CN1096914A - 利用在芯片上的滤波器的直流反馈平衡对在单片集成电路中的第二检波器的中频驱动 - Google Patents

利用在芯片上的滤波器的直流反馈平衡对在单片集成电路中的第二检波器的中频驱动 Download PDF

Info

Publication number
CN1096914A
CN1096914A CN93114744A CN93114744A CN1096914A CN 1096914 A CN1096914 A CN 1096914A CN 93114744 A CN93114744 A CN 93114744A CN 93114744 A CN93114744 A CN 93114744A CN 1096914 A CN1096914 A CN 1096914A
Authority
CN
China
Prior art keywords
emitter
amplifier
pair
output
bandgap grading
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN93114744A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1092001C (zh
Inventor
J·R·哈福德
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Samsung Electronics Co Ltd
Original Assignee
Samsung Electronics Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Samsung Electronics Co Ltd filed Critical Samsung Electronics Co Ltd
Publication of CN1096914A publication Critical patent/CN1096914A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN1092001C publication Critical patent/CN1092001C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N5/00—Details of television systems
    • H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
    • H04N5/4446—IF amplifier circuits specially adapted for B&W TV
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
    • H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
    • H03G1/0017—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier
    • H03G1/0023—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier in emitter-coupled or cascode amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
    • H03G3/20—Automatic control
    • H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
    • H03G3/20—Automatic control
    • H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
    • H03G3/3052—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in bandpass amplifiers (H.F. or I.F.) or in frequency-changers used in a (super)heterodyne receiver
    • H03G3/3068—Circuits generating control signals for both R.F. and I.F. stages
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N5/00—Details of television systems
    • H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
    • H04N5/455—Demodulation-circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N5/00—Details of television systems
    • H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
    • H04N5/52—Automatic gain control

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Surface Acoustic Wave Elements And Circuit Networks Thereof (AREA)

Abstract

声表面波或其它集总中频放大器滤波器位于在 单片集成电路范围内构成的IF放大器链路和第二 检波器之前。该链路包括三个相互级联的射极耦合 差分放大器，提供了对前两个射极耦合差分放大器的 电压增益进行自动控制的装置。共集电极放大器被 用来缓冲每一射极耦合差分放大器的平衡输出信号 对后面的射极耦合差分放大器或第二检波器的作 用。叠加了提供给第二检波器的平衡信号的直流偏 压的平衡电流响应通过在芯片上的IF旁路电容的 低通滤波器来获得。

Description

本发明涉及中频（IF）放大，特别涉及以单片集成电路形式构成的中频放大器和第二检波器的组合。
电视机通常在第二检波器之前使用一种单片集成电路或IC，该集成电路用双极晶体管来构成，设置在声表面波（SAW）或其它集总“分块”的中频放大器滤波器之后，它包括三个级联的射极耦合差分放大器，每个放大器具有高达约20倍的电压增益。未调谐的直接级间耦合由共集电极放大器（或射随器）晶体管来提供。通常会作出对射极耦合差分放大器的电压增益进行自动控制的措施。第二检波器可以是包络检波器，但近年来它更经常是恢复载波型的同步检波器或准同步检波器。在双变频接收机或专门产生载波差拍伴音的IF放大器中，第二检波器可以是将第一中频转换成第二中频的第二混频器。
Jack    Rudolph    Harford和Heung    Bae    Lee在1992年9月8日申请的题为“可变增益放大器”的美国专利申请（申请号为07/940220）描述了IF放大器电路，该电路被发明人在本发明的实施例中进行了改进。如同本发明的情形一样，根据发明人在完成发明时转让其发明的义务，美国专利申请第07/940220号已被转让给三星电子公司。Harford和Lee描述的IF放大器电路通过控制电视机IF放大器链路中的第一和第二射极耦合差分放大器的电压增益满足了该链路将要达到的约66dB的自动增益控制范围需求，该链路中的第三射极耦合差分放大器能被以固定电压增益来工作。
第二检波器通常用IF放大器链路的平衡信号来驱动。因此，直流偏压的相当好的调整（至少在20毫伏左右之内）就是非常需要的，提供给第二检波器的平衡信号叠加在该直流偏压上。在以前的各低通滤波器的设计中，利用在芯片外的电容的每个低通滤波器对在其上叠加了提供给第二检波器的这些平衡信号的直流偏压进行提取。这些低通滤波器的响应然后被差动地组合，产生反馈给IF放大器链路输入端的误差信号，由此完成直接耦合的反馈环路以衰减误差信号。已发现这一方案存在不足。使完全放大的IF信号离开芯片、即使到达旁路电容也会增大IF放大器链路中不希望有的正反馈的危险。在弱信号状态下全部IF链路的高电压增益和可在AGC范围的不同部分中出现的相位容限的变化引起直流反馈环路稳定性的问题。IC和其外部环境之间的接口的稳定性往往低于连接在其间的电子电路的稳定性。在IC外壳上所需引脚的数目影响其价格，对于在低通滤波器中使用的芯片外的电容还经常需要额外的引脚。在电视机生产期间必须单独地根据IC开出芯片的电容清单。
本发明实施在位于IF放大器链路之前的声表面波（SAW）或其它集总中频放大器滤波器以及在单片集成电路范围内构成的第二检波器中。IF放大器链路包括三个相互级联的射极耦合差分放大器，每个放大器具有高达约20倍的电压增益。提供了对前两个射极耦合差分放大器的电压增益进行自动控制的装置。共集电极放大器被用来缓冲每一射极耦合差分放大器的平衡输出信号对后面的射极耦合差分放大器或第二检波器的作用。对在其上分别叠加了提供给第二检波器的平衡信号的直流偏压的平衡电流响应通过在芯片上和不使用芯片外的IF旁路电容的低通滤波器来获得。这些平衡电流响应被反馈给在共集电极放大器中的晶体管的发射极，共集电极放大器被用来使在IF放大器链路中的第一增益控制射极耦合差分放大器同在IF放大器链路中的第二增益控制射极耦合差分放大器耦合。这就完成了直接耦合的反馈环路，以衰减直流偏压的差值，在该偏压上分别叠加有加给第二检波器的平衡的信号。
图1是发明人在1992年9月8日申请的美国专利申请（申请号为07/940220）中公开的特别适合用作多级IF放大器的第一级的增益控制放大器级的原理图。
图2是发明人在1992年9月8日申请的美国专利申请（申请号为07/940220）中公开的特别适合用作多级IF放大器的的第二级的增益控制放大器级的原理图。
图3是发明人在1992年9月8日申请的美国专利申请（申请号为07/940220）中公开的图1和图2的增益控制放大器级级联的原理图。
图4是发明人在1992年9月8日申请的美国专利申请（申请号为07/940220）中公开的特别适合用作多级IF放大器的输入级的另一增益控制放大器级的原理图。
图5是发明人在1992年9月8日申请的美国专利申请（申请号为07/940220）中公开的图4和图2的增益控制放大器级级联的原理图。
图6是本发明的在增益控制放大器级的图3或图5级联后用于进一步级联、由此完成三级IF放大器的第三放大器级和接收叠加在理论上彼此相等的各个直流偏压上的平衡的放大IF信号的第二检波器以及产生对那些直流偏压差动地响应的平衡误差电流信号的在芯片上的滤波器的原理图，该平衡误差电流信号被反馈到在图3或图5的增益控制放大器级级联中的根据图2的第二增益控制放大器级的平衡输入。
图7是发明人在1992年9月8日申请的美国专利申请（申请号为07/940220）中公开的能够对图1的增益控制放大器级进行的改进的原理图。
图8是发明人在1992年9月8日申请的美国专利申请（申请号为07/940220）中公开的能够对图4的增益控制放大器级进行的改进的原理图。
图9是电视机或录象机中用于恢复发射的电视信号的音频信号、视频信号和同步信号的那些部件的方框图，该电视机使用在图3和图6或在图5和图6中所示的中频放大器。
说明书中术语“RF信号”指在下变频或第一次检波之前在电视机各处的信号;术语”IF信号”指在下变频或第一次检波之后、视频检波或第二次检波之前在电视机各处的信号。电视机中的下变频是通过将各个传输频道的输入射频（RF）信号与频率可调振荡器的振荡混频而进行的，由此产生在中频（IF）频带内的频率较低的射频信号，该频率较低的射频信号在中频（IF）放大器中被选择和放大。放大电视信号视频部分的中频放大器通常被称为“PIX    IF放大器”。放大电视信号伴音部分的中频放大器可以和PIX    IF放大器完全分开。或者如在大多数载波差拍伴音类型电视机中那样，可由PIX    IF放大器完成电视信号伴音部分的部分中频放大。PIX    IF放大器一般需要处理有效值从约50微伏到约100毫伏范围内的信号。这就意味着约66dB的动态范围。
为了实现自动增益控制（AGC）功能，每个放大器级或器件需要满足一定的工作条件。例如输入信号电平大于内部噪声一预定值，输入信号电平不应使器件过载而引起信号失真和偏压漂移。另外，AGC控制信号本身不应引起不希望有的偏压漂移而造成器件离开其预定的工作点。例如选择放大器和混频器的工作点以便在它们的输出信号中保证低的失真，选择混频器和检波器的工作点以便保证相对较高的二阶响应。
在大约1毫伏或更大的较强的信号电平情况下，对增益进行控制时考虑到所谓“噪声/过载窗口”是特别重要的。一方面，如果多级放大器前些级的增益被减得太小，就会在后些级中出现带有不希望有的失真的过载。另一方面，如果前些级的增益太低，热噪声会变得显著。在通常的阻抗下测量，对相应于10毫伏左右的输入信号电平应获得基本无噪声和不失真的图象。如果放大器呈现不合适的噪声/过载窗口，就会在应能够获得低失真、相对无噪声图象的信号电平下产生噪声或过载失真。
集成电路（IC）增益模块的发展导致模块滤波的使用，近来已将电视机中的IF滤波和增益功能作为没有级间调谐的增益一模块IC放大器来实施，该增益-模块IC被级联在模块滤波器之后。声表面波（SAW）滤波器能够提供电视机所需的整个通带整形和对相邻频道的衰减。有关SAW滤波器和有关模块滤波和放大的其它信息可参看例如由纽约McGraw-Hill出版公司1986年出版的K.Blair    Benson主编的《电视工程手册》（Television    Engineering    Handbook）的第13章。
虽然电视机技术已普遍使用模块滤波和放大，但由于一些原因它使噪声/过载窗口问题更严重。市场上可用作IF放大器输入端的集总滤波器的一般SAW滤波器呈现高的插入损耗和高的阻抗，因此，相当于较高电平的噪声源阻抗。因此，噪声/过载窗口的噪声容限一侧被减小。另外，落在图象载波的±4.5MHz内的噪声信号将被解调作为被“折叠”到0-4.5MHz的视频频带中去的噪声。这一现象产生如下。IF信号位于41.25-45.75MHz的频带中。由于IF放大器的输入端使用集总或模块滤波，在滤波器之后的IF级的边带噪声没有被抑制，这与当滤波逐级分布时的情况不同。这是因为在约以45.75MHz的（IF）图象载波频率为中心的±4.5MHz的频带内的噪声没有被在放大器之前的集总滤波器滤波。
往往使在模块滤波和放大步骤中的噪声/过载窗口问题更严重的另一现象就是所用的一般双极IC放大器呈现具有固定过载电压电平的传输特性，这限制了噪声/过载窗口的过载一侧。另外，一般现代小几何尺寸的双极晶体管往往呈现大的基极输入电阻（γb），因此往往比具有小的γb的较大的最佳器件具有更坏的噪声指数，这就使问题更严重。在过载一侧通过使用不同设计的晶体管和在噪声一侧通过将SAW滤波器输出阻抗变换为较小的值、由此减少其作为噪声源的分布都能够扩大噪声/过载窗口。但是，阻抗匹配电路装置，例如变压器或其它匹配电路昂贵且体积大并需要提高已具有很高增益的系统的增益。
由于某些已有技术的增益控制IF放大器的每一种呈现作为增益控制函数的输出偏压漂移而使噪声/过载窗口问题更复杂。一般来说，这是由于解调器偏压的变化造成的，解调器通常与IF放大器直接耦合。如以上关于工作点所述的那样，不希望有这样的变化。由于偏压漂移，必须提供合适的偏压来适应这种变化，这就使解调器设计复杂化并需要比低失真所需的电源电压更高的电源电压。
在IF放大器中经常使用的基本放大器级是阴极耦合推挽级或射极耦合差分放大器，它包括具有在它们的发射极电极之间“尾”连接的两个晶体管，恒流发生器连接到发射极。恒流发生器可通过尾连接和远程直流电压之间的高阻值电阻来提供。但在需要使用较低的工作电压以便将功耗保持在可接受范围内的ICS中，恒流发生器通常通过被偏置为恒流工作的另一晶体管的主导电通道来提供。虽然阴极耦合推挽级经常被称为射极耦合“差分”放大器，但事实上它经常以单端输入电路、单端输出电路或单端输入单端输出电路的形式工作。可根据射极耦合差分放大器工作电流或尾电流的线性减少进行增益控制，由此以已知方式减少其互导。但是，这一方案的简单应用存在不足。首先，噪声源电阻随增益减小而增大，因此，在一定程度上使与较大信号有关的改善的信噪比无效，其次，当经常需要处理较大信号时就减弱了功率处理能力。
在商业上成功的电视机设计中，以IC形式构成的在模块滤波之后用于电视机IF放大的已有技术的未调谐放大器已使用三个连续的增益控制级以便满足这种设备约66dB的动态范围需求。这些设计已使用反向AGC，在反向AGC中减少放大器晶体管的跨导以便使增益减小。无负反馈的共发射极晶体管放大器的电压增益是gmRL，其中gm是晶体管的跨导，RL是晶体管所用的集电极负载电阻。放大器晶体管跨导的减小增大了呈现给晶体管集电极的噪声源的电阻，由此增大了晶体管产生的热噪声，因此为了使PIX IF放大器链路的总噪声值足够低以便满足商业需求就必须使用三个连续的增益控制级。减小级联放大器级增益的另一方法是减小晶体管所用的集电极电阻，熟知的正向AGC就是这一方法的一个实例。如果晶体管的跨导不减小，就没有晶体管产生的热噪声的附带的增大;减小晶体管所用的集电极电阻就减小了与由晶体管的热噪声产生的电流相关的电压。
在美国专利申请第07/940220号中，J.R.Harford和H.B.Lee描述了通过使集电极电阻与具有电控的电导的器件并联来减小射极耦合差分放大器晶体管所用的那些集电极电阻的装置。J.R.Harford和H.B.Lee描述的每个增益控制的IF放大器呈现作为增益控制函数的输出偏压的非常小的漂移。在第一和第二电压增益级中使用这些增益控制的IF放大器的三级IF放大器适合与直流耦合的直流反馈环路一起使用，根据在此描述和请求保护的本发明的原理来这样做，使该直流耦合的直流反馈环路减小直流偏压之间的差值，而平衡IF输出信号是叠加在这些直流偏压上的。由于这些增益控制的IF放大器呈现作为增益控制函数的输出偏压的非常小的偏移，所以减小在其上叠加了平衡IF输出信号的直流偏压之间的差值的直接耦合直流反馈环路本质上可以是差模的并且不需要校正这些直流偏压的共模值。
由于第三电压增益级具有20倍左右的固定电压增益，所以即使差模反馈环路在环路中不包括第一增益控制的IF放大器，甚至当第二电压增益级的增益被AGC减小时还可获得足够的差模反馈环路增益来充分地抑制在其上叠加了平衡IF输出信号的直流偏压之间的差值。由于第二电压增益级的增益在第一电压增益级的增益被延迟的AGC减小之前被AGC减小，所以在其上叠加了平衡的IF输出信号的直流偏压之间的差值的减小量是相同的，因为这些差值是由于第一增益控制的IF放大器的不平衡引起的。此外，由于第二增益控制的IF放大器的不平衡引起的在其上叠加了平衡的IF输出信号的直流偏压之间的差值也可能被减小。
由于第一电压增益级的增益被延迟的AGC减小，所以由于第一增益控制的IF放大器的不平衡引起的在其上叠加了平衡IF输出信号的直流偏压之间的差值可能被进一步减小。因此，在把延迟的AGC作用于第一增益控制的IF放大器期间可允许再适当地减小第二增益控制IF放大器的增益，因为在其上叠加了平衡的IF输出信号的直流偏压之间的差值被保持在可接受的范围内。
在用于校正被放大的IF信号的直流偏压不平衡的差模反馈环路中，只有每个IF放大器链路的第二增益控制的IF放大器会对这些IF放大器链路的相应增益进行统调。在确定环路特性时不需要考虑任一反馈环路内的放大器增益控制特性的AGC延迟中断。
参看图1，Q1是双极晶体管，基极电极控制经由发射极和集电极电极之间的主导电通道的导电性，对于此后在说明书中提到的其它双极晶体管也如此。NPN晶体管Q1的基极和集电极电极之间电连接以便以二极管连接的方式运行。Q1的发射极电极接至基准电压源，这里为地。基准电流通过电阻R1提供给连接的基极和集电极电极，电阻R1的一端接至那些连接的电极而另一端接收在端点T1提供的自动增益控制（AGC）信号电压。图1表示来自于发生器GC1的AGC信号电压在端点T1被提供。
NPN晶体管Q2和Q3使它们各自的发射极电极连接到与Q1的发射极电极相同的基准电压，使它们的基极电极连接到Q1的基极电极，以便相对于通过R1提供的基准电流形成电流镜的电路装置。NPN晶体管Q4和Q5的发射极电极各自连接到相应电阻R5和R6的一端，电阻R5和R6的另一端接在一起并通过电阻R7连接到地基准电位点上，所以晶体管Q4和Q5形成了差分对，电阻R7提供工作电流或尾电流给该差分对。
NPN晶体管Q6和Q7的基极电极连接到相应的信号输入端T5和T6以便接收在该端的差分输入信号和伴随的直流偏压。图1表示电池B1的负极接至地基准电位点上，正极提供正直流偏压VB1，与其相对应的是由发生器S1和S2提供给Q6和Q7的基极电极的所谓平衡的输入信号。晶体管Q6和Q7被连接成为共集电极放大器以便作为射极跟随器型的电压跟随器。它们各自的发射极电极连接到Q4和Q5基极电极相应一个上，并连接到相应电阻R2和R3的一端。R2和R3的另一端连接在一起接至其另一端接地的电阻R4的一端。晶体管Q6和Q7的集电极接收提供给电源端T2的正工作电压VB2，图1表示为由电池B2的正极提供，电池B2的负极接至基准地电位点上。
Q4和Q5的集电极电极通过各自的集电极负载电阻R8和R9接至电源端T2。Q4的集电极电极还接至NPN晶体管Q8的基极电极，后者的集电极电极接至T2。Q8的发射极电极接至输出端T3，电流源IS1的漏极电流从该输出端流向地基准电位点上。晶体管Q5的集电极电极还接至NPN晶体管Q9的基极电极，后者的集电极电极接至T2。Q9的发射极电极接至输出端T4，电流源IS2的漏极电流从该输出端流向地基准电位点上。Q8和Q9对于由图1的可控增益放大器产生的平衡的输出电压起到射极跟随器型的电压跟随器的作用。
晶体管Q4的集电极电极还接至NPN晶体管Q10的集电极和基极的接点上并接至NPN晶体管Q11的发射极。晶体管Q5的集电极还接至NPN晶体管12的集电极和基极接点上并接至NPN晶体管Q13的发射极上。晶体管Q10和Q12连接的发射极电极通过电阻R12接至晶体管Q3的集电极。晶体管Q11和Q13的集电极和基极的接点接至PNP晶体管Q14的集电极上，后者的发射极通过电阻R13接至电源端T2。晶体管Q14的基极电极接至Q12的集电极电极并还通过电阻R14接至PNP晶体管Q15的基极和集电极电极。二极管连接的晶体管Q15的发射极电极接至电源端T2。
电路工作时，二极管连接的晶体管Q10、Q11、Q12和Q13与电阻R8和R9一起形成了射极耦合差分放大器晶体管Q4和Q5集电极电极的可变负载。输出信号被作为射极跟随器型的电压跟随器器运行的Q8和Q9缓冲。经过二极管连接的晶体管Q10、Q11、Q12和Q13的DC（直流电流）由Q3集电极的电流镜输出电流所确定，如由此以Q2相同的集电极电流被由PNP晶体管Q14和Q15形成的电流镜所成镜象反射那样。当这些电流为零时，如当流经电阻R1的电流为零时就会这样，二极管连接的晶体管Q10、Q11、Q12和Q13呈现高阻抗。因此，由差分对放大器增益确定的放大器增益为最达值，该值由集电极电阻来确定。
当电流加到二极管连接的晶体管Q10、Q11、Q12和Q13时，作为对增大端子T1处正电位的响应，它们的阻抗相对变小，包括Q4和Q5的射极耦合差分放大器的增益被减小。晶体管Q3和Q14的集电极流出和流入几乎相等的电流，所以与流出包括二极管连接的晶体管Q10、Q11、Q12和Q13的网络的电流相等的电流流入该网络。在这一条件下，从Q4和Q5的集电极电极结点没有增加或减去电流。因此，如果提供电流给它们的二极管连接的晶体管Q10、Q11、Q12和Q13以及电阻很好地匹配，当增益改变时对放大器的DC工作状态就没有影响。在单片IC中很容易实现这样的匹配。另外，包括二极管连接和晶体管Q10、Q11、Q12和Q13的网络是桥路形式的，所以在其中将电流提供给网络的结点交流接地，形成了RF电流的“虚地”。这样的结果之一就是PNP晶体管Q14只携带DC（直流电流），它的集电极电容不影响放大器的频率响应，另一影响是没有信号经过二极管连接的晶体管Q10、Q11、Q12和Q13返回到地。
还应当注意，增益控制可变元件都在差分对放大器的集电极电路中，因此可以灵活地对发射极电路进行偏置以得到大信号处理能力，这就扩展了过载特性。另外，影响增益控制所需的功率受到限制。
在图1的放大器级中，射极耦合差分放大器的集电极负载在最大增益时只是阻性负载，这是因为在最大增益条件下旁路它们的二极管不导电的缘故。使用电阻作为集电极负载的优点在于：不管IC中增益控制放大器级的结构如何，每一级的最大电压增益能被预测，这就不需要根据最大电压增益逐级调整每一放大级而能以IC形式批量生产增益控制放大器级。每一放大器级的最大电压增益是射级耦合差分放大器晶体管的跨导（gm）与其集电极负载的电阻（RL）相乘的积。晶体管的gm由它的发射极电流确定，该电流正比于在电阻元件两端的所提供偏压VBIAS（一般小于半导体结偏置电压VBE），电阻RBIAS被包括在带有电阻负载的IC上并与该电阻负载的类型相同。即射极耦合差分放大器晶体管的发射极电流跟踪偏流IBIAS＝（VBIAS-VBE）/RBIAS，所以它的最大电压增益gmRL正比于[（VBIAS-VBE）/RBIAS]RL＝（VBIAS-VBE）（RL/RBIAS）。由于（RL/RBIAS）是在芯片上的电阻元件的比值，所以这一比值的值被非常好地确定并能被准确地预测。与（VBIAS-VBE）相比，通常忽略VBE随温度的很小的毫伏变化，（VBIAS-VBE）取决于从芯片外提供的偏压VBIAS并可被设计具有很好预测的值。通常选择RL的值来提供受控增益放大器级约10倍左右的最大电压增益。
PIX    IF放大器的第一级必须适应输入到放大器的差分IF输入电位信号的全部动态范围，由于第一级提供的增益控制，所以输入到PIX    IF放大器较后各级的IF信号幅值被放置于输入信号电平较小的动态范围之下。当前面RF放大器的增益控制超出范围时，PIX    IF放大器的第一级必须具有防止对在强信号接收期间接收的最大的差分IF输入信号的峰值过载的能力。由于差分放大器晶体管Q4和Q5与它们发射极电极之间的大体上为差模的电阻射极耦合，所以图1的增益控制放大器适合用作PIX    IF放大器的第一级。由电阻R5和R6提供的线性差模电阻使它们基极电极之间的差分IF输入信号电压可高达约100毫伏有效值而不使任一晶体管在信号峰值时截止。可以用其它已知方式来提供晶体管Q4和Q5的发射极电极之间的差模电阻-例如，利用代替图1的电阻R5、R6和R7的T形网络连接在图7π型网络的电阻R81;利用相应于图7π型网络的改进的另一π型网络中的电阻R81的电阻，在该网络中，被偏置为恒流源工作的其它π型网络晶体管代替了电阻R82和R83;以及利用在图1的电阻R5、R6手R7的T型网络连接的改进网络中的电阻R5和R6的组合电阻，在该改进网络中，被偏置为恒流源工作的晶体管代替了电阻R7。
在图2的增益控制放大器中，晶体管Q21是NPN导电型，它的基极和集电极电连接以便以二极管连接的模式工作。Q21的发射极通过电阻R21接至基准电压源，在此为地。基准电流通过电阻R22提供给基极和集电极的接点上，该电阻R22的一端接至该连接的基极和集电极，另一端接收提供给端子T21的正直流偏压VB3。图2表示VB3由电池B3提供。
NPN晶体管Q22的发射极通过电阻R23接地，其基极电极接至晶体管Q21的基极，以便相对于通过R22提供的基准电流形成电流镜的电路装置。NPN晶体管Q23和Q24形成差分放大器对，它们各自的发射极接至晶体管Q22的集电极。晶体管Q23的基极接至端子T22以便接收该处的增益控制信号，在此表示为由信号源GC2提供，晶体管Q24的基极接至端子T23以便接收该处的正直流偏压VB4，在此表示为由电池B4提供。
NPN晶体管Q25和Q26形成差分放大器时，它们的发射极电极接至晶体管Q24的集电极电极。它们的基极电极接至各自的输入端T25和T26以便接收称为直流偏压的平衡的输入信号。图2表示电池B5的负极接至地基准电位，其正极提供直流偏压VB5，由发生器S3和S4提供给端子T25和T26的所谓平衡的输入信号以该正极为对照。晶体管Q25和Q26的集电极通过相应的电阻R24和R25接至电源端T27以便接收正工作电压VB2，图中表示为由电池B2提供。晶体管Q25的集电极还接至NPN晶体管Q27的集电极和基极接点上，晶体管Q26的集电极还接至NPN晶体管Q28的集电极和基极的接点上。Q27和Q28连接的发射极电极接至晶体管Q23的集电极电极并且还通过电阻R26接至电源端T27。NPN晶体管Q29和Q30被连接为射极跟随器型的电压跟随器，作为输出缓冲级。Q29和Q30的基极电极分别接至Q26和Q25的集电极电极，Q29和Q30的集电极电极接至电源端T27。晶体管Q29的发射极电极接至输出信号端T28和电阻R27的一端，电阻R27的另一端接地。晶体管Q30的发射极电极接至输出信号端T29和电阻R28的一端，电阻R28的另一端接地。
电路工作时，来自晶体管Q22集电极电极处的电流镜输出的电流被晶体管对Q23和Q24控制，一方面为差分放大器晶体管Q25和Q26提供尾电流，另一方面为二极管连接的晶体管Q27和Q28提供偏流。当二极管连接的晶体管Q27和Q28不传导电流时，增益则处在最大值，由最大尾电流和由集电极负载电阻R24和R25确定。当AGC电压GC2为正，足以将晶体管Q23偏置为导电时，二极管连接的晶体管Q27和Q28被偏置为导通，旁路晶体管Q25和Q26的集电极电阻R24和R25，以便减小它们的增益。与此同时，晶体管Q23的导通减少了流过Q24的作为晶体管Q25和Q26的尾电流的电流，该减少的尾电流使它们以减小的跨导来运行，由此进一步减少了它们的增益。总之，流过每一电阻R24和R25的DC（直流电流）不受到增益控制操作的影响。但是，当差分放大器对多于一半的工作尾电流流入到二极管连接的晶体管Q27和Q28时，噪声性能将开始恶化。这是由于当晶体管Q25和Q26的内部发射极电阻根据晶体管Q24主导电通道的电流传导的减少而增大时，晶体管Q25和Q26噪声指数更差的缘故。因此，通过用二极管连接的晶体管Q27和Q28旁路集电极负载电阻R24和R25减小级增益是主要的增益减小手段，而通过减少Q25和Q26的尾电流而减小它们的跨导不是主要的。增益控制的正常范围是从约0dB上升到26dB左右。
图2的增益控制放大器不是特别适合作为多级IF放大器的开头级，因为对过大的输入信号它将很快过载。由于图2的增益控制放大器更多地依赖射极耦合晶体管Q25和Q26集电极负载的二极管旁路而不是由于减少它们的尾电流而引起的它们跨导的减小，所以这一缺陷可以通过在它们的射极耦合中包括晶体管Q25和Q26的发射极负反馈电阻而被显著地克服。改进级作为IF放大器的第一级仍然不如图1或图4的增益控制的放大器好，这是由于当增益减少到低于0dB时噪声指数的上述问题被恶化的缘故。但是，在IF放大器的较后各级中，在这些级中的输入信号的动态范围被减小，图2的增益控制的放大器较简单的结构使其胜过图1或图4的增益控制放大器。
图3表示图1和图2的增益控制放大器的级联。电路工作时，该电路一般位于电视机IF放大器设备中，分别在输入端T1和T22的两增益控制信号如此相配合，使得当开始实施增益减小时，没有减小第一放大器的增益就首先减小第二放大器的增益。当已经将第二放大器的增益减小了预定值时，随后的增益减小值以预定的关系减小第一和第二放大器的增益。因此，对于少量的增益减少，第一放大器级继续以其全部增益运行而总增益的减少是通过减少第二放大器的增益来获得的。众所周知，这种被称为延迟的增益控制的工作方式对于整个噪声性能是有益的，这是因为对于在其中放大器噪声也许仍然显著的较小信号，第二放大器的贡献是很小的。实际上，这样的延迟很容易用没有在此描述的各种装置来获得，例如，对输入到第一放大器的信号引入电压延迟。
图1和图2的放大器适合于根据单一正工作电源工作，因此图3表示电源端T27接自电源端T2。实际上电池B3和B4被在与第一和第二增益控制放大器相同的IC内的网络代替，这种网络是已知的能够从经由电源端T2提供的工作电源电压获得偏压的那种网络。
图4表示非常适合用作电视机IF放大器中的第一级的另一增益控制放大器。图4的放大器包括NPN导电型的晶体管Q41，它的基极和集电极电极电连接以便以二极管连接的模式工作。Q41的发射极电极通过电阻R41接至基准电压源，图4所示为地。基准电流通过电阻R42提供给基极和集电极的接点上，电阻R42的一端接至连接的基极和集电极，另一端接收提供给端子T41的正工作电压VB3。图4表示提供这一电压的电池B3。
NPN晶体管Q42的发射极电极通过电阻R43接地，它的基极接至晶体管Q41的基极电极，以便相对于由R42提供的基准电流形成电流镜装置。NPN晶体管Q43和Q44形成差分放大器对，它们各自的发射极电极通过相应的电阻R44和R45接至晶体管Q42的集电极电极，它们的基极电极接至相应的输入端T42和T43以便接收在两输入端之间处于合适的直流偏压电平的输入信号。图4表示信号源S1和S2相对于由电池B1提供的正直流偏压VB1提供平衡输入信号给输入端T42和T43。
NPN晶体管Q45和Q46被连接成为晶体管Q43集电极电流的分流器，它们每一个的发射极电极接至晶体管Q43的集电极电极。NPN晶体管Q48和Q49被连接成为晶体管Q44集电极电流的分流器，它们每一个的发射极电极接至晶体管Q44的集电极电极。晶体管Q45和Q48的基极电极接收提供给端子T45的正直流偏压VB6。图4表示由电池B6代表的VB6源。晶体管Q46和Q49的基极电极接至端子T44以便接收该处的增益控制电压，图4表示该增益控制电压由控制电压源GC4提供。晶体管Q45和Q48的集电极电极分别通过电阻R46和电阻R47接至电源端T46，电池B2将正工作电压VB2提供给该电源端T46。
在远离端子T46的电阻R46和R47的末端之间提供了可电控的电导。NPN晶体管Q47的集电极和基极接点以及晶体管Q45的集电极电极都接至远离端子T46的电阻R46的一端。NPN晶体管Q50的集电极和基极接点以及晶体管Q48的集电极电极都接至电阻R47远离电源端T46的一端。NPN晶体管Q47的集电极和基极接点接至晶体管Q45的集电极电极。晶体管Q47和Q50的发射极电极以及晶体管Q46和Q49和集电极电极都电连接在一起并通过电阻R48接至电源端T46。
在电阻R46远离端子T46的一端出现的增益控制响应通过NPN共集电极放大器晶体管Q8的电压跟随器的作用被加给输出端T47。在电阻R47远离端子T46的一端出现的增益控制响应通过NPN共集电极放大器晶体管Q9的电压跟随器的作用被加给输出端T48。
电路工作时，差分放大器晶体管Q43的集电极输出电流构成了差分对晶体管Q45和Q46的尾电流，差分对晶体管Q45和Q46起分流器的作用。根据端子T44处的控制信号电平，差分对放大器晶体管Q43的集电极输出电流可流过晶体管Q45或流过晶体管Q46并因此流过二极管连接的晶体管Q47，或者部分地流过晶体管Q45和Q46的每一个。同样地，差分对放大器晶体管Q44的集电极输出电流可流过晶体管Q48或流过晶体管Q49，并随后流过二极管联接的晶体管Q50，或者部分地流过晶体管Q48和Q49的每一个。
电流换向全部流过晶体管Q46和Q49将晶体管Q43和Q44的包括它们的差分变化的全部集电极电流提供给二极管连接的晶体管Q47和Q50之间的结点，差分信号的变化在作为AC（交流电流）的“虚地”的该结点处相互抵消。没有Q45和Q48的集电极电流分量流过晶体管Q46和Q49，它们的差分变化能够分别流向电阻R46和R47，在电阻R46和R47的两端产生相应的信号电压。晶体管Q43和Q44集电极电流的共模直流分量一起流过二极管连接的晶体管Q47和Q50，使它们的电导分别相对于负载电阻R46和R47变得相当小。二极管连接的晶体管Q47和Q50小的旁路电阻当它们分别除以电阻R46和R47就确定了图4放大器的电压增益。当晶体管Q43和Q44总的集电极电流被控制流过二极管连接的晶体管Q47和Q50时，增益为最小电平。
电流换向全部流过晶体管Q45和Q48将晶体管Q43和Q44的包括它们的差分变化的全部集电极电流分别提供给负载电阻R46和R47。电流不流过晶体管Q46和Q49的结果是没有电流流过二极管连接的晶体管Q47和Q50，所以它们的电导非常小，没有明显地旁路负载电阻R46和R47。因此图4增益控制放大器的增益为最大电平。
射极耦合差分放大器晶体管Q43和Q44的集电极电流一部分流过晶体管Q45和Q48，由于只将集电极电流一部分的差分变化提供给负载电阻R46和R47而减小了增益，由此以由增益控制电压GC4控制的比例减小了在电阻两端的相应信号电压。在此同时，射极耦合差分放大器晶体管Q43和Q44的集电极电流一部分流过晶体管Q46和Q49，由于使集电极电流的共模分量流过二极管连接的晶体管Q47和Q50进一步减小了增益，所以Q47和Q50的电导以也由增益控制电压GC4控制的程度旁路负载电阻R46和R47。
总之，在增益控制过程期间，电阻R46的总电流保持不变，总是等于晶体管Q43的集电极输出电流，在增益控制过程期间，电阻R47的总电流也保持不变，总是等于晶体管Q44的集电极输出电流。因此，如果晶体管很好地匹配，当增益变化时放大器的直流工作条件就不受影响。
图4增益控制放大器的优点与图1增益控制放大器的优点相似。由于为了避免在预期的IF放大器输入信号电平下的过载失真差分放大器晶体管Q43和Q44与在它们发射极电极之间的大体上为差模的电阻射极耦合，所以图4的增益控制放大器适合用作PIX    IF放大器的第一级。由电阻R44和R45提供的线性差模电阻使它们基极电极之间的差分IF信号电压可高达约100毫伏有效值而任一晶体管在信号峰值时不载止。以上关于差分放大器晶体管Q4和Q5描述的各种射极耦合网络也能被用于差分放大器晶体管Q43和Q44。
图5表示图4和图2增益控制放大器的级联。带有电流源IS1和IS2、正向偏置它们的发射极的NPN晶体管Q8和Q9形成第一放大器输出的射随器缓冲器级。分别在端子T42和T43提供输入信号和在端子T44和T22提供两增益控制信号。关于增益控制放大器图3的级连的有关延迟增益控制或延迟自动增益控制的同样考虑也是可适用的。
图4和图2放大器适合于根据单一正工作电源工作，因此图5表示电源端T27接自电源端T46。在图5的变形中，晶体管Q42从Q21的集电极和基极接点上获得其基极电压，元件R41、R42和Q41被省去。
图6表示与如图3所示或图5所示的级联的放大器级一起被包括在IC中的电路。在图6中，晶体管Q61是NPN导电型的，它的基极和集电极电极电连接以便以二极管连接的模式工作。Q61的发射极电极通过电阻R61接至基准电压源，这里为地。基准电流通过电阻R62提供给基极和集电极的接点，电阻R62的一端接至该连接的基极和集电极电极，另一端接收加在端子T21的正直流偏压VB3。图6表示VB3由电池B3提供。NPN晶体管Q62和Q63的发射极电极分别通过电阻R63和R64接地，它们的基极电极接至晶体管Q61的基极电极，以便相对于通过R62提供的基准电流，形成双端输出电流镜电路装置。
NPN晶体管Q64和Q65形成差分放大器对，它们各自的发射极电极接至晶体管Q62的集电极电极。在射随器晶体管Q29和Q30的发射极电极处的增益控制的被放大的平衡IF信号提供给晶体管Q64和Q65的基极电极。晶体管Q64和Q65的集电极电极通过相应的电阻R64和R66接至电源端T27以便接收如图所示的由电池B2提供的正工作电压VB2。NPN晶体管Q66和Q67被连接成为射随器型的电压跟随器，作为输出缓冲器级。Q66和Q67的基极电极分别接至Q64和Q65的集电极电极，Q66和Q67的集电极电极接至电源端T27。晶体管Q66和Q67的发射极电极接至相应负载电阻R67和R68的一端，电阻R67和R68的另一端都接地。
晶体管Q66和Q67的发射极电极将叠加在直流偏压上的平衡的IF输出信号提供给第二检波器DET。自动调整这些直流偏压以便消除它们之间任何显著的差异是在此描述和请求保护的发明的目的。第二检波器DET提供输出信号给端子T60并且可如图6所示提供另一输出信号给端子T61，该输出信号实际上是平衡的。因为从第二检波器DET的输出端将相当小的剩余IF信号在芯片外杂散耦合回到IF放大器的输入端不象放大的IF信号如果在芯片外那样很可能引起不希望有的无衰减反馈，所以第二检波器DET通常被包括在与IF放大器一样的IC中。但是，在本发明的次最佳实施例中第二检波器DET可不在与IF放大器一样的IC中。
在其上叠加了平衡的IF输出信号的直流偏压被差模直接耦合DC反馈环自动地调整。晶体管Q64和Q65集电极电极的平衡的IF输出信号提供给四端低通滤波器LPF，四端低通滤波器LPF将平衡的响应提供给共集电极放大器NPN晶体管Q68和Q69的基极电极。晶体管Q68和Q69把各自的发射极负载电阻R69和R70从它们的发射极电极接至地电位。
提供给晶体管Q68和Q69基极电极的平衡响应主要包括在其上叠加了平衡的IF输出信号的直流偏压;晶体管Q68和Q69起到射随器型的电压跟随器的作用，将这些直流偏压之间的差值提供给NPN晶体管Q70和Q71的基极电极。晶体管Q70和Q71被连接成为射极耦合差分放大器。它们发射极电极的相互连接被接至NPN晶体管Q63的集电极，晶体管Q63从这一尾连接中获取集电极电流，由于晶体管Q61和Q63的电流镜作用，该集电极电流正比于流过电阻R62的基准电流。根据在其上叠加了提供给第二检波器DET的平衡的IF输出信号的直流偏压之间的差值，晶体管Q70和71的集电极电极分别从前述射随器晶体管Q8和Q9的发射极电极获取平衡的电流。这些连接闭合了用于消除在这些直流偏压之间的任何显著差异的直接耦合差模直流反馈环。
低通滤波器LPF包括将晶体管Q64的集电极电极接至晶体管Q68的基极电极的电阻R71、将晶体管Q65的集电极电极接至晶体管Q69的基极电极的电阻R72以及接在晶体管Q68和Q69的基极电极之间的浮置电容C1。该低通滤波器LPF还包括分别将晶体管Q68和Q69的基极电极旁路到地电位的两相同的电容C2和C3。电容C2和C3与浮置电容C1相比较小并用于抑制在晶体管Q68和Q69的基极电极处的共模信号。
电容C1、C2和C3一般为金属氧化物半导体（MOS）结构的。浮置电容C1提供相当于两个并联到地电容的滤波作用，每个电容的容量是其的两倍。MOS浮置电容C1占据IC晶片的面积只是提供相同的滤波作用的两个并联到地电容占据面积的四分之一。浮置电容C1可用同样容量的两个并联的MOS电容来构成，每一个的金属板连接到另一个的多晶硅片上。对衬底接地的等容量的多晶硅片在电容C2和C3的各个中出现，因此至少作为那些电容的一部分。
由于用于消除在其上叠加了平衡的IF信号的直流偏压之间的任何显著差异的反馈环路大约只有最大电压增益为一百倍到二百倍的两个电压增益级，没有最大电压增益为一千倍或更大的三个电压增益级，所以为了保证闭环稳定性，低通滤波器LPF的一阶开环极点不需要位于低频处。这就减小了浮置电容C1的所需容量。反馈环路中较快的时间常使环路在脉冲噪声或启动状态期间不易被“建立”。将差模电流反馈给射随器晶体管Q9和Q8的发射极电极提供了对大的误差具有减小的增益的非线性反馈响应。这也有助于防止反馈环路在启动或脉冲噪声状态期间的不稳定状态。
图7表示能够对图1的增益控制放大器进行的改进，在这一改进中，电阻R5、R6和R7的T型连接被电阻R81、R82和R83的等同π形连接所代替。电阻R81等于电阻R5和R6之和;电阻R82等于电阻R5和R7之和;电阻R83等于电阻R6和R7之和。
图8表示能够对图4的增益控制放大器进行的改进，在这一改进中，电阻R44、R45和由晶体管Q42和电阻R43形成的恒流源的T形连接被电阻R84和两个恒流源的等同π型连接所代替，一个恒流源由晶体管Q81和电阻R85形成，另一个由晶体管Q82和电阻R86形成。就是说，包括元件Q41、R41、Q42和R43的单端输出电流镜被包括元件Q41、R41、Q81、R85、Q82和R86的双端输出电流镜所代替。
图9表示电视机或录象机中用于恢复发射的电视信号的音频信号、视频信号和同步信号部分的那些部件，该电视机使用图3或图5所示类型的中频放大器。图9有助于理解延迟自动增益控制如何可被用于图3或图5所示的中频放大器。
用于在载波差拍伴音信号被检波之后将其进一步放大的中频放大器通常称为“音频IF放大器”。为了避免混淆，对图9的以下描述将只用术语“视频IF放大器”来指将输入信号提供给产生载波差拍伴音信号的伴音检波器的IF放大器，将只用术语“PIX    IF放大器”来指将输入信号提供给产生复合视频信号的视频检波器的IF放大器。术语：IF放大器”将是指“视频IF放大器”或指“PIX    IF放大器”的通用术语，但不是指“音频IF放大器”。
天线10俘获的电视信号提供给射频放大器12，一般包括混频器和一个或多个以高于在电视信号频带内的那些频率的频率振荡的可调振荡器的下变频器14响应由射频放大器12提供的放大的电视信号以便产生具有41.25MHz的伴音载波和45.75MHz的图象载波的IF信号。下变频器14有时称为“第一检波器”。
该第一检波器的IF信号提供给模块滤波器16，该模块滤波器16分离伴音载波和它的FM边带（在载波差拍伴音接收机中还有图象载波）以便作用于第一视频IF级18、第二视频IF级20和第三视频IF级22的级联。在芯片上的低通滤波器24响应在其上叠加了第三视频IF级22的平衡IF输出信号的直流偏压中的差值，以便提供差模反馈信号给加法单元26和28。加法单元26和28将差模反馈信号与第一视频IF级18的平衡的输出信号相加以便为第二视频IF级20产生校正的输入信号。
第一检波器的IF信号也提供给模块滤波器30，该模块滤波器30分离残留的图象载波和它的AM边带以便作用于级联的第一PIX    IF级32、第二PIX    IF级34和第三PIX    IF级36。在芯片上的低通滤波器38响应在其上叠加了第三PIX    IF级36的平衡IF输出信号的直流偏压中的差值，以便提供差模反馈信号给加法单元40和42。加法单元40和42将差模反馈信号与第一PIX    IF级32的平衡的输出信号相加以便为第二PIX    IF级34产生校正的输入信号。
可以是电视机中利用载波差拍方法产生音频IF信号的恢复载波同步检波器的第二变频器44从第三视频IF级22接收放大的45MHz的IF信号并响应该信号以便产生被具有中心位于4.5MHz处的通带的带通滤波器46选择的调频4.5MHz    IF信号。带通滤波器46抑制在其它情况下将伴随提供给限幅器48的图象频率。限幅器48抑制作为伴音-IF响应提供给FM音频鉴频器50的调频4.5MHz载波的不需要的调幅，该鉴频器检波调频的4.5MHz载波以便产生将提供给电视机或录象机的其余部分的音频信号。有其它已知的检波被包含在伴音-IF响应的调频中的伴音-描述信息的装置，这些装置包括用于抑制所述检波伴音-描述信息的装置对伴音-IF响应幅值变化的响应的装置，例如众所周知的比例检波器。
视频IF过载指示器52响应来自第三视频IF级22的作为下变频器44的输入信号超过了可接受电平的被放大IF信号，以便提供辅助自动增益控制（AGC）信号给第一视频IF级18，在异常状态期间增大响应于PIX    IF信号产生的正常自动增益控制（AGC）信号。但是，在正常状态下，视频IF和PIX    IF放大器链路只是响应根据PIX    IF信号产生的正常自动增益控制（AGC）信号才是增益可控的。为了进行视频IF和PIX    IF放大器链路之间的AGC统调，视频IF放大器18、20和22在与PIX    IF放大器32、34和36同一的IC区域内形成。下变频器44、过载检测器52、视频检波器54、AGC检波器56和AGC延迟电路58和60最好也被包括在同一IC中。
从第三PIX    IF级36接收被放大的IF信号的视频检波器54检波复合视频信号。自动增益控制（AGC）检波器56通过检波被包括在复合视频信号内的同步脉冲的峰值产生自动增益控制（AGC）信号。如果视频检波器54是包络检波器，AGC检波器56通常就是键控AGC检波器以便将AGC抗扰性提供给脉冲噪声。如果视频检波器54是同步检波器，这是电视机设计的现代趋势，AGC检波器56就最好对其输入信号滤波以便抑制对被视频检波器54检波的复合视频信号的2MHz左右分量的响应，这一分量是由模块滤波器30在其频带中央的固有频率下的阻尼振荡而引起的。AGC检波器56对输入信号的这一滤波应允许最高可达约500MHz的频率通过;这样一来就能够对均衡脉冲进行峰值检波并且相对于视频图象的其余部分没有增大该视频图象较高部分的亮度。总之，AGC检波器56相对于400Hz左右的噪声带宽对其输出信号进行滤波。
由AGC检波器56从被视频检波器38检波的复合视频信号中产生的AGC信号被用来控制PIX    IF和视频IF放大器的增益以及RF放大器12的增益。从复合视频信号产生AGC就允许对PIX    IF放大器进行精确的增益控制，该PIX    IF放大器必须线性地放大AM边带。视频IF放大器需要增益控制主要是为了避免使下变频器44过载，下变频器44的严重过载都是由视频IF过载指示器52来防止的。不必特别考虑对伴音载波的FM边带进行线性放大的线性度。带通滤波器46和限幅器48消除在视频IF放大器链路以及在下变频器44中的任何增益误差的影响。因此在实际中可获得视频IF放大器18和20对于PIX    IF放大器32和34可接受的AGC统调。由AGC检波器56产生的AGC信号并行无延迟地提供给视频IF放大器的第二级20和PIX    IF放大器的第二级34。由AGC检波器56产生的AGC信号并行带延迟地提供给视频IF放大器的第一级18和PIX    IF放大器的第一级32。如图9所示，最好分别通过AGC延迟电路58和60将延迟的AGC提供给视频IF放大器的第一级18和PIX    IF放大器的第一级32，这样就只需从IC包含PIX    IF放大器的部分和从IC包含视频IF放大器的部分引出一根AGC导线。
由AGC检波器56产生的AGC信号被进一步延迟地提供给RF放大器12，这一延迟由通常位于IF放大器集成电路芯片上的调谐器增益控制延迟电路60产生。在弱信号接收状态下，经过RF和IF放大器链路的任何增益减小发生在视频IF和PIX    IF放大器的第二级20和34。RF放大器12以及视频IF和PIX    IF放大器的第一级18和32以满增益工作以便在提供给视频IF和PIX    IF放大器的第二级20和34的信号中保证最好的信噪比。当视频IF和PIX    IF放大器的第二级20和34随着来自天线10的RF信号电平的增大而达到满意的信号电平时，AGC延迟电路58和60就提供延迟的AGC给视频IF和PIX    IF放大器的第一级18和32以便减小它们的增益。在强信号接收状态下，调谐器增益控制延迟电路62提供AGC信号给RF放大器12以便减小它的增益，由此避免使下变频器14以及视频IF和PIX    IF放大器的第一级18和32过载。
虚线70框出了除大电容量的并联旁路电容外的通常在一块单片集成电路（IC）内形成的元件。从PIX    IF模块滤波器30提供输入信号给第一IF放大器级32到第三PIX    IF放大器级36输出信号给视频检波器54的整个期间PIX    IF放大器链路都以平衡信号工作，该IC的视频检波器38的输出信号采取单端形式以便抑制在PIX    IF增益控制范围的较高增益部分中的任何自激振荡倾向。视频IF放大器链路将来自视频IF模块滤波器16的单端输入信号提供给第一IF放大器级18，以便对该模块滤波器16进行某些简化，但视频IF放大器链路的其余部分以平衡的信号工作，以便抑制在视频IF增益控制范围内的较高增益部分中的任何自激振荡倾向。下变频器44的输出信号以平衡的形式提供给带通滤波器46，以便抑制在视频IF增益控制范围内的较高增益部分中的任何自激振荡倾向。
可容易地变更图2和图4的增益控制的放大器使得通过变得越来越负的AGC电压而不是通过变得越来越正的AGC电压逐渐增加减小增益的程度。在图2中，是端子T22而不是端子T23被接至直流偏压VB4，端子T23接收变得越来越负的AGC电压，所以增益减小以逐渐增强的方式被实施。在图4中，是端子T44而不是端子T46被接至直流偏压VB6，端子T46接收变得越来越负的AGC电压，所以增益减小以逐渐增强的方式被实施。也可以变更图1的增益控制放大器使得通过变得越来越负的AGC电压逐渐增加减小增益的程度。实现这一目的的一种方法就是用以下的电路结构来同时取代包括元件R1、Q2、Q3、R13、R14、Q14和Q15的电流源和电流汇：通过电阻R12吸收Q10和Q12的总发射极电流的单输出电流镜，Q10和Q12的总发射极电流是与提供给该电流镜的输入电流成比例的输出电流;双输出电流镜，输入连接的电位来自于VB2，第一输出连接提供单输入电流镜的输入电流，第二输出连接将等于单输入电流镜的输出电流的电流作为源电流提供给Q11和Q13总的基极和集电极电流;以及接在端子T1和双输出电流镜的输入连接之间以便给直接与提供给端子T1的AGC电位有关的该电流镜提供输入电流的电阻。
在此公开了本发明并通过示范性实施例说明了发明的原理，但发明不应只限于这样的实施例。不脱离发明的本质能够进行各种变化和改进对本领域的技术人员是显而易见的。例如，在此描述的实施例使用NPN放大晶体管，显然，对电路进行本领域技术人员熟悉的合适修改后能够使用PNP晶体管，或者使用场效应晶体管来代替双极晶体管。此外，其它形式的电流镜可代替在此作为例子使用的特定电流镜。还可设想不必用通常的差分耦合对来实现电流换向，虽然这些差分耦合对具有简单的优点，也可通过能够将输入电流分离为具有可变比例的两个分量的其它电路进行电流换向。应当理解这些和类似的变化都将在由权利要求限定的发明的范围之内。

Claims (18)

1、第一检波器和从所述第一检波器接收输入信号的选频滤波器与单片集成电路组合在一起，其特征在于所述单片集成电路包括：
接收叠加在各直流偏压上的平衡输入信号电压的第二检波器；
放大来自所述选频滤波器的响应，由此将叠加在各直流偏压上的所述平衡输入的信号电压提供给所述第二检波器的放大器级的直接耦合级联；
按照它们的序数顺序被包括在所述放大器级的直接耦合级联中的第一、第二和第三射极耦合晶体管差分放大器，每一个有一对输入端和一对输出端，在所述第一共集电极放大器晶体管的输入端之间提供所述选频滤波器的响应；
控制所述第一和第二射极耦合晶体管差分放大器的各自电压增益的自动增益控制电路；
对由所述第三射极耦合晶体管差分放大器的一对输出端提供的叠加在各直流偏压上的平衡输入信号电压进行差分低通滤波以便产生平衡直流反馈信号的装置；以及
将所述平衡直流反馈信号与所述第一射极耦合晶体管差分放大器的一对输出端的平衡的输出信号组合以便作用于所述第二射极耦合晶体管差分放大器的一对输入端的装置。
2、如权利要求1所述的组合，其特征在于所述第二检波器是视频检波器。
3、如权利要求1所述的组合，其特征在于所述第二检波器是在其后有从其图象选择所需下变频结果的带通滤波器的下变频器。
4、如权利要求3所述的组合，其特征在于还包括用于检测含在所述所需下变频结果中的信息的装置。
5、如权利要求4所述的组合，其特征在于所述检测含在所述所需下变频结果中的信息的装置包括：
检测所述所需下变频结果的频率的变化的装置。
6、如权利要求1所述的组合，其特征在于所述将所述平衡的直流反馈信号与所述第一射极耦合晶体管差分放大器的一对输出端的平衡输出信号组合以便作用于所述第二射极耦合晶体管差分放大器的一对输入端的装置包括：
第四射极耦合晶体管差分放大器，具有接至所述第二射极耦合晶体管差分放大器的一对输入端的一对输出端和具有一对输入端;
四端低通滤波器，具有与所述第三射极耦合晶体管差分放大器的一对输出端相连的一对输入端和具有一对输出端;以及
在所述第四射极耦合晶体管差分放大器的输入端之间提供所述低通滤波器输出端的电压差的装置。
7、如权利要求6所述的组合，其特征在于所述四端低通滤波器包括：
同阻值的第一和第二电阻，每个电阻的第一端与所述第三射极耦合晶体管差分放大器一对输出端的相应一个连接，第二端与所述低通滤波器输出端的相应一个连接;
第一和第二极板分别与所述低通滤波器输出端的相应一个连接的电容。
8、如权利要求7所述的组合，其特征在于所述在所述第二射极耦合晶体管差分放大器的输入端之间提供所述低通滤波器输出端的电压差的装置包括：
第一和第二共集电极放大器晶体管，各自的基极电极与所述低通滤波器一对输出端的相应一个连接，各自的发射极电极与所述第四射极耦合晶体管差分放大器一对输入端的相应一个连接。
9、如权利要求6所述的组合，其特征在于所述在所述第二射极耦合晶体管差分放大器的输入端之间提供所述低通滤波器输出端的电压差的装置包括：
第一和第二共集电极放大器晶体管，各自的基极电极与所述低通滤波器一对输出端的相应一个连接，各自的发射极电极与所述第四射极耦合晶体管差分放大器一对输入端的相应一个连接。
10、第一检波器和从所述第一检波器接收输入信号的选频滤波器与单片集成电路组合在一起，其特征在于所述单片集成电路包括：
接收叠加在各自直流偏压上的平衡输入信号电压的第二检波器;
放大来自所述选频滤波器的响应，由此将叠加在各直流偏压上的所述平衡输入信号电压提供给所述第二检波器的放大器级的直接耦合级联;
按照它们的序数顺序被包括在所述放大器级的直接耦合级联中的第一、第二和第三射极耦合晶体管差分放大器，每一个有一对输入端和一对输出端，在所述第一共集电极放大器晶体管的输入端之间提供所述选频滤波器的响应;
被包括在放大器级的所述直接耦合级联中的第一和第二共集电极放大器晶体管，各自的基极电极与所述第一射极耦合晶体管差分放大器一对输出端的相应一个连接，各自的发射极电极与所述第二射极耦合晶体管差分放大器一对输入端的相应一个连接;
控制所述第一和第二射极耦合晶体管差分放大器的各自电压增益的自动增益控制电路;以及
对由所述第三射极耦合晶体管差分放大器的一对输出端提供的叠加在各直流偏压上的平衡输出信号电压进行差分低通滤波以便产生提供给所述第一和第二共集电极放大器晶体管的发射极电极的平衡直流反馈信号的装置。
11、如权利要求9所述的组合，其特征在于所述第二检波器是视频检波器。
12、如权利要求10所述的组合，其特征在于所述第二检波器是在其后有从其图象选择所需下变频结果的带通滤波器的下变频器。
13、如权利要求12所述的组合，其特征在于还包括用于检测含在所述所需下变频结果中的信息的装置。
14、如权利要求13所述的组合，其特征在于所述检测包括在所述所需下变频结果中的信息的装置包括：
检测所述所需下变频结果的频率的变化的装置。
15、如权利要求10所述的组合，其特征在于所述对由所述第三射极耦合晶体管差分放大器的一对输出端提供的叠加在各直流偏压上的平衡输入信号电压进行差分低通滤波的装置包括：
第四射极耦合晶体管差分放大器，具有一对输入端和一对输出端，该两输出端分别与所述第一共集电极放大器晶体管的发射极电极和所述第二共集电极放大器晶体管和发射极电极连接，以便提供所述平衡直流反馈信号给所述第一和第二共集电极放大器晶体管的发射极电极;
四端低通滤波器，具有与所述第三射极耦合晶体管差分放大器的一对输出端相连的一对输入端和具有一对输出端;以及
在所述第四射极耦合晶体管差分放大器的输入端之间提供所述低通滤波器输出端的电压差的装置。
16、如权利要求10所述的组合，其特征在于所述四端低通滤波器包括：
同阻值的第一和第二电阻，每个电阻的第一端与所述第三射极耦合晶体管差分放大器一对输出端的相应一个连接，第二端与所述低通滤波器输出端的相应一个连接;
第一和第二极板分别与所述低通滤波器输出端的一个连接的电容。
17、如权利要求16所述的组合，其特征在于所述在所述第二射极耦合晶体管差分放大器的输入端之间提供所述低通滤波器输出端的电压差的装置包括：
第三和第四共集电极放大器晶体管，各自的基极电极与所述低通滤波器一对输出端的相应一个连接，各自的发射极电极与所述第四射极耦合晶体管差分放大器一对输入端的相应一个连接。
18、如权利要求15所述的组合，其特征在于在所述第二射极耦合晶体管差分放大器的输入端之间提供所述低通滤波器输出端的电压差的所述装置包括：
第三和第四共集电极放大器晶体管，其各自的基极电极与所述低通滤波器一对输出端的相对一个连接，其各自的发射极电极与所述第四射极耦合晶体管差分放大器一对输入端的相应一个连接。
CN93114744A 1993-06-24 1993-11-29 用于在接收机中对中频信号进行放大和检波的单片集成电路 Expired - Lifetime CN1092001C (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US080,725 1993-06-24
US08/080,725 US5365279A (en) 1992-09-08 1993-06-24 Using D-C feedback with on-chip filtering to balance I-F drive to second detector in monolithic IC

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1096914A true CN1096914A (zh) 1994-12-28
CN1092001C CN1092001C (zh) 2002-10-02

Family

ID=22159212

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN93114744A Expired - Lifetime CN1092001C (zh) 1993-06-24 1993-11-29 用于在接收机中对中频信号进行放大和检波的单片集成电路

Country Status (10)

Country Link
US (1) US5365279A (zh)
EP (1) EP0656165B1 (zh)
JP (1) JPH08500712A (zh)
KR (1) KR0183114B1 (zh)
CN (1) CN1092001C (zh)
CA (1) CA2120233C (zh)
DE (1) DE69327721T2 (zh)
MY (1) MY109336A (zh)
RU (1) RU2124276C1 (zh)
WO (1) WO1995001050A1 (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103297005A (zh) * 2012-03-02 2013-09-11 中国科学院微电子研究所 峰值检波电路
CN104122930A (zh) * 2014-07-21 2014-10-29 钟其炳 差动式平衡电流传输器

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0847193A1 (fr) * 1996-12-06 1998-06-10 Koninklijke Philips Electronics N.V. Circuit d'amplification pour un signal à fréquence intermédiaire d'un récepteur d'ondes hertziennes
US5873029A (en) * 1997-02-19 1999-02-16 Motorola, Inc. High dynamic range millimeter wave power detector with temperature compensation
US6084439A (en) * 1997-07-02 2000-07-04 Cypress Semiconductor Corp. Peak detector circuit with extended input voltage range
US6054874A (en) * 1997-07-02 2000-04-25 Cypress Semiconductor Corp. Output driver circuit with switched current source
US6172566B1 (en) * 1999-02-17 2001-01-09 Kabushiki Kaisha Toshiba Low noise amplifier
JP4064620B2 (ja) * 2000-11-30 2008-03-19 シャープ株式会社 ケーブルモデム用チューナ
US8866918B2 (en) * 2010-09-22 2014-10-21 Cambridge Mechatronics Limited Optical image stabilisation
JP2017086950A (ja) * 2017-01-13 2017-05-25 タカノ株式会社 ベッド類の昇降装置及びこれを組み込んだストレッチャ
RU178364U1 (ru) * 2017-08-15 2018-03-30 федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования "Южный федеральный университет" (Южный федеральный университет) Детектор амплитудно-модулированных сигналов
US10924075B2 (en) * 2018-06-04 2021-02-16 Analog Devices, Inc. Variable gain amplifiers with output phase invariance
RU206024U1 (ru) * 2021-04-07 2021-08-16 федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего образования «Южный федеральный университет» Синхронный детектор

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3495031A (en) * 1967-11-01 1970-02-10 Zenith Radio Corp Variable q i.f. amplifier circuit for a television receiver
US4032973A (en) * 1976-05-07 1977-06-28 Gte Laboratories Incorporated Positive feedback high gain agc amplifier
US4185211A (en) * 1978-01-09 1980-01-22 Rca Corporation Electrical circuits
JPS5527759A (en) * 1978-08-21 1980-02-28 Hitachi Ltd Monolithic semiconductor integrated circuit for television
US4366443A (en) * 1980-06-26 1982-12-28 Rca Corporation Television intermediate frequency amplifier
US4342005A (en) * 1980-06-26 1982-07-27 Rca Corporation Television intermediate frequency amplifier with feedback stabilization
JPS58104578A (ja) * 1981-12-16 1983-06-22 Sony Corp テレビジヨン受像機の音声回路
US4718086A (en) * 1986-03-27 1988-01-05 Rca Corporation AGC in sound channel of system for processing a scrambled video signal

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103297005A (zh) * 2012-03-02 2013-09-11 中国科学院微电子研究所 峰值检波电路
CN103297005B (zh) * 2012-03-02 2015-09-16 中国科学院微电子研究所 峰值检波电路
CN104122930A (zh) * 2014-07-21 2014-10-29 钟其炳 差动式平衡电流传输器
CN104122930B (zh) * 2014-07-21 2016-01-20 钟其炳 差动式平衡电流传输器

Also Published As

Publication number Publication date
RU2124276C1 (ru) 1998-12-27
US5365279A (en) 1994-11-15
DE69327721D1 (de) 2000-03-02
EP0656165A1 (en) 1995-06-07
MY109336A (en) 1997-01-31
CA2120233A1 (en) 1995-01-05
WO1995001050A1 (en) 1995-01-05
CN1092001C (zh) 2002-10-02
CA2120233C (en) 1999-12-28
DE69327721T2 (de) 2000-06-21
JPH08500712A (ja) 1996-01-23
KR0183114B1 (ko) 1999-05-01
EP0656165B1 (en) 2000-01-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1082313C (zh) 可变增益放大器
CN1092001C (zh) 用于在接收机中对中频信号进行放大和检波的单片集成电路
CN1069477C (zh) 并联非调谐视频中频放大器和具有此放大器的电视接收机
CN1069479C (zh) 具有用于载波差拍伴音和自动微调的辅助中频放大器的图象中频放大器
CN100479504C (zh) 具有低失真性能和低功耗的调谐器电路和数字广播接收器
US7430404B2 (en) Tuner circuit and digital broadcast receiver with the same
US8427586B2 (en) Tuner comprising an IF filter with a controllable damping stage and receiver comprising a respective tuner
US20050179820A1 (en) System and method for TV automatic gain control (AGC)
US7138867B2 (en) Balanced variable gain amplifier capable of achieving performance by low source voltage
JP3463359B2 (ja) アンテナ制御装置
US20070085607A1 (en) Electronic circuit for amplification of a bipolar signal
JPH05236393A (ja) テレビジョン受信装置
JP2904218B2 (ja) 映像復調装置
EP1455441A2 (en) Television tuner
JPH06311387A (ja) マルチスタンダード映像中間周波処理装置
US20060001778A1 (en) Video modulating apparatus including video equalizer
JP2000217012A (ja) テレビ受信機における画質補正装置

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant