骤S23中温度T1和T2在预定温度范围内时(是)，确定第一和第二监控电路MON1a和MON2T均执行正常操作。另一方面，当温度T1或T2在步骤S23中位于预定温度范围外时(否)，确定第一监控电路MON1a或第二监控电路MON2T异常。
可以通过由CPU等组成的专用电路或软件来配置步骤S21至S25。
图15是解释芯片上检查电路的操作流程的示图。这是在使用图4中的第一监控电路MON1b和图8中的第二监控电路MON2V的情况下的芯片上检查电路15的检查或确定流程。在步骤S31中，芯片上检查电路15通过第二监控电路MON2V得到电压V2。电压V2是通过使用存储在芯片外非易失性存储电路(NVM)14中的校正信息13a将第二监控电路MON2V的输出值校正为一电压进而得到的值。随后，芯片上检查电路15在从执行步骤S31开始的预定时间内(例如，一秒)通过第一监控电路MON1b得到电压V1(步骤S32)。在步骤S32之后，芯片上检查电路15执行步骤S33。在步骤S33中，根据以下等式来确定步骤S31和S32中得到的电压V1和V2是否在预定电压范围内。
-ErrV<((V2/V1)-1)<ErrV
其中，-ErrV是表示预定电压的范围的下限值的值。ErrV是表示预定电压的范围的上限值的值。
当在步骤S33中电压V1和V2在预定电压范围内时(是)，确定第一和第二监控电路MON1b和MON2V均执行正常操作。另一方面，当在步骤S33中电压V1或V2在预定电压范围外时(否)，确定第一监控电路MON1B或第二监控电路MON2V异常。
可以通过由CPU等制成的专用电路或软件来配置步骤S31至S35。
图16A至图16C是解释第一和第二监控电路是温度监控电路的情况下的校正信息的示图。例如，图7中的第二监控电路MON2T的输出值Fout，即环形振荡器的振荡频率根据以下等式1.
Fout＝C1*exp(-Ea/kT) (等式1)
其中Ea表示温度依赖系数，k表示玻尔兹曼常数，以及T表示绝对温度。C1表示根据每个半导体芯片的工艺完成而变化的常数。Ea表示几乎恒定的值而与半导体芯片无关。在图16A、图16B和图16C的示图中，水平轴表示由第一监控电路MON1a得到的温度的倒数1/kT，并且垂直轴表示第二监控电路MON2T的输出值Fout的对数(log(Fout))。区域R表示除了第二监控电路MON2T的操作保证范围的低温区域。
图16A表示第二监控电路MON2T的绝对值的校正信息13a的第一次获取的情况。即，使用通过第一监控电路MON1a得到的温度的倒数1/kT作为水平轴以及使用第二监控电路MON2T的输出值Fout的对数作为垂直轴来绘制测量点1。通过拟合等式1以穿过测量点1，得到C1。线L1指示穿过测量点1的线，具有在半导体器件100的运输时假设的第二监控电路MON2T的温度依赖性exp(-Ea/kT)的倾斜度。
图16B表示第二监控电路MON2T的绝对值的校正信息13a的第二次获取的情况。类似于图16A，使用通过第一监控电路MON1a得到的温度的倒数1/kT作为水平轴以及使用第二监控电路MON2T的输出值Fout的对数作为垂直轴来绘制测量点2。通过拟合等式1使得误差相对于得到的测量点1和增加的测量点2变得最小，从而得到新的C1。即，得到其中测量点1和2之间的误差变得最小的线L2，具有在半导体器件100的运输时假设的第二监控电路MON2T的温度依赖性exp(-Ea/kT)的倾斜度。从而，得到高于图16A的精度C1。
类似地，如图16C所示，在获取第二监控电路MON2T的绝对值的校正信息的第N次执行时间时，通过拟合等式1使得误差相对于所得到的N个点最小，可以得到更高精度的C1。即，得到在半导体器件100运输时假设的第二监控电路MON2T的温度依赖性exp(-Ea/kT)的倾斜度下的相对于测量点1、2、…N具有最小误差的线Ln。通过操作，得到精度高于图16B的C1。
通过如上所述得到精度C1，可以从第二监控电路MON2T的输出值(Fout)相对精确地得到该时间点处的半导体器件100的温度(T2)。因此，通过使用参照图14描述的芯片上检查电路15的操作流程，可以通过使用第二监控电路MON2来监控第一监控电路MON1的操作。
图17是解释另一拟合方法的示图。水平轴和垂直轴类似于图16至图16C所示。在图16A至图16C中，描述了精确得到C1的方法。在图17中，执行等式1的拟合，使得在第N次执行获取第二监控电路MON2T的绝对值的校正信息时不仅使用C1而且还使用温度依赖因子Ea作为拟合变量，误差相对于N个点变得最小。即，得到线Ln，其中误差从测量点1到测量点N变得最小。通过该操作，可以得到相对于第二监控电路MON2T的输出值(Fout)更加精确的校正信息13a。
图18A至图18C是解释第一和第二监控电路是电压监控电路的情况下的校正信息的示图。例如，图8所示第二监控电路MON2V的输出值Fout，即环形振荡器的振荡频率根据以下等式2。
Fout＝D1*V^n 等式(2)
其中D1表示根据半导体芯片的工艺完成改变的常数。V表示电压，以及V^n表示V的n次方。
如参照图16A至图16C所描述的，由于通过拟合得到等式1中的C1，可以通过拟合得到等式2中的D1。图18A、图18B和图18C中的每一个的水平轴都表示通过第一监控电路MON1b得到的电压V的对数，并且纵轴表示第二监控电路MON2V的输出值Fout的对数(log(Fout))。
图18A表示第二监控电路MON2T的绝对值的校正信息13a的第一次获取的情况。即，将通过第一监控电路MON1b得到的电压V的对数用作水平轴并且将第二监控电路MON2V的输出值Fout的对数用作垂直轴来绘制测量点1。通过拟合等式2以穿过测量点1，得到D1。线L1v指示穿过测量点1的线，其具有在半导体器件100的运输时假设的第二监控电路MON2V的电压依赖性V^n的倾斜度。
图18B表示第二监控电路MON2V的绝对值的校正信息13a的第二次获取的情况。类似于图18A，将通过第一监控电路MON1b得到的电压V的对数用作水平轴并且将第二监控电路MON2V的输出值Fout的对数用作垂直轴来绘制测量点2。通过拟合等式2，使得误差相对于所得到的测量点1和2的两个点变得最小，从而得到新的D1。即，得到误差相对于测量点1和2变得最小的线L2v，其具有在半导体器件100的运输时假设的第二监控电路MON2V的电压依赖性V^n的倾斜度。从而，得到比图18A高的精度的D1。
类似地，如图18C所示，在第N次执行获取第二监控电路MON2V的绝对值的校正信息时，通过拟合等式2以使误差相对于所得到的N个点变得最小，可以得到更高精度的D1。即，得到相对于测量点1、2、…N具有最小误差的线Lnv，其具有在半导体器件100的运输时假设的第二监控电路MON2V的电压依赖性V^n的倾斜度。通过该操作，得到精度高于图18B的D1。
通过如上所述得到精度D1，可以从第二监控电路MON2V的输出值(Fout)相对精确地得到该时间点处半导体器件100的电压(V2)。因此，通过使用参照图15描述的芯片上检查电路15的操作流程，可以通过使用第二监控电路MON2监控第一监控电路MON1的操作。
图19是解释更新校正信息的标准的示图。图19示出了基于误差Err的标准，具有通过图16或图18描述的方法确定的等式1或2得到的测量点以及用于校正第二监控电路MON2的绝对值的第一监控电路MON1的温度测量或电压测量和新执行的第二监控电路MON2的输出值的测量。在图19中，垂直轴表示新测量点与直到前一次的近似线的误差Err的值，以及水平轴指示测量次数。
例如，可以通过标准CrA和CrB来确定新测量点与直到前一次的近似线的误差Err的值。当误差Err的绝对值小于标准CrA时，例如当测量次数为N-2、N-1或N时，在图16或图18中得到的近似线等式1或2的更新并未被更新。这产生了等式没有被不必要地更新的效果。
另一方面，当误差Err的绝对值大于标准CrB时，例如当测量次数为N+1时，抑制了第一或第二监控电路MON1或MON2的故障。优选在近似线变得基本稳定之后执行确定。例如，在近似线等式1或2没有被更新预定次数之后，使标准B有效。这产生了可以量化地确定第一或第二监控电路MON1或MON2中的故障的效果。
图20A和图20B是示出计算误差Err的方法的示例的示图。图20A和图20B示出了例如在第一和第二监控电路是参照图16A至图16C描述的温度监控电路的情况下计算误差Err的方法。在图20A和图20B中，类似于图16A至图16C，水平轴表示通过第一监控电路MON1a得到的温度T的倒数1/kT，并且垂直轴表示第二监控电路MON2T的输出值Fout的对数(log(Fout))。
图20A示出了第N次的测量点N处的误差Err小于直到第N-1次的近似线Ln-1的情况。在这种情况下，测量点N几乎在近似线Ln-1上匹配，并且误差Err几乎为零。另一方面，图20B示出了误差Err较大的情况。在这种情况下，第二监控电路MON2T的输出值的第N次的测量点N仅通过误差Err的距离与直到第N-1次的近似线Ln-1隔开。即，误差Err被确定为测量带内N与直到第N-1次的近似线Ln-1之间的分隔距离。
如上所述，具有通过校正信息13a精度增加到可以在半导体器件100和半导体系统SYS的运输之后在半导体器件100和半导体系统SYS中执行温度或电压的第二监控电路MON2的输出值的效果。因此，不需要校正半导体器件100的运输前测试时的第二监控电路MON2的输出值的绝对值，使得可以减少用于第二监控电路MON2的输出值的绝对值的校正的测试成本。此外，可以定量地执行第一监控电路MON1或第二监控电路MON2的故障的确定。
修改例
图21A和图21B是解释根据修改例的获取用于第二监控电路的输出值的校正信息的方法的示图。图7所示的第二监控电路MON2T是使用PMOS晶体管QP2的泄漏电流的温度依赖性的温度监控器。存在不能在第二监控电路MON2T的输出值中得到低温的区域(参照图16中的区域R)中的精度的问题。
图21A示出了在垂直轴上设置泄漏电流(Ileak)且在水平轴上设置温度T的倒数1/kT的PMOS晶体管QP2的泄漏电流(IL(GP21))的特性。在图21A中，T(Low)表示低温，T(High)表示高温，并且Ra表示适于温度监控器的区域。
如图21A所示，第二监控电路MON2T使用具有较大温度依赖性的亚阈值电流Isub，但是PMOS晶体管QP2的泄漏电流IL(Qp21)具有几乎不依赖于温度的偏移电流Iof。例如，偏移电流Iof是栅极电流、结电流等。因此，在低温区域中(<温度Tcrit)，温度和泄漏电流之间的关系与exp(-Ea/kT)无关，并且不能得到精度。温度Tcrit可以是亚阈值电流Isub主导或预定温度的决定性温度(临界温度)。
在修改例中，如图21B所示，在半导体器件100的活动率(AC)相对较高的状态下校正第二监控电路MON2T的绝对值。在图21B中，垂直轴表示半导体器件100的内部温度(Ta)，水平轴表示与半导体器件100的活动率(AC)相关的操作功率P(半导体器件的预定操作中的所有功率，包括泄漏功率)，以及线L100表示半导体器件100的内部温度(Ta)与操作功率P之间的关系。如线L100所示，与半导体器件100的活动率(AC)相关的操作功率P与从半导体器件100的内部温度中的从环境温度(Tc)的增加量具有正相关关系。从而，优选在活动率(AC)高于温度Tcrit的状态(ACH)下得到第二监控电路MON2T的绝对值的校正信息13a。可以通过第一监控电路MON1a来检查高于温度Tcrit的状态。
根据该实施例，由于可以正确地得到第二监控电路MON2的绝对值的校正信息，所以具有可以得到高精度的第二监控电路MON2的效果。
第二监控电路的另一使用示例
第二监控电路还可以被用作监控半导体器件100中的摩擦故障的累积应力监控电路。例如，在图7所示的第二监控电路MON2T中，生成与PMOS晶体管QP21成比例的振荡频率Fout。PMOS晶体管QP21的泄漏电流与温度的倒数的指数(exp(-Ea0/kT))成比例(Fout∝exp(-Ea0/kT))。Ea0表示泄漏电流特有的系数。当Ea是摩擦故障因子特有的系数时，振荡频率Fout具有以下关系。
(第二监控电路MON2T的振荡频率Fout)q∝exp(-Ea0/kT)
其中，Ea＝q*Ea0。
即，通过对第二监控电路MON2T的振荡频率Fout进行计数，可以预测半导体器件100的摩擦故障。
如上所述，第二监控电路MON2还可以被用作累积应力监控电路，其确定第一监控电路MON1的正常操作并且监控半导体器件100的摩擦故障。在第二监控电路MON2的半导体芯片中占用的面积不会变为开销。
此外，不仅可以执行使用第一监控电路MON1和第二监控电路MON2的半导体器件100的短期操作保证，而且可以执行将第二监控电路MON2用作监控半导体器件100的摩擦故障的累积应力监控电路的半导体器件100的长期操作保证。
根据该实施例，可以得到以下一种或多种效果。
(1)第一监控电路MON1和第二监控电路MON2基于不同的原理生成温度或电压的信息。从而，还在任何监控电路具有在设计半导体器件100时以及在半导体器件100的运输时忽略的功能问题的情况下，可以将有时异常的发生通知给用户。
(2)通过效果(1)，可以提供高度可靠的半导体器件或者高度可靠的半导体系统。
(3)由于在设计时和运输前测试时调整第一监控电路使得可以高精度监控温度或电压，所以可以高精度地执行半导体器件本身的温度或电压的监控，因此，得到高度可靠的半导体器件以及使用其的半导体系统。
(4)第二监控电路的输出值(12b)被配置为基于在半导体器件100的运输之后通过半导体器件100本身得到的校正或校准信息(13a、14a)来输出温度或电压的绝对值。从而，可以通过省略与增加绝对值的精度相关的额外电路来减小面积，并且可以省略与绝对值的校准相关的运输前测试。
(5)通过效果(4)，产生了可以低成本地实现监控第一监控电路的正常操作的第二监控电路的效果。
(6)此外在半导体器件100不具有芯片上非易失性存储电路的情况下，可以使用为半导体系统设置的芯片外非易失性存储电路14。因此，由于可以基于存储在芯片外非易失性存储电路14中的校正或校准信息(13a、14a)执行第二监控电路的输出值的绝对值的校准，所以存在可以增加第二监控电路的精度的效果。
(7)由于第二监控电路MON2还可以被用作确定第一监控电路MON1的正常操作并监控半导体器件100的摩擦故障的累积应力监控电路，所以第二监控电路MON2的半导体芯片中占用的面积不会变为开销。
(8)不仅可以执行使用第一监控电路MON1和第二监控电路MON2的半导体器件100的短期操作保证，而且可以执行将第二监控电路MON2用作监控半导体器件100的摩擦故障的累积应力监控电路的半导体器件100的长期操作保证。
(9)通过效果(8)，可以提供更加可靠的半导体器件或者更加可靠的半导体系统。
尽管上面已经基于实施例具体描述了由发明人实现的本发明，但明显地，本发明不限于上述实施例和示例，而是可以进行各种改变。

Claims (13)

1.一种半导体器件，包括：
第一监控电路，监控所述半导体器件的温度或电压在正常操作范围内；以及
第二监控电路，监控所述第一监控电路的正常操作，
其中所述第一监控电路和所述第二监控电路基于不同的原理生成温度或电压的信息。
2.根据权利要求1所述的半导体器件，
其中所述第一监控电路是使用带隙的温度传感器，并且
其中所述第二监控电路是使用泄漏电流的温度传感器。
3.根据权利要求1所述的半导体器件，
其中所述第一监控电路是使用模数转换电路的电压传感器，并且
其中所述第二监控电路是使用具有电压依赖性的环形振荡器的电压传感器。
4.根据权利要求1所述的半导体器件，其中由所述第二监控电路生成的信息通过基于从所述第一监控电路生成的信息的校正信息而被校正为温度或电压的信息。
5.根据权利要求4所述的半导体器件，还包括存储所述校正信息的非易失性存储器件。
6.根据权利要求1所述的半导体器件，其中所述第一监控电路具有的面积大于所述第二监控电路的面积。
7.根据权利要求1所述的半导体器件，其中由所述第二监控电路生成的信息被用于监控所述半导体器件的摩擦故障。
8.一种半导体系统，包括：
半导体器件；以及
非易失性存储器件，
其中所述半导体器件包括：
第一监控电路，根据所述半导体器件的温度或电压生成第一信息；
第二监控电路；
校正电路，根据所述第一信息生成用于将由所述第二监控电路生成的第二信息校正为根据所述半导体器件的温度或电压的第三信息的校正信息，并且将所述校正信息存储在所述非易失性存储器件中；以及
检查电路，基于所述第一监控电路的所述第一信息和所述第三信息监控所述第一监控电路的正常操作，并且
其中所述第一监控电路和所述第二监控电路基于不同的原理生成所述第一信息和所述第二信息。
9.根据权利要求8所述的半导体系统，
其中所述第一监控电路是使用带隙的温度传感器，并且
其中所述第二监控电路是使用泄漏电流的温度传感器。
10.根据权利要求8所述的半导体系统，
其中所述第一监控电路是使用模数转换电路的电压传感器，并且其中所述第二监控电路是使用具有电压依赖性的环形振荡器的电压传感器。
11.根据权利要求8所述的半导体系统，其中所述第一监控电路的面积大于所述第二监控电路的面积。
12.根据权利要求8所述的半导体系统，其中在所述半导体器件被安装在所述半导体系统中之后，所述第三信息被存储在所述非易失性存储器件中。
13.根据权利要求8所述的半导体系统，其中所述第二信息被用于监控所述半导体器件的摩擦故障。
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