CN109804543A - 电力变换装置、马达驱动控制装置、送风机、压缩机以及空气调节机 - Google Patents

电力变换装置、马达驱动控制装置、送风机、压缩机以及空气调节机 Download PDF

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Abstract

电力变换装置(100‑1)具备：整流部(2)，对从交流电源(1)输出的交流电压进行整流；升压电路(30)，对整流部(2)的输出电压进行升压；控制部(9)，使升压电路(30)进行同步整流；以及平滑电容器(5)，使升压电路(30)的输出电压平滑。将具有与整流部(2)连接的电抗器和串联地连接的上支路开关元件及下支路开关元件的斩波电路并联地连接多个而构成升压电路(30)，在上支路开关元件中流过逆电流时，控制部(9)生成使上支路开关元件导通的驱动脉冲。

Description

电力变换装置、马达驱动控制装置、送风机、压缩机以及空气 调节机
技术领域
本发明涉及交织型的电力变换装置、马达驱动控制装置、送风机、压缩机以及空气调节机。
背景技术
专利文献1公开的功率因数改善电路为了实现电源装置的小型化以及高效化而具备：输入交流电压的一对的第1输入端子以及第2输入端子、输出直流电压的一对的第1输出端子以及第2输出端子、在第2输入端子与第1输出端子之间并联地连接的第1开关元件以及第1二极管、和在第2输入端子与第2输出端子之间并联地连接的第2开关元件以及第2二极管。另外，功率因数改善电路具备第1支路电路，该第1支路电路具有：在第1输入端子与第1连接点之间连接的第1电感器、在第1连接点与第1输出端子之间并联地连接的第3开关元件以及第3二极管、和在第1连接点与第2输出端子之间并联地连接的第4开关元件以及第4二极管。另外，功率因数改善电路具备第2支路电路，该第2支路电路具有在第1输入端子与第2连接点之间连接的第2电感器、在第2连接点与第1输出端子之间并联地连接的第5开关元件以及第5二极管、和在第2连接点与第2输出端子之间并联地连接的第6开关元件以及第6二极管。另外，功率因数改善电路具备在第1输出端子与第2输出端子之间连接的输出电容器。
第3开关元件在第1开关元件为导通状态的期间，根据开关驱动脉冲进行导通截止动作，第4开关元件在针对第1开关元件互补地进行导通截止动作的第2开关元件为导通状态的期间，根据开关驱动脉冲进行导通截止动作，第5开关元件在相位从第1开关元件的导通状态偏移180°的第1开关元件的导通状态的期间，根据开关驱动脉冲进行导通截止动作，第6开关元件在相位从第2开关元件的导通状态偏移180°的第2开关元件的导通状态的期间，根据开关驱动脉冲进行导通截止动作。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2015-23606号公报
发明内容
然而，专利文献1公开的功率因数改善电路在电流连续模式下进行了交织动作的情况下，根据开关频率和电感器的电感值，有时在与交流电源的零交叉接近的相位下流过不连续的电流，在电感器中流过的电流成为0[A]。即，专利文献1公开的功率因数改善电路即使在电流连续模式下运转也有时成为电流不连续模式。
在专利文献1公开的功率因数改善电路中，在电流连续模式下进行了交织动作的状态下，如果为了降低开关元件中的损失而进行同步整流，则在第1电感器中未流过电流的状态下第3开关元件以及第6开关元件成为导通时，从输出电容器放电的电流在第3开关元件、第1电感器、第2电感器以及第6开关元件的路径中流过。因此，在专利文献1公开的功率因数改善电路中存在如下课题：不仅是由于在电感器以及开关元件中流过电流而引起的导通损失增加，而且无法将输出电容器的电压控制为特定的值，无法进行功率因数改善控制，有时装置会停止。
本发明是鉴于上述情况而完成的，其目的在于得到一种即使组合开关元件的同步整流控制以及交织控制也能够进行控制且能够降低损失的电力变换装置。
为了解决上述课题并达到目的，本发明的电力变换装置是交织型的电力变换装置，具备：整流部，对从交流电源输出的交流电压进行整流；升压电路，对整流部的输出电压进行升压；控制部，使升压电路进行同步整流；以及平滑电容器，使升压电路的输出电压平滑，其中，将斩波电路并联地连接多个而构成升压电路，该斩波电路具有与整流部连接的电抗器和串联地连接的上支路开关元件及下支路开关元件，在上支路开关元件中流过逆电流时，控制部生成使上支路开关元件导通的驱动脉冲。
本发明所涉及的电力变换装置起到即使组合开关元件的同步整流控制以及交织控制也能够进行控制且能够降低损失这样的效果。
附图说明
图1是本发明的实施方式1所涉及的电力变换装置的结构图。
图2是图1所示的控制部的结构图。
图3是示出图1所示的第1电抗器中流过的电流、第1驱动脉冲以及第2驱动脉冲的关系的第1时序图。
图4是示出图1所示的第1电抗器中流过的电流、第1驱动脉冲以及第2驱动脉冲的关系的第2时序图。
图5是用于说明在第2MOSFET的导通时间长时流过的电流的路径的图。
图6是示出在第1 MOSFET导通、且第2 MOSFET截止时流过的电流的路径的图。
图7是示出在第1 MOSFET截止、且第2 MOSFET导通时流过的电流的路径的图。
图8是示出本发明的实施方式1所涉及的电力变换装置以不连续模式进行动作时的在第1电抗器中流过的电流、在第1 MOSFET的寄生二极管中流过的电流、在第1 MOSFET中流过的电流、在第2 MOSFET中流过的电流、第2驱动脉冲以及第1驱动脉冲的关系的时序图。
图9是示出本发明的实施方式1所涉及的电力变换装置以连续模式进行动作时的在第1电抗器中流过的电流、在第1 MOSFET的寄生二极管中流过的电流、在第1 MOSFET中流过的电流、在第2 MOSFET中流过的电流、第2驱动脉冲以及第1驱动脉冲的关系的时序图。
图10是示出图1所示的电力变换装置的变形例的图。
图11是图10所示的控制部的结构图。
图12是本发明的实施方式2所涉及的电力变换装置的结构图。
图13是图12所示的控制部的结构图。
图14是示出图12所示的驱动脉冲校正部具备的第1驱动脉冲校正部的硬件结构例的图。
图15是示出本发明的实施方式2所涉及的电力变换装置以不连续模式进行动作时的在第1电抗器中流过的电流、在第1 MOSFET的寄生二极管中流过的电流、在第1 MOSFET中流过的电流、在第2 MOSFET中流过的电流、第2驱动脉冲、第1驱动脉冲以及从第1驱动脉冲校正部输出的第2驱动脉冲的关系的时序图。
图16是实施方式3所涉及的马达驱动控制装置的结构图。
图17是实施方式4所涉及的空气调节机的结构图。
(符号说明)
1：交流电源；2：整流部；3：电抗器；4：逆变器功率模块；5：平滑电容器；6：电源电压检测部；7：母线电流检测部；8：母线电压检测部；9、9A、9B：控制部；15：驱动脉冲校正部；15a：第1驱动脉冲校正部；15b：第2驱动脉冲校正部；15c：第3驱动脉冲校正部；16：下拉电阻；17：基准电压生成部；18：比较器；19：AND电路；20：上拉电阻；30：升压电路；31：第1斩波电路；32：第2斩波电路；33：第3斩波电路；41a：第1输入端子；41b：第2输入端子；41c：第3输入端子；42a：正侧输出端子；42b1、42b2、42b3：负侧输出端子；50、54、57：减法部；51、51A：导通占空比运算部；52：比较部；53：电源相位运算部；55、58、58A；56：电流指令值运算部；59、59A：第1驱动脉冲生成部；60、60A：第2驱动脉冲生成部；70：加法部；81、82：分压电阻；100-1、100-1A、100-2：电力变换装置；301：第1电抗器；302：第2电抗器；303：第3电抗器；401：第1串联电路；401a：第1 MOSFET；401b：第2 MOSFET；402：第2串联电路；402a：第3 MOSFET；402b：第4 MOSFET；403：第3串联电路；403a：第5 MOSFET；403b：第6 MOSFET；500：马达驱动控制装置；600：空气调节机；610：室内机；620：室外机；621：送风机；622：压缩机；701：第1电抗器电流检测部；702：第2电抗器电流检测部；703：第3电抗器电流检测部；800：逆变器；900：马达。
具体实施方式
以下，根据附图，详细说明本发明的实施方式所涉及的电力变换装置、马达驱动控制装置、送风机、压缩机以及空气调节机。此外，并非通过本实施方式来限定本发明。
实施方式1.
图1是本发明的实施方式1所涉及的电力变换装置的结构图。实施方式1所涉及的电力变换装置100-1是在作为单相交流电源的交流电源1与未图示的负载之间连接的交织型的电力变换装置。作为负载，能够例示送风机、压缩机或者空气调节机所内置的3相马达。
电力变换装置100-1具备对从作为单相交流电源的交流电源1输出的交流电压进行整流的作为单相整流部的整流部2、对整流部2的输出电压进行升压的升压电路30、平滑电容器5、电源电压检测部6、母线电流检测部7、母线电压检测部8以及控制部9。
作为整流部2，能够例示组合4个二极管而构成的全波整流电路。整流部2除了二极管以外，也可以组合作为金属氧化膜半导体场效应型晶体管的MOSFET(Metal OxideSemiconductor-Field Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)而构成。
平滑电容器5使从逆变器功率模块4输出的电压变平滑。电源电压检测部6检测作为从交流电源1输出的一方的相的电压值的电源电压Vin1和作为从交流电源1输出的另一方的相的电压值的电源电压Vin2，并将检测到的电源电压Vin1以及电源电压Vin2输出到控制部9。母线电流检测部7检测从整流部2向未图示的负载流动的母线电流或者从未图示的负载向整流部2流动的母线电流的值即母线电流Idc，并将检测到的母线电流Idc输出到控制部9。母线电流Idc表示与母线电流的值对应的电压。
母线电压检测部8检测对平滑电容器5的两端施加的电压的值即母线电压Vo，将检测到的母线电压Vo输出到控制部9。具体而言，母线电压检测部8具有由分压电阻81以及分压电阻82构成的串联电路。该串联电路的一端与正侧直流母线P连接。该串联电路的另一端与负侧直流母线N连接。分压电阻81以及分压电阻82对平滑电容器5的充电电压进行分压，限制为能够由控制部9检测的电压范围。
以下，具体地说明升压电路30的结构。升压电路30具备：电抗器3，一端与整流部2的正侧输出端子连接；以及逆变器功率模块4。电抗器3具备并联连接的3个的第1电抗器301、第2电抗器302以及第3电抗器303。
第1电抗器301的一端与整流部2连接，第1电抗器301的另一端与逆变器功率模块4的第1输入端子41a连接。第2电抗器302的一端与整流部2连接，第2电抗器302的另一端与逆变器功率模块4的第2输入端子41b连接。第3电抗器303的一端与整流部2连接，第3电抗器303的另一端与逆变器功率模块4的第3输入端子41c连接。
逆变器功率模块4将由整流部2整流后的电压变换为直流电压。朝向未图示的负载输出所变换的直流电压。逆变器功率模块4是将第1串联电路401、第2串联电路402以及第3串联电路403并联连接而成的桥电路。第1串联电路401具备串联连接的第1 MOSFET 401a以及第2 MOSFET 401b。第2串联电路402具备串联连接的第3 MOSFET 402a以及第4 MOSFET402b。第3串联电路403具备串联连接的第5 MOSFET 403a以及第6 MOSFET 403b。
第2 MOSFET 401b、第4 MOSFET 402b以及第6 MOSFET 403b各自的漏极与逆变器功率模块4的正侧输出端子42a连接。正侧输出端子42a与正侧直流母线P连接。
第1 MOSFET 401a的源极与逆变器功率模块4的负侧输出端子42b1连接。第3MOSFET 402a的源极与逆变器功率模块4的负侧输出端子42b2连接。第5 MOSFET 403a的源极与逆变器功率模块4的负侧输出端子42b3连接。负侧输出端子42b1、负侧输出端子42b2以及负侧输出端子42b3与负侧直流母线N连接。
第2 MOSFET 401b的源极与第1 MOSFET 401a的漏极连接。第4 MOSFET 402b的源极与第3 MOSFET 402a的漏极连接。第6 MOSFET 403b的源极与第5 MOSFET 403a的漏极连接。
第1 MOSFET 401a以及第2 MOSFET 401b的连接点与逆变器功率模块4的第1输入端子41a连接。第3 MOSFET 402a以及第4 MOSFET 402b的连接点与逆变器功率模块4的第2输入端子41b连接。第5 MOSFET 403a以及第6 MOSFET 403b的连接点与逆变器功率模块4的第3输入端子41c连接。
第2 MOSFET 401b、第4 MOSFET 402b以及第6 MOSFET 403b构成上支路开关元件群。第2 MOSFET 401b、第4 MOSFET 402b以及第6 MOSFET 403b经由正侧输出端子42a而与正侧直流母线P连接。
第1 MOSFET 401a、第3 MOSFET 402a以及第5 MOSFET 403a构成下支路开关元件群。第1 MOSFET 401a经由负侧输出端子42b1而与负侧直流母线N连接。第3 MOSFET 402a经由负侧输出端子42b2而与负侧直流母线N连接。第5 MOSFET 403a经由负侧输出端子42b3而与负侧直流母线N连接。
对第1 MOSFET 401a反并联连接二极管D1。二极管D1是在第1 MOSFET 401a中形成的寄生二极管。对第2 MOSFET 401b反并联连接二极管D2。二极管D2是在第2 MOSFET 401b中形成的寄生二极管。对第3 MOSFET 402a反并联连接二极管D3。二极管D3是在第3 MOSFET402a中形成的寄生二极管。对第4 MOSFET 402b反并联连接二极管D4。二极管D4是在第4MOSFET 402b中形成的寄生二极管。对第5 MOSFET 403a反并联连接二极管D5。二极管D5是在第5 MOSFET 403a中形成的寄生二极管。对第6 MOSFET 403b反并联连接二极管D6。二极管D6是在第6 MOSFET 403b中形成的寄生二极管。
逆变器功率模块4的正侧输出端子42a连接于平滑电容器5的正侧端子和母线电压检测部8的一端。逆变器功率模块4的负侧输出端子42b1、负侧输出端子42b2以及负侧输出端子42b3连接于整流部2的负侧输出端子、平滑电容器5的负侧端子以及母线电压检测部8的另一端。
第1电抗器301、第1 MOSFET 401a以及第2 MOSFET 401b构成第1斩波电路31。第2电抗器302、第3 MOSFET 402a以及第4 MOSFET 402b构成第2斩波电路32。第3电抗器303、第5 MOSFET 403a以及第6 MOSFET 403b构成第3斩波电路33。
第1电抗器301经由第1输入端子41a而与第1 MOSFET 401a以及第2 MOSFET 401b的连接点连接。第2电抗器302经由第2输入端子41b而与第3 MOSFET 402a以及第4 MOSFET402b的连接点连接。第3电抗器303经由第3输入端子41c而与第5 MOSFET 403a以及第6MOSFET 403b的连接点连接。
以下，有时将第1 MOSFET 401a、第2 MOSFET 401b、第3 MOSFET 402a、第4 MOSFET402b、第5 MOSFET 403a以及第6 MOSFET 403b简称为第1至第6 MOSFET。此外，第1至第6MOSFET也可以分别由分立的半导体封装构成，但在电力变换装置100-1中，使用第1至第6MOSFET被安装于1个模块且用于控制3相马达的6合1(6in 1)的逆变器功率模块4。
控制部9通过微型处理器来实现。控制部9根据由电源电压检测部6检测出的电源电压Vin1、由电源电压检测部6检测出的电源电压Vin2、由母线电流检测部7检测出的母线电流Idc以及由母线电压检测部8检测出的母线电压Vo，生成驱动脉冲Xa、驱动脉冲Ya以及驱动脉冲Za，并且生成驱动脉冲Xb、驱动脉冲Yb以及驱动脉冲Zb。
驱动脉冲Xa是使第1 MOSFET 401a进行导通截止动作的驱动脉冲。驱动脉冲Ya是使第3 MOSFET 402a进行导通截止动作的驱动脉冲。驱动脉冲Za是使第5 MOSFET 403a进行导通截止动作的驱动脉冲。驱动脉冲Xb是使第2 MOSFET 401b进行导通截止动作的驱动脉冲。驱动脉冲Yb是使第4 MOSFET 402b进行导通截止动作的驱动脉冲。驱动脉冲Zb是使第6MOSFET 403b进行导通截止动作的驱动脉冲。以下，有时将驱动脉冲Xa、驱动脉冲Ya以及驱动脉冲Za简称为第1驱动脉冲，将驱动脉冲Xb、驱动脉冲Yb以及驱动脉冲Zb简称为第2驱动脉冲。
图2是图1所示的控制部的结构图。控制部9具备减法部50、导通占空比运算部51、比较部52、电源相位运算部53、减法部54、PI(Proportional Integral，比例积分)运算部55、电流指令值运算部56、减法部57、PI运算部58、第1驱动脉冲生成部59以及第2驱动脉冲生成部60。
比较部52比较由电源电压检测部6检测出的电源电压Vin1以及电源电压Vin2，检测交流电源1的电压的零交叉点，输出表示零交叉点的零交叉信号Vzc。电源相位运算部53根据零交叉信号Vzc，运算每半周期的电源相位θ。减法部54求出作为母线电压检测部8的输出信号的母线电压Vo与预先设定的母线电压指令值Vo*的偏差。PI运算部55以消除母线电压Vo与母线电压指令值Vo*的偏差的方式进行比例积分控制，将控制结果输出到电流指令值运算部56。
电流指令值运算部56根据由电源相位运算部53运算出的电源相位θ和PI运算部55的比例积分控制结果，运算母线电流指令值Idc*。母线电流指令值Idc*是以比例积分控制结果为振幅并以电源相位θ为相位的半波整流的电流指令值。
减法部57求出母线电流指令值Idc*和母线电流Idc的偏差。PI运算部58对母线电流指令值Idc*和母线电流Idc的偏差进行比例积分控制，运算第1驱动脉冲的导通占空比On-duty-a。第1驱动脉冲生成部59通过将第1驱动脉冲的导通占空比On-duty-a与各偏移120度的3个三角波的各个三角波进行三角波比较，生成第1驱动脉冲Xa、Ya、Za。
减法部50求出由电源电压检测部6检测出的电源电压Vin1和电源电压Vin2的偏差即电源电压Vin。电源电压Vin是交流电源1的瞬时电压的绝对值。导通占空比运算部51根据由减法部50求出的偏差、母线电压Vo以及第1驱动脉冲的导通占空比On-duty-a，运算第2驱动脉冲的导通占空比On-duty-b。在后面详细说明第2驱动脉冲的导通占空比On-duty-b的运算方法。第2驱动脉冲生成部60通过将第2驱动脉冲的导通占空比On-duty-b与各偏移120度的3个三角波的各个三角波进行三角波比较，生成第2驱动脉冲Xb、Yb、Zb。
接下来，说明第2驱动脉冲的导通占空比On-duty-b的运算。
图3是示出在图1所示的第1电抗器中流过的电流、第1驱动脉冲以及第2驱动脉冲的关系的第1时序图。图4是示出在图1所示的第1电抗器中流过的电流、第1驱动脉冲以及第2驱动脉冲的关系的第2时序图。图5是用于说明在第2MOSFET的导通时间长时流过的电流的路径的图。在图3以及图4各自中，从上起依次示出在第1电抗器301中流过的电流、第2驱动脉冲Xb以及第1驱动脉冲Xa。
Ipeak表示在第1电抗器301中流过的电流的峰值。期间A等于从电流开始流出到第1电抗器301的时间点至在第1电抗器301中流过的电流达到峰值Ipeak为止的时间。期间B等于从在第1电抗器301中流过的电流达到峰值Ipeak的时间点至在第1电抗器301中流过的电流成为0[A]为止的时间。Td表示以第1 MOSFET 401a和第2 MOSFET 401b不短路的方式设置的失效时间。Txa表示第1驱动脉冲的导通时间。Txb等于对第2驱动脉冲的导通时间相加失效时间Td而得到的时间。
图3以及图4的不同点在于，图4所示的导通时间Txb比图3所示的导通时间Txb长并且比期间B长。
在期间A中，通过第1驱动脉冲Xa，第1 MOSFET 401a在导通时间Txa的期间导通。由此，在第1电抗器301以及第1 MOSFET 401a中以di/dt(A)的斜率流过电流。
在期间B中，通过第2驱动脉冲Xb，第2 MOSFET 401b在导通时间Txb的期间导通。由此，在第1电抗器301以及第2 MOSFET 401b中以di/dt(B)的斜率流过电流。此时，即使第2MOSFET 401b截止，在第1电抗器301以及第2 MOSFET 401b中也流过电流，但在第2 MOSFET401b中流过逆电流。在第2 MOSFET 401b中流过逆电流时，使第2 MOSFET 401b导通才能够降低第2 MOSFET 401b中的导通损失。
在此，如果第2 MOSFET 401b的导通时间Txb的时间过长，则如图4所示，在第1电抗器301中流过的电流是0[A]的状态下，当其它相的MOSFET、例如第3 MOSFET 402a导通时，在第1电抗器301中流过负方向的电流、即逆方向的电流。参照图5来具体地说明。在第1电抗器301中流过的电流是0[A]的状态下，当第3 MOSFET 402a导通时，由于平滑电容器5的放电，在平滑电容器5的正侧端子、第2 MOSFET 401b、第1电抗器301、第2电抗器302、第3 MOSFET402a、平滑电容器5的负侧端子的路径中流过由虚线表示的电流i。此时，产生如下问题：由于在MOSFET以及电抗器中流过电流而引起的导通损失增加，另外无法将从交流电源1输出的电流控制为正弦波状。
因此，第2驱动脉冲Xb需要在流过电抗器的电流达到0[A]以前从高(High)变化为低(Low)。即，需要在第1电抗器301、第2电抗器302以及第3电抗器303各自中流过的电流达到0[A]以前使第2 MOSFET 401b、第4 MOSFET 402b以及第6 MOSFET 403b截止。因此，在电力变换装置100-1中，如以下所示生成第2驱动脉冲Xb。
图6是示出在第1 MOSFET导通且第2 MOSFET截止时流过的电流的路径的图。图7是示出在第1 MOSFET截止且第2 MOSFET导通时流过的电流的路径的图。在图6以及图7中，示出以第1 MOSFET 401a以及第2 MOSFET 401b为中心的电力变换装置100-1的等效电路。
在图6中，示出在第1 MOSFET 401a导通且第2 MOSFET 401b截止时、即在图3以及图4所示的期间A时流过的电流的路径。在图7中，示出在第1 MOSFET 401a截止且第2MOSFET 401b导通时、即在图3以及图4所示的期间B时流过的电流的路径。
图6以及图7所示的i表示在由虚线表示的路径中流过的电流。图6所示的di/dt(A)表示在图6中由虚线表示的路径中流过的电流i的斜率。图7所示的di/dt(B)表示在图7中由虚线表示的路径中流过的电流i的斜率。图6以及图7所示的Vf表示构成整流部2的二极管的正向下降电压。图6以及图7所示的L表示第1电抗器301的电感。图6以及图7所示的R表示第1电抗器301的电阻。图6以及
图7所示的Ron表示各MOSFET的导通电阻。图6以及图7所示的Vin表示交流电源1的瞬时电压的绝对值。图7所示的Vout表示平滑电容器5的两端电压、即由母线电压检测部8检测出的母线电压。
在图6所示的等效电路中流过电流i的情况下，使用导通时间Txa，用(1)式来运算图3所示的电流的峰值Ipeak。
[数学式1]
Ipeak＝Txa×di/dt(A) …(1)
从图6的等效电路，用(2)式来运算电源电压Vin。在(2)式中，Vf表示构成整流部2的二极管的正向下降电压，L表示第1电抗器301的电感，R表示第1电抗器301的电阻，i表示在各电抗器中流过的电流，Ron表示各MOSFET的导通电阻。此外，电流i是通过将由母线电流检测部7检测出的母线电流Idc变换为三分之一的值而求出的。
[数学式2]
Vin＝2×Vf+L×di/dt(A)+R×i+Ron×i …(2)
通过使(2)式变形，用(3)式来运算电流的斜率di/dt(A)。
[数学式3]
di/dt(A)＝(Vin-2×Vf-R×i-Ron×i)/L …(3)
通过向上述(1)式代入上述(3)式，用(4)式来运算在图6所示的等效电路中流过的电流i的峰值Ipeak。
[数学式4]
Ipeak＝Txa×{(Vin-2×Vf-R×i-Ron×i)/L} …(4)
另一方面，在图7所示的等效电路中流过电流i的情况下，使用导通时间Txb，用(5)式来运算图3所示的电流的峰值Ipeak。
[数学式5]
Ipeak＝Txb×di/dt(B) …(5)
从图7的等效电路，用(6)式来运算两端电压Vout和电源电压Vin的差分的电压。在(6)式中，Vf、L、R、i以及Ron与(2)式的Vf、L、R、i以及Ron相同。
[数学式6]
Vout-Vin＝2×Vf+L×di/dt(B)+R×i+Ron×i …(6)
通过使(6)式变形，用(7)式来运算电流的斜率di/dt(B)。
[数学式7]
di/dt(B)＝Txb×{(Vout-Vin-2×Vf-R×i-Ron×i)/L} …(7)
通过向上述(5)式代入上述(7)式，用(8)式来运算在图7所示的等效电路中流过的电流i的峰值Ipeak。
[数学式8]
Ipeak＝Txb×(Vout-Vin-2×Vf-R×i-Ron×i)/L …(8)
从上述(4)式以及上述(8)式，用(9)式来运算导通时间Txa以及导通时间Txb的关系。但是，两端电压Vout以及电源电压Vin具有Vout＞Vin-2×Vf-R×i-Ron×i的关系。
[数学式9]
T×b＝Txa×{(Vin-2×Vf-R×i-Ron×i)/(Vout-Vin-2×Vf-R×i-Ron×i)}…(9)
即，如果使第2 MOSFET401b的导通时间成为第1 MOSFET 401a的导通时间×{(Vin-2×Vf-R×i-Ron×i)/(Vout-Vin-2×Vf-R×i-Ron×i)}以下，则能够在第2 MOSFET401b、第4 MOSFET 402b以及第6 MOSFET 403b中流过逆电流的期间，以使第2 MOSFET 401b导通的方式进行动作。
但是，在两端电压Vout以及电源电压Vin具有Vout≤Vin-2×Vf-R×i-Ron×i的关系的情况下，无法推测第2驱动脉冲Xb，所以不进行基于上述(9)式的同步整流。即，在第2MOSFET 401b、第4 MOSFET 402b以及第6 MOSFET 403b中流过逆电流时，不进行使第2MOSFET 401b、第4 MOSFET 402b以及第6 MOSFET 403b成为导通的控制。
此外，实施方式1所涉及的电力变换装置100-1为了避免运算变得复杂，也可以根据省略影响小的部分的(10)式来运算第2 MOSFET 401b的导通时间Txb。但是，两端电压Vout以及电源电压Vin具有Vout>Vin的关系。
[数学式10]
Txb＝Txa×{Vin/(Vout-Vin)} …(10)
另外，在成为Vout≤Vin的区域中，电力变换装置100-1无法将从交流电源1输出的电流控制为正弦波状，无法将平滑电容器5的两端电压控制为特定的值。因此，在成为Vout≤Vin的区域中，电力变换装置100-1不进行基于上述(10)式的同步整流。
另外，实施方式1所涉及的电力变换装置100-1使用上述(10)式来运算第1 MOSFET401a的驱动脉冲Xa的导通时间Txa，但可以用上述(9)式以及上述(10)式中的任意式子来运算导通时间Txa。
图8是示出本发明的实施方式1所涉及的电力变换装置以不连续模式进行动作时的在第1电抗器中流过的电流、在第1 MOSFET的寄生二极管中流过的电流、在第1 MOSFET中流过的电流、在第2 MOSFET中流过的电流、第2驱动脉冲以及第1驱动脉冲的关系的时序图。
在图8中，从上起依次示出在第1电抗器301中流过的电流、在第1 MOSFET 401a的寄生二极管中流过的电流、在第1 MOSFET 401a中流过的电流、在第2MOSFET 401b中流过的电流、第2 MOSFET 401b的驱动脉冲Xb以及第1 MOSFET 401a的驱动脉冲Xa。Tsw表示对第1以及第2 MOSFET 401a、401b进行驱动的驱动脉冲的开关周期。Txb、Txa、Td分别是上述的驱动脉冲Xb的导通时间、驱动脉冲Xa的导通时间以及失效时间。
在第1 MOSFET 401a以及第2 MOSFET 401b这双方同时导通时，发生支路短路、即从平滑电容器5流出脉冲电流的现象。电力变换装置100-1通过设置失效时间Td，从而设置第1 MOSFET 401a以及第2 MOSFET 401b不会同时导通的区间。因此，在失效时间Td的期间中，仅在第2 MOSFET 401b的寄生二极管中流过电流。
此外，在不连续模式中，在驱动脉冲Xa成为截止之后，在直至驱动脉冲Xb成为导通为止的期间，设置比失效时间长的一定时间，产生流过第1电抗器301的电流成为0[A]的期间。
图9是示出本发明的实施方式1所涉及的电力变换装置以连续模式进行动作时的在第1电抗器中流过的电流、在第1 MOSFET的寄生二极管中流过的电流、在第1 MOSFET中流过的电流、在第2 MOSFET中流过的电流、第2驱动脉冲以及第1驱动脉冲的关系的时序图。
在图9中，与图8同样地从上起依次示出在第1电抗器301中流过的电流、在第1MOSFET 401a的寄生二极管中流过的电流、在第1 MOSFET 401a中流过的电流、在第2MOSFET 401b中流过的电流、第2MOSFET 401b的驱动脉冲Xb以及第1 MOSFET 401a的驱动脉冲Xa。
在连续模式中，与不连续模式同样地，在第1 MOSFET 401a以及第2 MOSFET 401b这双方同时导通时，发生支路短路、即从平滑电容器5流出脉冲电流的现象。电力变换装置100-1设置失效时间Td，而设置第1 MOSFET 401a以及第2 MOSFET 401b这双方不会同时导通的区间。因此，在失效时间Td的期间中，仅在第1 MOSFET 401a的寄生二极管中流过电流。
此外，在连续模式中，在从驱动脉冲Xa成为截止的时间点至驱动脉冲Xb成为导通为止的期间，不设置失效时间Td以外的时间，而连续地实施驱动脉冲Xb的导通截止和驱动脉冲Xa的导通截止，所以不会产生流过第1电抗器301的电流成为0[A]的期间。
但是，在连续模式的区域中，不会产生流过第1电抗器301的电流成为0[A]的期间，所以使用(9)式或者(10)式来运算出的驱动脉冲Xb在接下来的第1驱动脉冲成为导通的定时以后也继续成为导通。因此，电力变换装置100-1在第2驱动脉冲与第2驱动脉冲的接下来的第1驱动脉冲之间设定的失效时间Td、即在接下来的第1驱动脉冲成为导通的定时之前设定的失效时间Td以前，使第2驱动脉冲强制地成为截止。换言之，电力变换装置100-1在接下来的第1驱动脉冲成为导通的定时之前设定的失效时间Td以前，限制第2驱动脉冲的导通占空比的运算。由此，顺利地进行从不连续模式向连续模式的转移或者从连续模式向不连续模式的转移。
更具体而言，在将对第1以及第2 MOSFET 401a、401b进行驱动的驱动脉冲的开关周期设为Tsw、将以第1以及第2 MOSFET 401a、401b不短路的方式设置的失效时间设为Td时，控制部9在通过Txa+Txb+Td×2而求出的值成为Tsw以上的情况下，用(11)式来运算第2驱动脉冲的导通时间Txb。
[数学式11]
Txb＝Tsw-Txa-Td×2 …(11)
即，图2所示的导通占空比运算部51在不连续模式中用上述(9)式或者上述(10)式来运算第2驱动脉冲宽度、即第2 MOSFET 401b的导通时间Txb，在连续模式中用上述(11)式来运算第2 MOSFET 401b的导通时间Txb。
此外，关于第1驱动脉冲Xa、Ya、Za的运算方法，只要在包括第1电抗器301、第2电抗器302以及第3电抗器303的各斩波电路中流过的电流的脉动各偏移120度，母线电压被控制为预先设定的电压，从交流电源1输出的电流被控制为正弦波状，则不限于上述例子。使用图10来具体地说明这个情况。
图10是示出图1所示的电力变换装置的变形例的图。图1所示的电力变换装置100-1和图10所示的电力变换装置100-1A的不同点如以下所述。
(1)电力变换装置100-1A不具备母线电流检测部7，代替控制部9而具备控制部9A。
(2)控制部9A不被输入母线电流Idc，控制部9A根据由电源电压检测部6检测出的电源电压Vin1、由电源电压检测部6检测出的电源电压Vin2以及由母线电压检测部8检测出的母线电压Vo，生成第1以及第2驱动脉冲。
图11是图10所示的控制部的结构图。图2所示的控制部9和图11所示的控制部9A的不同点在于，控制部9A不具备减法部57，代替PI运算部58、第1驱动脉冲生成部59而具备PI运算部58A以及第1驱动脉冲生成部59A。此外，在图11中，图2所示的减法部50、导通占空比运算部51以及第2驱动脉冲生成部60的图示被省略，但控制部9A具备减法部50、导通占空比运算部51以及第2驱动脉冲生成部60。
PI运算部58A对母线电流指令值Idc*进行比例积分控制，运算第1驱动脉冲的导通占空比。第1驱动脉冲生成部59A通过将第1驱动脉冲的导通占空比与各偏移120度的3个三角波的各个三角波进行三角波比较，生成第1驱动脉冲Xa、Ya、Za。
此外，实施方式1所涉及的电力变换装置100-1、100-1A的升压电路30由3个斩波电路构成，但斩波电路的并联连接数不限于3个，既可以是2个，也可以是4个以上。
另外，在实施方式1所涉及的电力变换装置100-1、100-1A中，根据由电源电压检测部6检测出的电源电压Vin1以及电源电压Vin2，控制部9、9A运算交流电源1的瞬时电压，并且生成表示交流电源1的电压的零交叉点的零交叉信号，但也可以代替控制部9、9A，而构成为电源电压检测部6运算交流电源1的瞬时电压并且生成零交叉信号，并输出到控制部9、9A。在该情况下，在电力变换装置100-1、100-1A中，代替电源电压检测部6而利用作为相位检测部的电压零交叉检测器。该电压零交叉检测器检测交流电源1的电压的零交叉点，将表示检测到的零交叉点的零交叉信号输出到控制部9、9A。
另外，在实施方式1所涉及的电力变换装置100-1、100-1A中，使用作为单相交流电源的交流电源1，并使用作为单相整流部的整流部2，但交流电源1也可以是三相交流电源，整流部2也可以是三相整流部。
如以上说明，在实施方式1所涉及的电力变换装置100-1、100-1A中，使将串联连接的MOSFET的组并联地连接多个的升压电路30进行同步整流动作以及交织动作，在不连续模式时，在其它相的下支路开关元件导通时能够使得在电抗器中不流过逆电流，所以即使组合同步整流控制以及交织控制也能够进行控制且能够降低损失，实现高效化。
实施方式2.
图12是本发明的实施方式2所涉及的电力变换装置的结构图。实施方式1所涉及的电力变换装置100-1和实施方式2所涉及的电力变换装置100-2的不同点如以下所述。
(1)电力变换装置100-2代替母线电流检测部7而具备第1电抗器电流检测部701、第2电抗器电流检测部702以及第3电抗器电流检测部703。
(2)电力变换装置100-2代替控制部9而具备控制部9B，并且具备驱动脉冲校正部15。
第1电抗器电流检测部701检测在整流部2以及第1电抗器301中流过的电流。由第1电抗器电流检测部701检测出的电流作为电抗器电流LI1而被输出到控制部9B以及驱动脉冲校正部15。电抗器电流LI1表示与在整流部2以及第1电抗器301中流过的电流的值对应的电压。
第2电抗器电流检测部702检测在整流部2以及第2电抗器302中流过的电流。由第2电抗器电流检测部702检测出的电流作为电抗器电流LI2而被输出到控制部9B以及驱动脉冲校正部15。电抗器电流LI2表示与在整流部2以及第2电抗器302中流过的电流的值对应的电压。
第3电抗器电流检测部703检测在整流部2以及第3电抗器303中流过的电流。由第3电抗器电流检测部703检测出的电流作为电抗器电流LI3而被输出到控制部9B以及驱动脉冲校正部15。电抗器电流LI3表示与在整流部2以及第3电抗器303中流过的电流的值对应的电压。
驱动脉冲校正部15具备第1驱动脉冲校正部15a、第2驱动脉冲校正部15b以及第3驱动脉冲校正部15c。第1驱动脉冲校正部15a根据电抗器电流LI1，校正由控制部9B生成的第2驱动脉冲Xb，输出校正后的第2驱动脉冲Xb’。校正后的第2驱动脉冲Xb’被输入到第2MOSFET 401b。第2驱动脉冲校正部15b根据电抗器电流LI2，校正由控制部9B生成的第2驱动脉冲Yb，输出校正后的第2驱动脉冲Yb’。校正后的第2驱动脉冲Yb’被输入到第4 MOSFET402b。第3驱动脉冲校正部15c根据电抗器电流LI3，校正由控制部9B生成的第2驱动脉冲Zb，输出校正后的第2驱动脉冲Zb’。校正后的第2驱动脉冲Zb’被输入到第6 MOSFET 403b。以下，有时将电抗器电流LI1、电抗器电流LI2以及电抗器电流LI3简称为电抗器电流。
图13是图12所示的控制部的结构图。图2所示的控制部9和图13所示的控制部9B的不同点如以下所述。
(1)控制部9B不具备减法部50以及导通占空比运算部51，代替导通占空比运算部51以及第2驱动脉冲生成部60而具备导通占空比运算部51A以及第2驱动脉冲生成部60A。
在控制部9B中，代替母线电流Idc而使用电抗器电流LI1、电抗器电流LI2以及电抗器电流LI3。通过控制部9B具备的加法器70将电抗器电流LI1、电抗器电流LI2以及电抗器电流LI3相加，求出母线电流Idc。导通占空比运算部51A根据第1驱动脉冲的导通占空比On-duty-a，运算第2驱动脉冲的导通占空比On-duty-b。第2驱动脉冲生成部60A通过将第2驱动脉冲的导通占空比On-duty-b与各偏移120度的3个三角波的各个三角波进行三角波比较，生成第2驱动脉冲Xb、Yb、Zb。第2驱动脉冲Xb、Yb、Zb是与附加有失效时间的第1驱动脉冲处于互补关系的信号。即，在第1驱动脉冲为导通时第2驱动脉冲为截止，在第1驱动脉冲为截止时第2驱动脉冲为导通。
接下来，说明图12所示的驱动脉冲校正部15的动作。驱动脉冲校正部15将电抗器电流和第2驱动脉冲Xb、Yb、Zb作为输入，输出校正后的第2驱动脉冲Xb’、Yb’、Zb’。驱动脉冲校正部15在电抗器电流大于0[A]的情况下不校正第2驱动脉冲Xb、Yb、Zb，而作为第2驱动脉冲Xb’、Yb’、Zb’输出。即，在电抗器电流大于0[A]的情况下，在第2驱动脉冲Xb、Yb、Zb的电压电平为高时，输出高电平的第2驱动脉冲Xb’、Yb’、Zb’，在第2驱动脉冲Xb、Yb、Zb的电压电平为低时，输出低电平的第2驱动脉冲Xb’、Yb’、Zb’。另一方面，在电抗器电流是0[A]以下的情况下，驱动脉冲校正部15与第2驱动脉冲Xb、Yb、Zb的电压电平无关地输出低电平的第2驱动脉冲Xb’、Yb’、Zb’。
在实施方式2中，仅在电抗器电流大于0[A]的情况下能够进行同步整流。然而，也可以构成为如下：在由于发生驱动脉冲校正部15的动作的延迟或者MOSFET的动作的延迟，尽管电抗器电流是0[A]以下，但仍存在第2驱动脉冲Xb、Yb、Zb为高的可能性的情况下，驱动脉冲校正部15例如在电抗器电流大于作为预先设定的正的值的设定值M[A]时，不校正第2驱动脉冲Xb、Yb、Zb而作为第2驱动脉冲Xb’、Yb’、Zb’输出，在电抗器电流为作为预先设定的正的值的设定值M[A]以下时，与第2驱动脉冲Xb、Yb、Zb的电压电平无关地输出低电平的第2驱动脉冲Xb’、Yb’、Zb’。
此外，驱动脉冲校正部15既可以组合通用的IC(Integrated Circuit，集成电路)来构成，也可以由ASIC(Application Specific Integrated Circuit，专用集成电路)或者FPGA(Field Programmable Gate Array，现场可编程门阵列)构成，还可以由实现控制部9内的控制功能的软件构成。在组合通用的IC来构成、或者由ASIC或FPGA构成时，相比于由控制部9的软件构成而响应更快，能够使第1 MOSFET 401a进行同步整流的范围扩大，能够改善损失。
图14是示出图12所示的驱动脉冲校正部具备的第1驱动脉冲校正部的硬件结构例的图。在图14中，示出第1驱动脉冲校正部的结构例。此外，设为图12所示的第2驱动脉冲校正部15b以及第3驱动脉冲校正部15c与图14所示的第1驱动脉冲校正部15a同样地构成。
第1驱动脉冲校正部15a具备下拉电阻16、基准电压生成部17、比较器18、AND电路19以及上拉电阻20。基准电压生成部17构成为生成与预先设定的0[A]以上的电抗器电流值、例如1[A]相当的电压。比较器18比较由第1电抗器电流检测部701检测出的电抗器电流LI1和基准电压生成部17的输出电压。
比较器18的输出电压的电平在与电抗器电流LI1相当的电压是基准电压生成部17的输出电压以上的情况下为高，在与电抗器电流LI1相当的电压小于基准电压生成部17的输出电压的情况下为低。比较器18的输出电压的电平被上拉电阻20维持，AND电路19的一方的输入端子被输入从控制部9输出的第2驱动脉冲Xb。AND电路19的另一方的输入端子被输入比较器18的输出电压。
在第2驱动脉冲Xb的电压电平为高且比较器18的输出电压的电平为高的情况下，AND电路19输出与第2驱动脉冲Xb相同的电平的第2驱动脉冲Xb’。在第2驱动脉冲Xb的电压电平为高且比较器18的输出电压的电平为低的情况下，AND电路19输出低电平的第2驱动脉冲Xb’。即，在第1驱动脉冲校正部15a中，在电抗器电流LI1是预先设定的0[A]以上的情况下，得到与第2驱动脉冲Xb相同的电平的第2驱动脉冲Xb’，在电抗器电流LI1是预先设定的0[A]以下的情况下，得到低电平的第2驱动脉冲Xb’。
图15是示出本发明的实施方式2所涉及的电力变换装置以不连续模式进行动作时的在第1电抗器中流过的电流、在第1 MOSFET的寄生二极管中流过的电流、在第1 MOSFET中流过的电流、在第2 MOSFET中流过的电流、第2驱动脉冲、第1驱动脉冲以及从第1驱动脉冲校正部输出的第2驱动脉冲的关系的时序图。
图8所示的时序图和图15所示的时序图的不同点如以下所述。
(1)在图15中，除了图8所示的4个电流波形、第2 MOSFET 401b的驱动脉冲Xb以及第1 MOSFET 401a的驱动脉冲Xa，还追加有由第1驱动脉冲校正部15a校正后的第2驱动脉冲Xb’。
(2)在图15中，代替图8所示的第2驱动脉冲Xb的导通时间Txb而示出第2驱动脉冲Xb’的导通时间Txb。
(3)图15所示的第2驱动脉冲Xb的导通时间伴随驱动脉冲校正部15的动作的延迟或者MOSFET的动作的延迟，比图8所示的第2驱动脉冲Xb的导通时间Txb更长。
在实施方式2所涉及的电力变换装置100-2中，起到与实施方式1所涉及的电力变换装置100-1、100-1A同样的效果，并且即使在发生驱动脉冲校正部15的动作的延迟或者MOSFET的动作的延迟的情况下，低电平的第2驱动脉冲Xb’、Yb’、Zb’也被输入到MOSFET。因此，伴随驱动脉冲校正部15的动作的延迟或者MOSFET的动作的延迟，流入到电抗器的逆电流被抑制。因此，在实施方式2所涉及的电力变换装置100-2中，与实施方式1同样地即使组合同步整流控制以及交织控制也能够进行控制且能够降低损失，并且实现进一步的高效化。
此外，实施方式1所涉及的电力变换装置100-1、100-1A相比于实施方式2所涉及的电力变换装置100-2而能够减少电流检测部的数量，所以起到能够降低电力变换装置100-1、100-1A的制造成本这样的效果。
实施方式3.
图16是实施方式3所涉及的马达驱动控制装置的结构图。实施方式3所涉及的马达驱动控制装置500具备图1所示的电力变换装置100-1、以及将作为电力变换装置100-1的输出的直流电压变换为交流电压的逆变器800。从逆变器800输出的交流电压被施加到交流驱动的马达900。在实施方式3所涉及的马达驱动控制装置500中，也可以代替图1所示的电力变换装置100-1而使用图10所示的电力变换装置100-1A或者图12所示的电力变换装置100-2。根据实施方式3所涉及的马达驱动控制装置500，在马达驱动控制装置500中也得到与实施方式1或者实施方式2同样的效果。
实施方式4.
图17是实施方式4所涉及的空气调节机的结构图。图17所示的空气调节机600具备室内机610以及与室内机610连接的室外机620。室外机620具备实施方式3所涉及的马达驱动控制装置500、具有由马达驱动控制装置500驱动的马达的送风机621、以及具有由马达驱动控制装置500驱动的马达的压缩机622。马达驱动控制装置500进行送风机621具有的马达以及压缩机622具有的马达的至少一方的驱动控制。根据实施方式4，在空气调节机600中也得到与实施方式1或者实施方式2同样的效果。
此外，马达驱动控制装置500既可以用作对搭载于热水供应器或者热水产生器的制冷剂压缩机进行驱动的装置，也可以用作对设置于室内机610的未图示的送风机进行驱动的装置，还可以用作搭载于以扇风机为代表的送风机而对送风机的风扇马达进行驱动的装置，还可以用作搭载于真空泵或者空气压缩机而对使旋转式压缩机旋转的马达进行驱动的装置。
另外，在实施方式1、2中，在构成逆变器功率模块4的多个开关元件中使用MOSFET，但构成逆变器功率模块4的多个开关元件中的至少1个不限于由硅系材料形成的MOSFET，也可以使用将寄生二极管反并联连接而成的由碳化硅、氮化镓系材料或者金刚石这样的宽带隙半导体形成的MOSFET。在使用由宽带隙半导体形成的MOSFET的情况下，进一步降低损失，所以效率提高，另外由于耐电压性高，所以容许电流密度也高，能够使电力变换装置小型化。
以上的实施方式所示的结构只是示出本发明的内容的一个例子，既能够与其它公知的技术组合，也能够在不脱离本发明的要旨的范围中省略、变更结构的一部分。

Claims (12)

1.一种电力变换装置，是交织型的电力变换装置，具备：
整流部，对从交流电源输出的交流电压进行整流；
升压电路，对所述整流部的输出电压进行升压；
控制部，使所述升压电路进行同步整流；以及
平滑电容器，使所述升压电路的输出电压平滑，其中，
将斩波电路并联地连接多个而构成所述升压电路，所述斩波电路具有与所述整流部连接的电抗器和串联地连接的上支路开关元件及下支路开关元件，
在所述上支路开关元件中流过逆电流时，所述控制部生成使所述上支路开关元件导通的驱动脉冲。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
所述电力变换装置具备：
母线电压检测部，检测由所述平滑电容器平滑后的母线电压；以及
电源电压检测部，检测所述交流电源的电压，
所述控制部根据由所述母线电压检测部检测出的母线电压以及由所述电源电压检测部检测出的电源电压，计算以从所述交流电源输出的电流被控制为正弦波状并且所述母线电压成为特定的值的方式驱动所述下支路开关元件的第1驱动脉冲，并且，
所述控制部根据由所述母线电压检测部检测出的母线电压、由所述电源电压检测部检测出的电源电压以及所述第1驱动脉冲，计算驱动所述上支路开关元件的第2驱动脉冲。
3.根据权利要求2所述的电力变换装置，其中，
在将所述第1驱动脉冲的导通时间设为Txa、将所述第2驱动脉冲的导通时间设为Txb、将所述交流电源的瞬时电压的绝对值设为Vin、将构成所述整流部的二极管的正向下降电压设为Vf、将所述电抗器的电阻设为R、将所述上支路开关元件以及下支路开关元件各自的导通电阻设为Ron、将由所述母线电压检测部检测出的母线电压设为Vout、将在所述电抗器中流过的电流设为i时，
第2驱动脉冲满足Txb≤Txa×{(Vin-2×Vf-R×i-Ron×i)/(Vout-Vin-2×Vf-R×i-Ron×i)}的关系。
4.根据权利要求2所述的电力变换装置，其中，
在将所述第1驱动脉冲的导通时间设为Txa、将所述第2驱动脉冲的导通时间设为Txb、将所述交流电源的瞬时电压的绝对值设为Vin、将由所述母线电压检测部检测出的母线电压设为Vout时，
所述第2驱动脉冲满足Txb≤Txa×{Vin/(Vout-Vin)}的关系。
5.根据权利要求3或者4所述的电力变换装置，其中，
在将驱动所述上支路开关元件以及下支路开关元件的开关周期设为Tsw、将以所述上支路开关元件以及下支路开关元件不短路的方式设置的失效时间设为Td的情况下，
当利用Txa+Txb+Td×2求出的值成为Tsw以上时，
所述控制部利用Txb＝Tsw-Txa-Td×2来运算Txb。
6.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
所述电力变换装置具备：
电流检测部，检测在构成多个所述斩波电路的所述电抗器中流过的电流；以及
驱动脉冲校正部，在所述电抗器中流过的电流大于设定值的情况下，将从所述控制部输出并驱动所述上支路开关元件的第2驱动脉冲输出到所述上支路开关元件，在所述电抗器中流过的电流是设定值以下的情况下，将从所述控制部输出并驱动所述上支路开关元件的第2驱动脉冲的电压电平设为低而输出到所述上支路开关元件。
7.根据权利要求1至6中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
至少所述上支路开关元件以及下支路开关元件中的一方是由宽带隙半导体形成的金属氧化膜半导体场效应型晶体管。
8.根据权利要求7所述的电力变换装置，其中，
所述宽带隙半导体是碳化硅、氮化镓系材料或者金刚石。
9.一种马达驱动控制装置，具备：
权利要求1至8中的任意一项所述的电力变换装置；以及
逆变器，将作为所述电力变换装置的输出的直流电压变换为交流电压。
10.一种送风机，具备权利要求9所述的马达驱动控制装置。
11.一种压缩机，具备权利要求9所述的马达驱动控制装置。
12.一种空气调节机，具备权利要求10所述的送风机以及权利要求11所述的压缩机中的至少一方。
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