CN109412552A - 多工器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供抑制插入特性的劣化且提高发送频段和接收频段的双方中的隔离度特性的多工器(1)，具备：发送侧滤波器(10)；接收侧滤波器(20)；以及消除电路(30)，用于抵消在连接于第一节点(M)与第二节点(N)之间的第一路径以及第二路径上流过的给定的频带的分量，消除电路具有至少一个纵向耦合型谐振器(31)，纵向耦合型谐振器中的IDT电极的平均电极指间距比决定发送侧滤波器的通带的串联臂谐振器(11s～14s2)和并联臂谐振器(11p～13p)各自中的IDT电极的平均电极指间距以及决定接收侧滤波器的通带的串联臂谐振器(21s～22s)和并联臂谐振器(21p～22p)各自中的IDT电极的平均电极指间距小。

Description

多工器
技术领域
本发明涉及具备弹性波滤波器的多工器。
背景技术
对于近年来的便携式电话，要求用一个终端来应对多个频带以及多种无线方式，即，所谓的多波段化以及多模式化。为了应对于此，在一个天线的正下方配置对具有多个无线传送频率的高频信号进行分波的多工器。
在专利文献1中，作为多工器之一，公开了具有消除电路的双工器。消除电路由纵向耦合型弹性波谐振器和分别连接在纵向耦合型弹性波谐振器与天线端子之间以及纵向耦合型弹性波谐振器与发送输入端子之间的静电电容构成。消除电路通过生成相对于流过发送侧滤波器电路的给定的频带的分量相位相反且振幅相同的抵消分量，从而用抵消分量将流过接收侧滤波器电路的该给定的频带的分量抵消，使双工器的隔离度特性提高。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2013-118611号公报
发明内容
发明要解决的课题
但是，在专利文献1记载的双工器中，在仅由纵向耦合型弹性波谐振器构成消除电路的情况下，难以在不使插入损耗增大的情况下在发送频段以及接收频段的双方中提高双工器的隔离度特性。
因此，本发明是为了解决上述课题而完成的，其目的在于，提供一种能够抑制插入特性的劣化且提高发送频段以及接收频段的双方中的隔离度特性的多工器。
用于解决课题的技术方案
为了达成上述目的，本发明的一个方式涉及的多工器具备：公共连接端子、第一端子以及第二端子，对高频信号进行输入输出；第一滤波器电路，将第一频带作为通带，并连接在所述公共连接端子与所述第一端子之间；第二滤波器电路，将与所述第一频带不同的第二频带作为通带，并连接在所述公共连接端子与所述第二端子之间；以及消除电路，连接在第一节点或所述第一端子与第二节点或所述第二端子之间，用于抵消在第一路径以及第二路径上流过的给定的频带的分量，所述第一节点处于将所述公共连接端子和所述第一端子连结的所述第一路径上，所述第二节点处于将所述公共连接端子和所述第二端子连结的所述第二路径上，所述消除电路具有至少一个纵向耦合型谐振器，该纵向耦合型谐振器中的IDT电极的平均电极指间距在决定所述第一滤波器电路的通带的各谐振器中的IDT电极的平均电极指间距以及决定所述第二滤波器电路的通带的各谐振器中的IDT电极的平均电极指间距之中最小。
由此，因为构成纵向耦合型谐振器的谐振器的IDT电极的平均电极指间距在构成第一滤波器电路以及第二滤波器电路的各谐振器的IDT电极的平均电极指间距之中最小，所以在发送频段以及接收频段的双方中存在纵向耦合型谐振器的衰减频段。由此，能够消除多工器的发送频段的振幅特性与接收频段的振幅特性的差异。因此，在消除电路中，能够通过相位相反的抵消分量良好地抵消在将公共连接端子和第一端子连结的第一路径流过的给定的频带的分量。因此，能够提高发送频段以及接收频段的双方的隔离度特性。
此外，所述消除电路可以具有与所述纵向耦合型谐振器串联地连接的电容元件。
由此，能够对抵消分量的振幅以及相位进行调整，所述抵消分量与在将公共连接端子和第一端子连结的第一路径流过的给定的频带的分量相位相反。
此外，也可以是，所述第一滤波器电路由梯型滤波器构成，所述第二频带处于比所述第一频带靠高频率侧，所述电容元件由串联臂谐振器构成，所述串联臂谐振器的谐振频率为所述第二频带内的频率。
由此，消除电路的振幅特性接近多工器的接收频段的振幅特性，因此能够提高接收频段中的多工器的隔离度特性。此外，还能够提高串联臂谐振器的耐功率性。
此外，所述电容元件可以仅配置在所述消除电路的单侧。
由此，与在纵向耦合型谐振器的两端串联地配置了电容元件的消除电路(串联地连接了两个电容元件的消除电路)相比较，只要连接具有比两个电容元件中的一个小的静电电容的电容元件即可，因此能够将消除电路小型化。
此外，所述电容元件也可以与所述消除电路的所述第一节点或所述第一端子连接。
由此，能够使从与第一滤波器电路连接的第一节点侧观察消除电路的情况下的阻抗大于从与第二滤波器电路连接的第二节点侧观察消除电路的情况下的阻抗。由此，能够抑制第一滤波器电路的频带的信号从第一滤波器电路向第二滤波器电路泄漏。
此外，所述消除电路也可以仅由纵向耦合型谐振器构成。
由此，在消除电路不配置纵向耦合型谐振器以外的元件，因此能够将消除电路小型化。
此外，为了达成上述目的，也可以是，本发明的一个方式涉及的多工器具备：公共连接端子、第一端子以及第二端子，对高频信号进行输入输出；第一滤波器电路，将第一频带作为通带，并连接在所述公共连接端子与所述第一端子之间；第二滤波器电路，将与所述第一频带不同的第二频带作为通带，并连接在所述公共连接端子与所述第二端子之间；以及消除电路，连接在第一节点或所述第一端子与第二节点或所述第二端子之间，用于抵消在第一路径以及第二路径上流过的给定的频带的分量，所述第一节点处于将所述公共连接端子和所述第一端子连结的所述第一路径上，所述第二节点处于将所述公共连接端子和所述第二端子连结的所述第二路径上，所述消除电路具有至少一个纵向耦合型谐振器或弹性波延迟线，所述纵向耦合型谐振器或所述弹性波延迟线的谐振频率是比所述第一滤波器电路的通带以及所述第二滤波器电路的通带高的频率。
由此，在第一滤波器电路以及第二滤波器电路的通带内存在纵向耦合型谐振器的衰减频段且不存在通带，因此能够使第一滤波器电路与第二滤波器电路的隔离度更加良好。
发明效果
根据本发明涉及的多工器，能够抑制插入特性的劣化且提高发送频段以及接收频段的双方中的隔离度特性。
附图说明
图1是实施方式1涉及的多工器的电路结构图。
图2是实施例1涉及的多工器的具体电路结构图。
图3是示意性地表示实施方式1涉及的谐振器的一个例子的俯视图以及剖视图。
图4是示出实施方式1涉及的纵向耦合型的声表面波滤波器的电极结构的概略俯视图。
图5是比较例1涉及的多工器的具体电路结构图。
图6A是对实施例1、比较例1以及比较例2涉及的发送侧滤波器的通过特性进行了比较的图。
图6B是对实施例1、比较例1以及比较例2涉及的接收侧滤波器的通过特性进行了比较的图。
图6C是对实施例1、比较例1以及比较例2涉及的多工器的隔离度特性进行了比较的图。
图7是示出比较例1涉及的多工器的隔离度特性和实施例1以及比较例2中的纵向耦合型谐振器单体的振幅特性的图。
图8是实施方式2涉及的多工器的具体电路结构图。
图9A是对实施例1以及实施例2涉及的发送侧滤波器的通过特性进行了比较的图。
图9B是对实施例1以及实施例2涉及的接收侧滤波器的通过特性进行了比较的图。
图9C是对实施例1以及实施例2涉及的多工器的隔离度特性进行了比较的图。
图10是示出比较例1涉及的多工器的隔离度特性和实施例2中的纵向耦合型谐振器单体的振幅特性的图。
附图标记说明
1、1a、100：多工器，2：天线元件，3：匹配用电感器，5：公共连接端子，6：发送侧端子(第一端子)，7：接收侧端子(第二端子)，10：发送侧滤波器(第一滤波器电路)，11p、12p、13p：并联臂谐振器(IDT电极)，11s、12s1、12s2、13s1、13s2、14s1、14s2：串联臂谐振器(IDT电极)，15、16：电感器，20：接收侧滤波器(第二滤波器电路)，21p、22p：并联臂谐振器(IDT电极)，21s、22s：串联臂谐振器(IDT电极)，23L、23L1、23L2、31：纵向耦合型谐振器，23：输入端口，24：输出端口，30、130：消除电路，31a、31b、31c、211、212、213、214、215：弹性波谐振器，32：电容元件(串联臂谐振器)，50：压电基板，51：高声速支承基板，52：低声速膜，53：压电膜，54、101a、101b：IDT电极，55：保护层，110a、110b：电极指，111a、111b：汇流条电极，220、221：反射器，541：密接层，542：主电极层。
具体实施方式
以下，使用实施方式以及附图对本发明的实施方式进行详细说明。另外，以下说明的实施方式均示出总括性的或具体的例子。在以下的实施方式中示出的数值、形状、材料、构成要素、构成要素的配置以及连接方式等是一个例子，其主旨并不在于限定本发明。关于以下的实施方式中的构成要素中的未记载于独立权利要求的构成要素，作为任意的构成要素而进行说明。此外，附图所示的构成要素的大小或大小之比未必严谨。
(实施方式1)
[1-1.多工器的基本电路结构]
图1是实施方式1涉及的多工器1及其周边电路的电路结构图。在图1示出了本实施方式涉及的多工器1、天线元件2、以及匹配用电感器3。
多工器1具备发送侧滤波器10、接收侧滤波器20、消除电路30、公共连接端子5、发送侧端子6、以及接收侧端子7。发送侧滤波器10和接收侧滤波器20通过公共连接端子5进行共同连接。根据该结构，多工器1作为如下的双工器而发挥功能，即，将用天线元件2接收的高频信号经由公共连接端子5以及接收侧滤波器20从接收侧端子7输出，并将从发送侧端子6输入的高频信号经由发送侧滤波器10以及公共连接端子5向天线元件2输出。
另外，发送侧端子6以及接收侧端子7分别是第一端子以及第二端子。在发送侧端子6以及接收侧端子7连接对高频信号进行放大的放大电路或高频信号处理电路(RFIC)等。此外，公共连接端子5无需与天线元件2连接，也可以经由开关电路与天线元件2连接。此外，也可以在公共连接端子5与发送侧滤波器10或接收侧滤波器20之间插入阻抗匹配用的电感器或电容器等。
发送侧滤波器10是如下的第一滤波器电路，即，将第一频带作为通带，并与公共连接端子5以及发送侧端子6连接。
接收侧滤波器20是如下的第二滤波器电路，即，将与第一频带不同的第二频带作为通带，并与公共连接端子5以及接收侧端子7连接。
另外，虽然第一频带与第二频带的频率的高低关系可以任意，但是在本实施方式中，设为如下的电路结构，即，第二频带比第一频带高，也就是说，接收侧滤波器20的通带比发送侧滤波豁10的通带高。
消除电路30连接在将公共连接端子5和发送侧端子6连结的第一路径上的节点M与将公共连接端子5和接收侧端子7连结的第二路径上的节点N之间。节点M是第一节点，节点N是第二节点。另外，消除电路30也可以代替节点M而与发送侧端子6连接，代替节点N而与接收侧端子7连接。
消除电路30是如下的电路，即，通过生成相对于流过发送侧滤波器10的给定的频带的分量相位相反且振幅相同的抵消分量，从而用抵消分量将流过接收侧滤波器20的该给定的频带的分量抵消。消除电路30具备纵向耦合型谐振器31。纵向耦合型谐振器31的谐振频率是比发送侧滤波器10的通带以及接收侧滤波器20的通带高的频率。像后述的那样，纵向耦合型谐振器31由沿着弹性波传播方向排列的三个弹性波谐振器31a、31b以及31c构成。
[1-2.多工器的电路结构例]
以下，对多工器1的电路结构进行详细说明。以下，作为本实施方式涉及的多工器1的电路结构的一个例子，对实施例1涉及的多工器1进行说明。
图2是示出实施例1涉及的多工器1的具体电路结构的一个例子的图。像上述的那样，图2所示的多工器1具备发送侧滤波器10、接收侧滤波器20、消除电路30、公共连接端子5、发送侧端子6、以及接收侧端子7。
发送侧滤波器10是由多个弹性波谐振器构成的梯型的弹性波滤波器电路。发送侧滤波器10具备串联臂谐振器11s、12s1、12s2、13s1、13s2、14s1和14s2、并联臂谐振器11p、12p和13p、以及电感器15和16。根据本结构，发送侧滤波器10例如应用于LTE(Long TermEvolution，长期演进)标准的Band8的发送滤波器(发送频段(第一频带)：880-915MHz)。
发送侧滤波器10为梯型的弹性波滤波器电路，由此，在发送侧滤波器10的衰减频段中相位不会复杂地变化，因此用纵向耦合型谐振器31容易形成抵消分量，该抵消分量相对于在将公共连接端子5和发送侧端子6连结的第一路径流过的给定的频带的分量相位相反。因此，通过使用纵向耦合型谐振器31，从而消除电路30能够对发送侧滤波器10的衰减特性、以及发送侧滤波器10与接收侧滤波器20的隔离度特性的提高进一步发挥效果。
进而，串联臂谐振器11s～14s2以及并联臂谐振器11p～13p各自由形成在压电基板上的IDT电极构成。也就是说，发送侧滤波器10是由形成在压电基板上的多个IDT电极构成的声表面波滤波器。
在此，对弹性波谐振器的构造进行说明。
图3是示意性地表示本实施方式涉及的弹性波谐振器的一个例子的概略图，(a)是俯视图，(b)以及(c)是(a)所示的单点划线处的剖视图。在图3例示了表示构成发送侧滤波器10以及接收侧滤波器20的多个串联臂谐振器以及并联臂谐振器中的、构成发送侧滤波器10的串联臂谐振器11s的弹性波谐振器的构造的平面示意图以及剖面示意图。另外，图3所示的串联臂谐振器11s用于说明上述多个谐振器的典型的构造，构成电极的电极指的根数、长度等并不限定于此。
串联臂谐振器11s由压电基板50和IDT(InterDigital Transducer，叉指换能器)电极构成，IDT电极包括一对梳形电极101a以及101b。
如图3的(a)所示，在压电基板50上形成有相互对置的一对梳形电极101a以及101b。梳形电极101a由相互平行的多个电极指110a和连接多个电极指110a的汇流条电极111a构成。此外，梳形电极101b由相互平行的多个电极指110b和连接多个电极指110b的汇流条电极111b构成。多个电极指110a以及110b沿着与X轴方向正交的方向形成。
此外，如图3的(b)所示，由多个电极指110a和110b以及汇流条电极111a和111b构成的IDT电极54成为密接层541和主电极层542的层叠构造。
密接层541是用于使压电基板50和主电极层542的密接性提高的层，作为材料，例如使用Ti。密接层541的膜厚例如为12nm。
关于主电极层542，作为材料，例如使用含有1％的Cu的Al。主电极层542的膜厚例如为162nm。
保护层55形成为覆盖梳形电极101a以及101b。保护层55是以从外部环境保护主电极层542、调整频率温度特性、以及提高耐湿性等为目的的层，例如，是将二氧化硅作为主成分的膜。保护层55的厚度例如为25nm。
另外，构成密接层541、主电极层542以及保护层55的材料并不限定于上述的材料。进而，IDT电极54电可以不是上述层叠构造。IDT电极54例如可以由Ti、Al、Cu、Pt、Au、Ag、Pd等的金属或合金构成，此外，也可以由上述的金属或合金所构成的多个层叠体构成。此外，也可以不形成保护层55。
接着，对压电基板50的层叠构造进行说明。
如图3的(c)所示，压电基板50具备高声速支承基板51、低声速膜52、以及压电膜53，具有依次层叠了高声速支承基板51、低声速膜52以及压电膜53的构造。
压电膜53由50°Y切割X传播LiTaO3压电单晶或压电陶瓷(是用将以X轴为中心轴从Y轴旋转了50°的轴作为法线的面切断的钽酸锂单晶或陶瓷，且是在X轴方向上传播声表面波的单晶或陶瓷)构成。关于压电膜53，例如厚度为600nm。另外，压电基板50并不限于此，例如也可以使用由42～45°Y切割X传播LiTaO3压电单晶或压电陶瓷构成的压电膜53等。
高声速支承基板51是对低声速膜52、压电膜53以及IDT电极54进行支承的基板。高声速支承基板51还是高声速支承基板51中的体波(bulk wave)的声速与在压电膜53中传播的表面波、边界波的弹性波相比成为高速的基板，其发挥功能，使得将声表面波封闭在层叠有压电膜53以及低声速膜52的部分而不会从高声速支承基板51向下方泄漏。高声速支承基板51例如是硅基板，厚度例如为200μm。
低声速膜52是低声速膜52中的体波的声速与在压电膜53中传播的体波相比成为低速的膜，配置在压电膜53与高声速支承基板51之间。通过该构造和弹性波在本质上能量集中于低声速的介质这样的性质，可抑制声表面波能量的向IDT电极外的泄漏。低声速膜52例如是将二氧化硅作为主成分的膜，厚度例如为670nm。
另外，根据压电基板50的上述层叠构造，与以单层使用压电基板的以往的构造相比较，能够大幅提高谐振频率以及反谐振频率处的Q值。即，因为能够构成Q值高的弹性波谐振器，所以能够使用该弹性波谐振器构成插入损耗小的滤波器。
另外，高声速支承基板51也可以具有层叠了支承基板和高声速膜的构造，该高声速膜传播的体波的声速与在压电膜53中传播的表面波、边界波的弹性波相比成为高速。在该情况下，支承基板能够使用蓝宝石、钽酸锂、铌酸锂、石英等压电体、氧化铝、氧化镁、氮化硅、氮化铝、碳化硅、氧化锆、堇青石、多铝红柱石、滑石、镁橄榄石等各种陶瓷、玻璃等电介质或硅、氮化镓等半导体以及树脂基板等。此外，高声速膜能够使用氮化铝、氧化铝、碳化硅、氮化硅、氮氧化硅、DLC膜或金刚石、将上述材料作为主成分的介质、将上述材料的混合物作为主成分的介质等各种各样的高声速材料。
另外，在图3的(a)以及(b)中，λ表示构成梳形电极101a以及101b的多个电极指110a以及110b的重复间距，L表示梳形电极101a以及101b的交叉宽度，W表示电极指110a以及110b的宽度，S表示电极指110a与电极指110b的间隔，h表示梳形电极101a以及101b的高度。另外，将重复间距λ、交叉宽度L、电极指的宽度W、电极指的间隔S、IDT电极的高度h等决定串联臂谐振器11s的形状以及大小的参数称为谐振器参数。
构成发送侧滤波器10的各弹性波谐振器的电极指根数以及作为IDT电极指的重复间距(IDT电极指间距)的平均值的平均电极指间距如下。
[表1]
谐振器 电极指根数(根) 平均电极指间距(μm)
11s 139 4.0843
12s1、12s2 210 4.0650
13s1、13s2 224 4.0298
14s1、14s2 134 4.0688
11p 326 4.2752
12p 110 4.2392
13p 210 4.2550
接收侧滤波器20是由多个弹性波谐振器构成的弹性波滤波器电路，具备串联臂谐振器21s和22s、并联臂谐振器21p和22p、以及纵向耦合型谐振器23L。纵向耦合型谐振器23L由并联连接的纵向耦合型谐振器23L1以及23L2构成，纵向耦合型谐振器23L1以及23L2各自由沿着弹性波传播方向排列的五个弹性波谐振器211～215构成。通过本结构，接收侧滤波器20例如应用于LTE标准的Band8的接收滤波器(接收频段(第二频带)：925-960MHz)。另外，构成串联臂谐振器21s和22s、并联臂谐振器21p和22p、以及纵向耦合型谐振器23L的弹性波谐振器211～215各自由形成在压电基板上的IDT电极构成。也就是说，接收侧滤波器20是由形成在压电基板上的多个IDT电极构成的声表面波滤波器。
图4是示出本实施方式涉及的纵向耦合型谐振器23L1的电极结构的概略俯视图。
如图4所示，纵向耦合型谐振器23L1具备弹性波谐振器211～215、反射器220和221、以及输入端口23和输出端口24。
弹性波谐振器211～215分别由相互对置的一对IDT电极构成。弹性波谐振器212以及214配置为在弹性波传播方向(X轴方向)上夹着弹性波谐振器213，弹性波谐振器211以及215配置为在弹性波传播方向上夹着弹性波谐振器212～214。反射器220以及221配置为在弹性波传播方向上夹着弹性波谐振器211～215。此外，弹性波谐振器212以及214并联连接在输入端口23与基准端子之间，弹性波谐振器211、213以及215并联连接在输出端口24与基准端子之间。
构成接收侧滤波器20的各弹性波谐振器的电极指根数、IDT电极指间距以及平均电极指间距如下。表2示出纵向耦合型谐振器23L1以及23L2的各弹性波谐振器的电极指根数、IDT电极指间距以及平均电极指间距。表3示出纵向耦合型谐振器23L1以及23L2以外的串联臂谐振器以及并联臂谐振器的各弹性波谐振器的电极指根数以及平均电极指间距。另外，在纵向耦合型谐振器中，所谓平均电极指间距，在电极指为偶数根时，是除反射器以外的弹性波谐振器的IDT电极的(各电极指的电极指间距的总和)/(电极指的根数)，在电极指为奇数根时，是(各电极指的电极指间距的总和)/{(电极指的根数-1)}。
[表2]
[表3]
谐振器 电极指根数(根) 平均电极指间距(μm)
21s 89 3.8136
22s 76 3.8307
21p 88 3.9832
22p 92 4.0079
另外，构成纵向耦合型谐振器23L1以及23L2的弹性波谐振器的个数并不限定于五个，只要根据接收侧滤波器20的通过特性而适当地决定即可。
消除电路30具备纵向耦合型谐振器31。纵向耦合型谐振器31由沿着弹性波传播方向排列的三个弹性波谐振器31a、31b以及31c和反射器(未图示)构成，反射器配置为在弹性波传播方向上夹着弹性波谐振器31a、31b以及31c。
另外，消除电路30可以仅由纵向耦合型谐振器31构成，也可以除纵向耦合型谐振器31以外还具有其它电路元件。关于本实施方式涉及的多工器1，作为一个例子，设为使用了仅具备纵向耦合型谐振器31的消除电路30的结构。
构成弹性波谐振器31a、31b以及31c中的每一个的IDT电极与上述的纵向耦合型谐振器23L1中的弹性波谐振器211～215同样地，由相互对置的两个具有梳形形状的IDT电极构成。弹性波谐振器31a、31b以及31c形成在压电基板上。弹性波谐振器31a以及31c与节点N和基准端子连接。弹性波谐振器31b与节点M和基准端子连接。
另外，弹性波谐振器31a、31b以及31c也可以形成在形成了发送侧滤波器10以及接收侧滤波器20中的至少任一者的压电基板上。通过纵向耦合型谐振器31与发送侧滤波器10以及接收侧滤波器20中的至少任一者形成在同一压电基板上，从而能够将多工器1小型化。
构成本实施例涉及的消除电路30的各弹性波谐振器的电极指根数、IDT电极指间距以及平均电极指间距如表4所示。
[表4]
构成消除电路30的纵向耦合型谐振器31中的弹性波谐振器的平均电极指间距在构成发送侧滤波器10的各弹性波谐振器的平均电极指间距以及构成接收侧滤波器20的各弹性波谐振器的平均电极指间距之中最小。即，纵向耦合型谐振器31的谐振频率是比发送侧滤波器10以及接收侧滤波器20的通带高的频率，因此纵向耦合型谐振器31的衰减频段存在于发送侧滤波器10以及接收侧滤波器20的通带内。
另外，构成纵向耦合型谐振器31的弹性波谐振器的个数并不限定于三个，只要根据作为消除电路30所需的通过特性而适当地决定即可。
[1-3.实施例以及比较例涉及的多工器的特性比较]
以下，一边将本实施方式涉及的多工器1的高频传输特性与比较例涉及的多工器的高频传输特性进行比较一边进行说明。
首先，对比较例涉及的多工器的结构进行说明。
图5是比较例1涉及的多工器1a的具体电路结构图。图5所示的多工器1a具备发送侧滤波器10、接收侧滤波器20、公共连接端子5、发送侧端子6、以及接收侧端子7。发送侧滤波器10以及接收侧滤波器20的结构与实施例1涉及的多工器1中的发送侧滤波器10以及接收侧滤波器20相同。也就是说，多工器1a与实施例1涉及的多工器1相比较，设为不具有消除电路30的结构。
此外，比较例2涉及的多工器与实施例1涉及的多工器1同样地，具备发送侧滤波器10、接收侧滤波器20、消除电路、公共连接端子5、发送侧端子6、以及接收侧端子7。发送侧滤波器10以及接收侧滤波器20的结构与实施例1涉及的多工器1中的发送侧滤波器10以及接收侧滤波器20相同。此外，虽然消除电路是与实施例1涉及的多工器1的消除电路30同样的结构，但是各弹性波谐振器的IDT电极指间距与消除电路30中的各弹性波谐振器的IDT电极指间距不同。
构成比较例2涉及的多工器的消除电路的各弹性波谐振器的电极指根数、IDT电极指间距以及平均电极指间距如表5所示。
[表5]
在比较例2涉及的多工器中，构成消除电路的纵向耦合型谐振器的平均电极指间距大于构成接收侧滤波器20的串联臂谐振器21s以及22s的平均电极指间距。其结果是，构成消除电路的纵向耦合型谐振器中的谐振模式的谐振频率处于接收侧滤波器20的通带内，因此在接收侧滤波器20的通带内存在构成消除电路的纵向耦合型谐振器的通带。另一方面，谐振模式的谐振频率成为比发送侧滤波器10的通带高的频率，因此构成消除电路的纵向耦合型谐振器的衰减频段存在于发送侧滤波器10的通带内。
以下，一边将实施例1涉及的多工器1的高频传输特性与比较例1以及比较例2涉及的多工器的高频传输特性进行比较一边进行说明。
图6A是将实施例1、比较例1以及比较例2涉及的发送侧滤波器10的通过特性进行了比较的图。此外，图6B是将实施例1、比较例1以及比较例2涉及的接收侧滤波器20的通过特性进行了比较的图。此外，图6C是将实施例1、比较例1以及比较例2涉及的多工器的隔离度特性进行了比较的图。在图6A～图6C中，用实线示出实施例1涉及的特性，用虚线示出比较例1涉及的特性，用单点划线示出比较例2涉及的特性。
另外，在本实施例中，发送侧滤波器10的通带(第一频带)位于比接收侧滤波器20的通带(第二频带)靠低频率侧，消除电路30的具有插入损耗极小点的谐振响应频率位于第二频带的高频段端。
如图6A所示，关于发送侧滤波器10中的插入损耗，在实施例1涉及的多工器1中，与比较例1以及比较例2涉及的多工器相比较，可得到大致同等的特性。此外，如图6B所示，关于接收侧滤波器20中的插入损耗，在实施例1涉及的多工器1中，与比较例1以及比较例2涉及的多工器相比较，也可得到大致同等的特性。也就是说，具备消除电路30的多工器1与不具备消除电路的多工器以及消除电路的弹性波谐振器的IDT电极指间距大的多工器相比较，并未产生发送侧滤波器10以及接收侧滤波器20的插入损耗的劣化。
此外，如图6C所示，发送频段(880-915MHz)中的发送侧滤波器10与接收侧滤波器20的隔离度特性在比较例1涉及的多工器的结构中成为53.0dB，在比较例2涉及的多工器的结构中成为53.0dB，在实施例1涉及的多工器1的结构中成为56.7dB。此外，接收频段(925-960MHz)中的发送侧滤波器10与接收侧滤波器20的隔离度特性在比较例1涉及的多工器的结构中成为53.0dB，在比较例2涉及的多工器的结构中成为57.6dB，在实施例1涉及的多工器1的结构中成为60.6dB。
因此，可知在实施例1涉及的多工器1的结构中，发送侧滤波器10与接收侧滤波器20的隔离度特性与比较例1以及比较例2相比较，发送频段以及接收频段的双方均变得良好。
图7是示出比较例1涉及的多工器的隔离度特性和实施例1以及比较例2中的纵向耦合型谐振器单体的振幅特性的图。在图7中，用虚线示出比较例1涉及的多工器的隔离度特性，用实线示出实施例1中的纵向耦合型谐振器31单体的振幅特性，用单点划线示出比较例2中的纵向耦合型谐振器单体的振幅特性。
如图7所示，实施例1中的纵向耦合型谐振器31单体的振幅特性与比较例1的隔离度特性大致一致。因此，可知在使用了消除电路30的多工器1中，在发送频段以及接收频段的双方中改善了发送侧滤波器10与接收侧滤波器20的隔离度。
另一方面，关于比较例2中的纵向耦合型谐振器单体的振幅特性，虽然与接收频段的振幅特性大致一致，但是与发送频段的振幅特性不一致。因此，可知在比较例2中的使用了由纵向耦合型谐振器构成的消除电路的多工器中，仅在接收频段中改善了发送侧滤波器10与接收侧滤波器20的隔离度。
在比较例2涉及的多工器中，因为在接收频段内存在纵向耦合型谐振器的通带，所以发送频段成为纵向耦合型谐振器的衰减频段。因为在通带和衰减频段中振幅特性的差异大，所以若通过纵向耦合型谐振器的谐振器参数的调整使收发频段中的哪一方的振幅一致，则另一方的振幅特性会偏离。因此，在比较例2中的纵向耦合型谐振器的结构中，难以改善发送频段以及接收频段的双方中的隔离度特性。在比较例2中的纵向耦合型谐振器的结构中，虽然通过调整为发送频段以及接收频段的双方存在于纵向耦合型谐振器的通带，从而可消除振幅特性的差异，但是，(1)需要机电耦合系数大的材料，(2)机电耦合系数由滤波器特性唯一地决定，因此难以实现。
相对于此，在实施例1涉及的多工器1中，通过调整为在纵向耦合型谐振器31的衰减频段存在发送频段以及接收频段的双方，从而消除了多工器1的发送频段的振幅特性与接收频段的振幅特性的差异，在发送频段和接收频段的双方中改善了发送侧滤波器10与接收侧滤波器20的隔离度。进而，通过使在纵向耦合型谐振器31的衰减频段产生的衰减极的频率与发送侧滤波器10以及接收侧滤波器20的衰减极的频率一致，从而能够使发送侧滤波器10以及接收侧滤波器20的振幅特性更加一致。在图6C中，关于实施例1涉及的多工器1的隔离度特性，即使与比较例2涉及的多工豁的接收频段的隔离度特性相比较，也能够进一步改善隔离度。
此外，若纵向耦合型谐振器31的平均电极指间距在构成发送侧滤波器10、接收侧滤波器20的各谐振器的平均电极指间距之中最小，则在发送频段以及接收频段的双方中存在纵向耦合型谐振器31的衰减频段。因此，能够提高发送频段以及接收频段的双方的隔离度特性。更优选地，若像作为实施例1而示出的消除电路30那样纵向耦合型谐振器31的振幅特性的峰的频率变得比发送频段以及接收频段高，则发送频段以及接收频段的全部存在于纵向耦合型谐振器31的衰减频段，因此可进一步改善隔离度特性。
此外，与比较例1的结构相比，在实施例1的结构的多工器1中，纵向耦合型谐振器31的谐振模式的谐振频率更远离发送频段，因此耐功率性也更良好。谐振模式的谐振频率比收发频段的频率高，因此纵向耦合型谐振器31的体波不在通带中，收发频段的损耗也几乎不会变差。
另外，像实施例1涉及的多工器1那样，即使消除电路30仅由纵向耦合型谐振器31构成，也可在收发频段的双方中使振幅特性一致，因此不需要追加的振幅调整用的电容元件，与没有电容元件相应地，能够有助于元件的小型化。
[1-4.总结]
以上，根据本实施方式涉及的多工器1，构成消除电路中的纵向耦合型谐振器的谐振器的IDT电极的平均电极指间距在构成发送侧滤波器以及接收侧滤波器的各谐振器的IDT电极的平均电极指间距之中最小，因此消除电路中的纵向耦合型谐振器的衰减频段存在于发送频段以及接收频段的双方。由此，能够消除多工器的发送频段的振幅特性与接收频段的振幅特性的差异。因此，在消除电路中，能够通过相位相反的抵消分量良好地抵消在将公共连接端子和发送侧端子连结的第一路径流过的给定的频带的分量。因此，能够提高发送频段以及接收频段的双方的隔离度特性。
(实施方式2)
接着，对实施方式2涉及的多工器100进行说明。图8是本实施方式涉及的多工器100的具体电路结构图。
本实施方式涉及的多工器100与实施方式1涉及的多工器1的不同点在于，消除电路具有纵向耦合型谐振器和电容元件。其它结构与实施例1相同。
[2-1.多工器的电路结构例]
以下，作为本实施方式涉及的多工器100的电路结构的一个例子，对实施例2涉及的多工器100进行说明。
如图8所示，多工器100具备发送侧滤波器10、接收侧滤波器20、以及消除电路130。发送侧滤波器10以及接收侧滤波器20的结构与实施方式1所示的发送侧滤波器10以及接收侧滤波器20相同，因此省略说明。另外，在本实施方式中，也设为接收侧滤波器20的通带成为比发送侧滤波器10的通带高的频率的电路结构。
消除电路130具备纵向耦合型谐振器31和电容元件32。纵向耦合型谐振器31生成相对于在将公共连接端子5和发送侧端子6连结的第一路径流过的给定的频带的分量相位相反的抵消分量。纵向耦合型谐振器31的结构与实施方式1所示的纵向耦合型谐振器31相同，因此省略说明。
电容元件32是用于对上述的抵消分量的振幅以及相位进行调整的电容元件。电容元件32的一端与节点M连接，另一端与纵向耦合型谐振器31的弹性波谐振器31b连接。即，电容元件32仅在纵向耦合型谐振器31的发送侧滤波器10侧与纵向耦合型谐振器31串联地连接。另外，电容元件32的一端也可以代替节点M而与发送侧端子6连接。
电容元件32由弹性波谐振器构成。即，电容元件32是与纵向耦合型谐振器31串联地连接的串联臂谐振器。电容元件32的谐振频率例如为954MHz附近，是接收侧滤波器20的通带(第二频带)内的频率。另外，电容元件32的反谐振频率是接收频段外的987MHz。由此，消除电路130的振幅特性接近多工器100的接收频段的振幅特性，因此能够提高接收频段的隔离度特性。此外，还能够提高串联臂谐振器的耐功率性。
电容元件32例如由形成在形成了纵向耦合型谐振器31的压电基板上的IDT电极构成。通过纵向耦合型谐振器31以及电容元件32形成在同一压电基板上，从而能够将多工器100小型化。
另外，虽然在图8中用弹性波谐振器表示了电容元件32，但是，这是电容元件32也可以由像弹性波谐振器(例如，单端口谐振器)那样的具有电容性的元件来实现的意思，不一定限于弹性波谐振器，也可以是其它结构的电容元件。
一般来说，作为串联附加在消除电路的电容元件，考虑到并联连接消除电路的滤波器电路与消除电路的阻抗匹配，可考虑分配配置在纵向耦合型谐振器的两端。
相对于此，根据本实施方式涉及的多工器100的结构，消除电路130的电容元件32未配置在纵向耦合型谐振器31的节点N侧，仅配置在节点M侧。由此，为了确保与电容元件被分配配置在纵向耦合型谐振器的两端的结构(串联配置了两个电容元件的情况)相同的静电电容，只要仅在纵向耦合型谐振器31的节点M侧配置具有比串联配置的两个电容元件中的一个小的静电电容的电容元件32即可。因此，与配置了两个电容元件的消除电路相比较，能够将消除电路130小型化。
此外，在需要给定的静电电容的消除电路中，通过仅在纵向耦合型谐振器31的节点M侧配置电容元件32，从而能够使从节点M侧观察消除电路130的情况下的阻抗比从节点N侧观察消除电路130的情况下的阻抗大。因此，能够抑制第一频带的信号从发送侧滤波器10向接收侧滤波器20那边泄漏。
[2-2.实施例以及比较例涉及的多工器的特性比较]
图9A是对实施例1以及实施例2涉及的发送侧滤波器10的通过特性进行了比较的图。图9B是对实施例1以及实施例2涉及的接收侧滤波器20的通过特性进行了比较的图。图9C是对实施例1以及实施例2涉及的多工器1以及100的隔离度特性进行了比较的图。在图9A、图9B以及图9C中，用实线示出实施例1涉及的特性，用虚线示出实施例2涉及的特性。
如图9A所示，关于发送侧滤波器10中的插入损耗，在实施例2涉及的多工器100中，与实施例1涉及的多工器1相比较，可得到大致同等的特性。此外，如图9B所示，关于接收侧滤波器20中的插入损耗，在实施例2涉及的多工器100中，与实施例1涉及的多工器1相比较，也可得到大致同等的特性。也就是说，具备了消除电路130的多工器100与具备了消除电路30的多工器1相比较，并未产生发送侧滤波器10以及接收侧滤波器20的插入损耗的劣化。
此外，如图9C所示，关于发送频段(880-915MHz)中的发送侧滤波器10与接收侧滤波器20的隔离度特性，在实施例2涉及的多工器100中，可得到与实施例1涉及的多工器1大致相同的特性。此外，关于接收频段(925-960MHz)中的发送侧滤波器10与接收侧滤波器20的隔离度特性，在实施例2涉及的多工器100中，与实施例1涉及的多工器1相比较，在接收频段的高频段侧改善了2.5dB。
图10是示出比较例1涉及的多工器的隔离度特性和实施例2中的纵向耦合型谐振器单体的振幅特性的图。在图10中，用实线示出比较例1涉及的多工器的隔离度特性，用虚线示出实施例2涉及的纵向耦合型谐振器单体的振幅特性。
在多工器的接收频段处于比发送频段靠高频率侧且由梯型滤波器构成了发送侧滤波器10的情况下，在梯型滤波器的衰减频段中，在低频段侧产生衰减极。因此，存在如下倾向，即，在梯型滤波器的衰减频段的低频段侧衰减量变大，在高频段侧衰减量变小。因此，在本实施方式涉及的多工器100中，将电容元件32的谐振频率配置在多工器100的接收频段的高频段侧附近。由此，如图10所示，消除电路130的振幅特性更加接近接收频段中的多工器100的隔离度特性。因此，在实施例2涉及的多工器100中，与实施例1涉及的多工器1相比较，能够使接收频段中的发送侧滤波器10与接收侧滤波器20的隔离度特性更加良好。
[2-3.总结]
以上，根据本实施方式涉及的多工器100，通过消除电路130具有电容元件32，从而能够对抵消分量的振幅以及相位进行调整，该抵消分量与流过将公共连接端子5和发送侧端子6连结的第一路径的给定的频带的分量相位相反。
此外，通过用包含弹性波谐振器的串联臂谐振器构成电容元件32，并将串联臂谐振器的谐振频率设为接收侧滤波器20的通带内的频率，从而能够使消除电路130的振幅特性接近多工器100的接收频段的振幅特性。由此，能够提高接收频段中的多工器100的隔离度特性。
(其它实施方式等)
以上，举出双工器的结构作为实施例而对本发明的实施方式涉及的多工器进行了说明，但是本发明并不限定于上述实施例。例如，对上述实施例实施了如下的变形的方式也包含于本发明。
例如，上述的消除电路中的纵向耦合型谐振器也可以是弹性波延迟线。弹性波延迟线是包含至少一个IDT电极的延迟线。此外，弹性波延迟线的谐振频率是比第一滤波器电路的通带以及第二滤波器电路的通带高的频率。
此外，消除电路可以仅由纵向耦合型谐振器或弹性波延迟线构成，也可以是还具有电容元件等其它元件的结构。
此外，消除电路也可以代替节点M而与发送侧端子6连接，代替节点N而与接收侧端子7连接。
此外，构成纵向耦合型谐振器的弹性波谐振器的个数并不限定于三个，只要根据作为消除电路所需的通过特性而适当地决定即可。
此外，构成第一滤波器电路、第二滤波器电路以及消除电路的弹性波谐振器的结构并不限于上述的结构，也可以适当地进行变更。例如，各弹性波谐振器的IDT电极的电极指间距并不限于上述的电极指间距，只要构成消除电路的弹性波谐振器的IDT电极的平均电极指间距在其它各IDT电极的平均电极指间距之中最小，则也可以适当地进行变更。
此外，上述实施例涉及的压电基板也可以是在至少一部分具有压电性的基板。上述基板例如在表面具备压电薄膜，且由声速与该压电薄膜不同的膜以及支承基板等的层叠体构成。此外，上述基板也可以在基板整体具有压电性。在该情况下，上述基板成为包含一层的压电体层的压电基板。
此外，本发明涉及的多工器并不限于实施例那样的Band8的双工器。例如，本发明涉及的多工器也可以是对两个波段分别进行收发的四工器，进而，还可以是对三个以上的波段进行收发的多工器。进而，本发明涉及的多工器也能够应用为具有多个接收频带的分波器或具有多个发送频带的合波器。
此外，在上述实施方式中，作为构成多工器的发送侧滤波器、接收侧滤波器、以及纵向耦合型谐振器，例示了具有IDT电极的声表面波滤波器。然而，构成本发明涉及的多工器的各滤波器以及谐振器也可以是使用了声边界波、BAW(Bulk Acoustic Wave，体声波)的弹性波滤波器以及弹性波谐振器。由此，也能够达到与上述实施方式涉及的多工器具有的效果同样的效果。
此外，例如，在多工器中，也可以在各构成要素之间连接有电感器、电容器。另外，在该电感器中也可以包括利用了将各构成要素间相连的布线的布线电感器。
产业上的可利用性
本发明作为能够应用于进行了多波段化的频率标准的低损耗且高隔离度的多工器，能够广泛地利用于便携式电话等通信设备。

Claims (7)

1.一种多工器，具备：
公共连接端子、第一端子以及第二端子，对高频信号进行输入输出；
第一滤波器电路，将第一频带作为通带，并连接在所述公共连接端子与所述第一端子之间；
第二滤波器电路，将与所述第一频带不同的第二频带作为通带，并连接在所述公共连接端子与所述第二端子之间；以及
消除电路，连接在第一节点或所述第一端子与第二节点或所述第二端子之间，用于抵消在第一路径以及第二路径上流过的给定的频带的分量，所述第一节点处于将所述公共连接端子和所述第一端子连结的所述第一路径上，所述第二节点处于将所述公共连接端子和所述第二端子连结的所述第二路径上，
所述消除电路具有至少一个纵向耦合型谐振器，该纵向耦合型谐振器中的IDT电极的平均电极指间距在决定所述第一滤波豁电路的通带的各谐振器中的IDT电极的平均电极指间距以及决定所述第二滤波器电路的通带的各谐振器中的IDT电极的平均电极指间距之中最小。
2.根据权利要求1所述的多工器，其中，
所述消除电路具有与所述纵向耦合型谐振器串联地连接的电容元件。
3.根据权利要求2所述的多工器，其中，
所述第一滤波器电路由梯型滤波器构成，
所述第二频带处于比所述第一频带靠高频率侧，
所述电容元件由串联臂谐振器构成，
所述串联臂谐振器的谐振频率是所述第二频带内的频率。
4.根据权利要求2或3所述的多工器，其中，
所述电容元件仅配置在所述消除电路的单侧。
5.根据权利要求2～4中的任一项所述的多工器，其中，
所述电容元件与所述消除电路的所述第一节点或所述第一端子连接。
6.根据权利要求1所述的多工器，其中，
所述消除电路仅由纵向耦合型谐振器构成。
7.一种多工器，具备：
公共连接端子、第一端子以及第二端子，对高频信号进行输入输出；
第一滤波器电路，将第一频带作为通带，并连接在所述公共连接端子与所述第一端子之间；
第二滤波器电路，将与所述第一频带不同的第二频带作为通带，并连接在所述公共连接端子与所述第二端子之间；以及
消除电路，连接在第一节点或所述第一端子与第二节点或所述第二端子之间，用于抵消在第一路径以及第二路径上流过的给定的频带的分量，所述第一节点处于将所述公共连接端子和所述第一端子连结的所述第一路径上，所述第二节点处于将所述公共连接端子和所述第二端子连结的所述第二路径上，
所述消除电路具有至少一个纵向耦合型谐振器或弹性波延迟线，
所述纵向耦合型谐振器或所述弹性波延迟线的谐振频率是比所述第一滤波器电路的通带以及所述第二滤波器电路的通带高的频率。
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