CN1540861A

CN1540861A - 双工器

Info

Publication number: CN1540861A
Application number: CNA2004100375140A
Authority: CN
Inventors: 堤润; 井上将吾; ־; 松田隆志; 上田政则
Original assignee: Fujitsu Ltd; Fujitsu Media Devices Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd; Fujitsu Media Devices Ltd
Priority date: 2003-04-25
Filing date: 2004-04-23
Publication date: 2004-10-27
Anticipated expiration: 2024-04-23
Also published as: US7026890B2; CN100454760C; US20040212453A1; KR100638780B1; KR20040092491A

Abstract

一种双工器，包括形成在一预定基板的相同表面上的梯型滤波器和多模滤波器。在该双工器中，梯型滤波器的第一梳状电极和多模滤波器的第二梳状电极具有膜厚相等的相同层结构。第一梳状电极和第二梳状电极由主要含铝的单层膜形成。第一梳状电极和第二梳状电极的膜厚h、梯型滤波器的频带的中心频率f₁以及多模滤波器的频带的中心频率f₂之间的关系表示为：300≤h×f₁≤480 300≤h×f₂≤430。

Description

双工器

技术领域

本发明总体上涉及双工器，尤其是涉及一种在一个基板上形成有多个表面声波滤波器的双工器。

背景技术

现在对于800MHz波段便携式电话装置和移动通信装置使用均具有两个表面声波(SAW)滤波器的多个天线双工器。天线双工器中采用的这些SAW滤波器需要具有高的电力耐久性，以执行稳定的操作并实现较长的使用寿命。因此，每个双工器的两个滤波器通常用多个梯型滤波器构成，该多个梯型滤波器具有以梯状方式连接的多个SAW器件并表现出较高的电力耐久性。

随着对更小型便携式电话装置和移动通信装置的需求的不断增长，可以在尺寸方面比较容易小型化的SAW滤波器，对于1.9GHz波段的移动通信系统(例如，像北美市场上的个人通信业务(PCS))的天线双工器是优选的。

不管是对于800MHz波段的装置还是对于1.9GHz波段的装置来说，都期望制造出更小型化的天线双工器。可通过在一个基板上形成两个SAW滤波器来制造更小型化的天线双工器(例如，如在日本专利申请No.2002-237739中所公开的那样)。

但是，为试图制造更小的装置而在小基板上形成两个SAW滤波器会带来一些问题，例如阻带抑制程度的下降，以及发送信号与接收信号之间的串扰增加。与在800MHz波段的天线双工器相比，这些问题在1.9GHz波段的天线双工器中尤其明显，为此，很难利用SAW滤波器来生产1.9GHz波段的天线双工器。

为了消除发送信号与接收信号之间的串扰问题，在两个分离的基板上形成两个SAW滤波器以制造天线双工器。

但是，优选地，应该将所述SAW滤波器同时形成在一个基板上以制造天线双工器。这样做的原因之一是要实现小型化的天线双工器。以下列出了其他的原因。当在两个分离的基板上形成两个SAW滤波器时，随着处理批次间的电极膜厚度和电极指宽度的变化，两个SAW滤波器的中心频率会有波动。结果，中心频率之间的间隙的波动是每个SAW滤波器的中心频率波动的两倍，造成天线双工器的特性方面的很大改变。而另一方面，当在一个基板上同时形成两个SAW滤波器时，两个SAW滤波器的中心频率不会受到电极膜厚度和电极指宽度变化的影响。因此，两个中心频率之间的间隙不会有很大的改变，从而可以获得具有希望的滤波特性的天线双工器。如上所述，每个天线双工器的特性受到所述两个SAW滤波器的中心频率之间的间隙的很大影响。因此，优选地在一个基板上同时形成两个SAW滤波器以实现更高的合格率。

如上所述，对于更高频率的天线双工器和更小型化的天线双工器有很大的市场需求。但是，如果要满足这些需求，就会增加发送信号与接收信号之间的串扰。因此，实现良好的滤波特性一直以来都是非常困难的。

发明内容

因此，本发明的目的是提供一种其中消除了上述缺点的双工器。

本发明的更具体的目的是提供一种双工器，该双工器具有位于一单基板上的两个或更多个SAW滤波器，并表现出串扰更少的优良滤波特性。

本发明的上述目的是通过一种双工器来实现的，该双工器包括一梯型滤波器和一多模滤波器，其中，梯型滤波器和多模滤波器都形成在一预定基板的同一表面上，梯型滤波器的第一梳状电极和多模滤波器的第二梳状电极采用具有相同膜厚的相同层结构，第一梳状电极和第二梳状电极由主要含铝的单层薄膜形成，第一梳状电极和第二梳状电极的膜厚h、梯型滤波器的频带的中心频率f₁、和多模滤波器的频带的中心频率f₂之间的关系表示为：

300≤h×f₁≤480

300≤h×f₂≤430

本发明的上述目的还可通过一种双工器来实现，该双工器包括形成在一压电基板的同一表面上的梯型滤波器和多模滤波器，其中，梯型滤波器的第一梳状电极和多模滤波器的第二梳状电极采用具有相同膜厚的相同层结构，第一梳状电极和第二梳状电极由主要含铝的单层薄膜形成，或者由包括n(n为整数1或更大)层的单层或多层薄膜构成，所述n层包括主要含除铝以外的金属的一层，第一梳状电极和第二梳状电极的第k(k为整数1或更大)层的膜厚h_k、第k层金属相对于铝的比重a_k、梯型滤波器的频带的中心频率f₁、和多模滤波器的频带的中心频率f₂之间的关系表示为：

300 \leq f_{1} \times Σ_{k = 1}^{n} (a_{k} \times h_{k}) \leq 480

300 \leq f_{2} \times Σ_{k = 1}^{n} (a_{k} \times h_{k}) \leq 430

附图说明

结合附图阅读下面的详细说明，本发明的其他目的、特征和优点将变得更清楚，图中：

图1是显示根据本发明第一实施例的双工器的结构的框图；

图2是要在根据第一实施例的双工器中采用的梯型滤波器的俯视图；

图3是要在根据第一实施例的双工器中采用的多模滤波器的俯视图；

图4是示出图2中所示梯型滤波器的滤波特性和图3所示多模滤波器的滤波特性的曲线图；

图5是示出模拟结果的曲线图，进行所述模拟以检查当采用图3的多模滤波器作为双工器的更高频率滤波器时以及当采用图2的梯型滤波器作为双工器的更高频率滤波器时从发送侧到接收侧的串扰；

图6是一曲线图，示出了滤波器的传输特性中的过渡波段；

图7是一曲线图，示出了图2中的梯型滤波器的过渡波段相对于电极膜厚度的变化；

图8是一曲线图，示出了图3中的多模滤波器的过渡波段相对于电极膜厚度的变化；

图9是一曲线图，示出了在厚度h和中心频率f₁的乘积值变化的情况下的图2中的梯型滤波器的带通特性；

图10是示出根据第一实施例的双工器的具体示例的结构的框图；

图11是一曲线图，示出了从图10中的双工器的发送侧到天线所观测的带通特性以及从天线到接收侧所观测的带通特性；

图12是一曲线图，示出了从图10中所示双工器的发送侧到接收侧所观测的串扰特性；以及

图13示出了在图10所示的双工器中采用的并联多级DMS结构。

具体实施方式

以下是参照附图对本发明实施例的说明。

(第一实施例)

首先详细说明本发明的第一实施例。图1是示出根据该实施例的双工器1的结构的框图。双工器1具有形成在基板10上的多个表面声波(SAW)滤波器(发送滤波器11和接收滤波器12)。尽管双工器的尺寸减小且使用高频，但为了保持优良的滤波特性，所述两个滤波器11和12中的一个由一梯型滤波器构成，而另一个由一多模滤波器构成。在将SAW滤波器11和12连接到充当SAW滤波器11和12的公共端子的天线端口15的线路上设置了一移相器13，该移相器13是用于匹配输入阻抗的匹配电路。

图2示出了梯型滤波器的示例结构。如图2所示，梯型滤波器110包括：串联连接的多个梳状电极(交指型变换器；下面称之为IDT)111；和，与该多个IDT 111并联连接的多个IDT 112。在此，包括串联连接的所述多个IDT 111的多个谐振器为串联支路谐振器，包括并联连接的所述多个IDT 112的谐振器为并联支路谐振器。在梯状结构中，所述多个串联支路谐振器排列在多个串联支路中，而所述多个并联支路谐振器排列在多个并联支路中。

另一方面，与梯型滤波器110相比，多模滤波器在更宽的频率范围内表现出较大程度的阻带抑制。图3示出了多模滤波器120的结构。如图3所示，多模滤波器120包括横向排列的一个IDT 121和两个IDT 122，反射电极123设置在该结构布局的两端。IDT 121连接到输入端，而IDT122连接到输出端。在多模滤波器120中，激发、传播和接收SAW。在多种类型的多模滤波器中，图3中所示结构与双模SAW(DMS)滤波器的结构相同。

尽管具有上述结构的梯型滤波器110是一具有由IDT 111和112形成的作为阻抗器件的多个SAW谐振器的电子电路，但由于寄生电容的不利影响等，梯型滤波器110的阻带抑制程度没有多模滤波器120的那么大。因此，将双工器1的SAW滤波器11和12中的一个实施为多模滤波器120，以减少发送信号与接收信号之间的串扰。下面将参照图4和5对该结构进行说明。

图4示出了梯型滤波器110的滤波特性和多模滤波器120的滤波特性。从图4明显看出，梯型滤波器110和多模滤波器120均在某一频段内表现出非常小的插入损耗。因此，可以认为梯型滤波器110和多模滤波器120在通带插入损耗方面具有相同的滤波特性。至于在低频侧(在图4中由虚线包围的区域所表示)的阻带抑制，多模滤波器120比梯型滤波器110要好约10dB。

图5示出了以下模拟的结果：在高频滤波器(接收滤波器12)为多模滤波器120的情况下，为检查从发送端到接收端的串扰而进行的模拟；和在接收滤波器12为梯型滤波器110的情况下，为检查从发送端到接收端的串扰而进行的模拟。在这些模拟中，双工器1的低频滤波器(发送滤波器11)为梯型滤波器110。

从图5可清楚看到，与采用梯型滤波器110作为接收滤波器12的情况相比，采用多模滤波器120作为接收滤波器12改进了抑制程度，尤其是改进了低频区域(在图5中由虚线所包围的区域所表示)内的抑制程度。这是因为在该区域中多模滤波器120的阻带抑制程度大于梯型滤波器110的阻带抑制程度(也可参见图4)。从上述结果判断，显然采用多模滤波器120作为双工器1的两个SAW滤波器之一的结构可实现在串扰方面更优质的特性。

但是，在电力耐久性方面，多模滤波器120比梯型滤波器110差。为此，如果两个SAW滤波器11和12都由多模滤波器120构成的话，双工器1的电力耐久性会大大降低。为了在改进滤波特性的同时保持高电力耐久性，优选地采用多模滤波器120作为两个SAW滤波器11和12中的一个。

优选地，梯型滤波器110和多模滤波器120(特别是IDT 111、112、121和122)应该由具有相同膜厚的相同金属制成。这将有效地简化设计和生产过程，还将自动地消除由不同处理批次的电极膜厚度和电极指宽度的变化所造成的两个SAW滤波器11和12的中心频率的变化。因此，同时形成发送滤波器11和接收滤波器12使在生产过程中所导致的电极膜厚度和电极指宽度的变化具有相关性。结果，在两个滤波器11与12之间的中心频率的变化中也出现相关性。由于相互同步变化的两个SAW滤波器11和12的中心频率之差不会改变很大，所以可以容易地获得希望的滤波特性，并且可以提高双工器1的合格率。

例如，形成两个SAW滤波器11和12的IDT 111、112、121和122可以是由主要含铝(Al)的金属制成的电极薄膜。不过，也可以形成主要含除铝(Al)之外的金属的单层结构，或者形成包括多个这种单层的多层结构。例如，除铝(Al)之外的金属可以是钛(Ti)、铜(Cu)、金(Au)、钼(Mo)、钨(W)、钽(Ta)、铬(Cr)、铂(Pt)、钌(Ru)或铑(Rh)。

例如，其上形成有两个SAW滤波器11和12的基板10可以是作为旋转Y切割板的42°Y切割X传播钽酸锂的压电单晶基板(以下称为LT基板)，或者是作为旋转Y切割板的42°Y切割X传播铌酸锂的压电单晶基板(以下称为LN基板)。基板10也可以是由诸如某种晶体的压电材料制成的压电基板(以下称为压电基板)。对于LT基板，插入损耗比较小。

在发送滤波器11(在该实施例中为梯型滤波器110)和接收滤波器12(在该实施例中为多模滤波器120)形成在一个基板上的情况下，即，当在一个基板上形成不同类型的两个SAW滤波器时，很难同时获得两个SAW滤波器的理想滤波特性，因为最佳设计参数，尤其是IDT 111、112、121和122的最佳电极膜厚度，在多模滤波器120与梯型滤波器110之间是不同的。因此，发明人进行了深入细致的研究，来确定使梯型滤波器110和多模滤波器120同时表现出优良的滤波特性的设计条件。下面将对该设计条件进行详细说明。

首先，对关于梯型滤波器110和多模滤波器120的电极膜厚度在过渡波段内的变化进行说明。如图6所示，过渡波段是通带与阻带之间的边界上的区域。在梯型滤波器110具有-3.5dB及以上的通带和-42dB及以下的阻带的情况下，过渡波段为从-42dB到-3.5dB的频率区域。同样地，在多模滤波器120具有-4dB及以上的通带和-50dB及以下的阻带的情况下，过渡波段为从-50dB到-4dB的频率区域。

图7是一曲线图，示出了要并入到用于PCS(个人通信业务)的1.9GHz波段双工器中的梯型滤波器110的过渡带宽与h×f₁之间的关系。在该梯型滤波器110中，基板10是上述LT基板，IDT 111和112由包含铝(Al)作为电极材料的单层结构形成。在图7中，横轴表示中心频率f₁和膜厚h的乘积h×f₁，h表示梯型滤波器110的IDT 111和112的厚度。

图8是一曲线图，示出了要并入到用于PCS的1.9GHz波段双工器中的多模滤波器120的过渡带宽与h×f₂之间的关系。与梯型滤波器110一样，该多模滤波器120的基板10是上述LT基板，并且IDT 111和112由包含铝(Al)作为电极材料的单层结构形成。在图8中，横轴表示中心频率f₂和膜厚h的乘积h×f₂，h表示多模滤波器120的IDT 111和112的厚度。

将上述梯型滤波器110设计为遵循PCS标准的发送滤波器(发送波段：1850MHz到1910MHz)，梯型滤波器110的中心频率f₁为1880MHz。将多模滤波器120设计为遵循PCS标准的接收滤波器(接收波段：1930MHz到1990MHz)，中心频率f₂为1960MHz。

当发送波段的上界为1910MHz而接收波段的下界为1930MHz时，在PCS中发送波段与接收波段之间的间隙窄至20MHz。在发送波段和接收波段彼此非常接近的这种情况下，发送滤波器11和接收滤波器12的滤波特性需要具有非常陡的截止特性。在上述示例中，发送滤波器11和接收滤波器12需要具有窄于20MHz的过渡波段。从图7所示的梯型滤波器110的滤波特性可以判断出，乘积h×f₁应该为480或更小，以获得窄于20MHz的过渡波段。从图8所示的多模滤波器120的滤波特性可以判断出，乘积h×f₂应该在300至430的范围之内，以获得窄于20MHz的过渡波段。但是，如果梯型滤波器11的电极膜厚度太薄，则如图9中所示，会在通带区内出现脉动纹波。因此，乘积h×f₁的下限应该优选为300或更大。图9是一曲线图，示出了当改变乘积h×f₁时所观测到的梯型滤波器110的通带特性变化。

基于上述理由，当在具有在基板的同一平面上形成的梯型滤波器110和多模滤波器120的双工器中，形成梯型滤波器110的IDT 111和112以及形成多模滤波器120的IDT 121和122是由膜厚相同的金属制成的时，设计条件应该如下：

300≤h×f₁≤480

300≤h×f₂≤430 …(1)

其中：h代表IDT 111、112、121和122中的每一个的膜厚；f₁代表梯型滤波器110的中心频率；f₂代表多模滤波器120的中心频率。这样，发送滤波器11和接收滤波器12的过渡波段可以为20MHz或更窄，可以获得满足PCS规范的双工器特性，并且可以降低发送信号与接收信号之间的抑制串扰。由此可以获得改进的滤波特性。

在实际生产双工器1时，更加优选的是，具有比15MHz更窄的过渡波段，因为，IDT 111、112、121和122的电极膜厚度和电极指宽度存在变化。为了实现这样的过渡波段，设计条件应该如下：

300≤h×f₁≤420

350≤h×f₂≤410 …(2)

尽管在上述说明中已经对1.9GHz波段的双工器1进行了描述，但本发明并不限于1.9GHz波段，而是也可以应用于800MHz波段的双工器或2.0GHz波段的双工器。对于这样的改变，仍然可以获得如上所述的相同效果。因此，不管梯型滤波器和多模滤波器的中心频率如何变化，都可以获得与图7和8中所示相同的曲线图。

接下来，详细说明具有上述结构并满足上述设计条件的双工器100。

在该具体示例中，将上述双工器1制造成要在PCS中使用的1.9GHz波段的天线双工器。图10示出了双工器100的结构。

在该具体示例中，采用LT基板作为基板10。在基板10上形成的发送滤波器11为具有四个串联支路谐振器的四级结构的梯型滤波器110，如图2所示。在基板10上形成的接收滤波器12为包括多模滤波器120a至120f的并联连接两级DMS滤波器，多模滤波器120a至120f中的每一个都具有排列成一行的三个IDT 121与122，还具有设在两端的多个反射器，如图3所示。在该结构中，多模滤波器120a至120c连接到一侧，多模滤波器120d至120f连接到另一侧。图13示出了多模滤波器120a至120f之间的连接关系。尽管图13示出了单相输入/输出结构，但也可以采用平衡型输入/输出结构。此外，移相器13设置在接收滤波器12的输入端与天线端口之间。

形成梯型滤波器110和多模滤波器120a至120f的IDT 111、112、121和122(参见图2和3)具有同时制作在基板10上的单层结构。IDT 111、112、121和122中的每一个都具有由主要含铝(Al)的电极材料制成的单层，每个IDT 111、112、121或122的膜厚h为0.18μm。

因此，通过将膜厚h(＝1.8×10^-7m)与各发送滤波器11的中心频率f₁(＝1.88×10⁹Hz)相乘获得的值约为338，而通过将膜厚h(＝1.8×10^-7m)与接收滤波器12的中心频率f₂(＝1.96×10⁹Hz)相乘获得的值约为353，这两个值均满足表达式(1)所表示的设计条件。这些值也满足表达式(2)所表示的设计条件。

图11示出了从双工器100的发送侧到天线所观测到的带通特性(即，发送滤波器11的带通特性)以及从天线到双工器100的接收侧所观测到的带通特性(即，接收滤波器12的带通特性)。从图11可清楚看出，在发送波段内的插入损耗为-3.5dB或更小，而在接收波段内的插入损耗为-4dB或更小。在发送波段内的抑制程度为-50dB或更大，而在接收波段内的抑制程度为-45dB或更大。基于这些结果，证明该具体示例的双工器100在实际应用中是有效的。

图12示出了从双工器100的发送侧到接收侧所观测到的串扰特性。从图12可清楚看到，在发送波段内将串扰限制为-50dB或更大，在接收波段内将串扰限制为-42dB或更大。基于这些结果，证明该具体示例的双工器100具有优良的特性，并且在实际应用中是有效的。

由于上述双工器具有在同一基板上由相同膜厚的相同电极材料制成的多个电极，所以简化了制造过程，并且提高了产品合格率。

(第二实施例)

下面对本发明的第二实施例进行详细的说明。如第一实施例中那样，在本实施例中，发送滤波器11为梯型滤波器110，接收滤波器12为多模滤波器120。在上述第一实施例中，发送滤波器11和接收滤波器12的每个IDT 111、112、121和122是由主要含铝(Al)的电极材料制成的单层结构。

通常，优选地，由具有高电力耐久性的电极膜形成发送滤波器11的IDT 111和112，因为通常施加给发送滤波器11的功率大于施加给接收滤波器12的功率。鉴于此，在该实施例中由具有相对较高电力耐久性的电极膜来形成IDT 111和112。

更具体地，具有高电力耐久性的电极膜的示例包括多个金属膜，每个金属膜都具有铝-铜/铜/铝-铜(Al-Cu/Cu/Al-Cu)三层结构、其中层叠有主要含铝(Al)和钛的材料的多层结构、铝-镁(Al-Mg)的叠层结构以及铝-铜-镁(Al-Cu-Mg)的叠层结构。

当发送滤波器11(梯型滤波器110)的IDT 111和112由上述电极膜形成时，有效的是，通过相同的制造工序来形成具有相同层结构的接收滤波器12(多模滤波器120)的IDT 121和122。通过这样做，就增加了双工器1的电力耐久性。由于从发送滤波器11泄漏的电力流入接收滤波器12中，所以接收滤波器12必须具备一定程度的电力耐久性。由于接收滤波器12是由具有与上述发送滤波器11相同的电力耐久性的电极膜形成的，所以可提高接收滤波器12(多模滤波器120)的电力耐久性。而且，通过相同工序形成具有相同层结构的发送滤波器11和接收滤波器12的IDT 111、112、121和122的优势在于，不仅可以简化制造工艺，而且可以限制由电极厚度变化和电极指宽变化而导致的滤波特性方面的变化。

在IDT 111、112、121和122是由除铝(Al)以外的电极材料形成的情况下，由于所用电极材料与铝(Al)之间的比重差异将导致电极膜厚度发生变化。不过，在该实施例中，在IDT 111、112、121和122是由包括除铝(Al)以外的电极材料制成的层的单层或多层结构形成的情况下，电极材料相对于铝的比重是成倍的。这样，就将电极材料的比重转换成基本上等于铝(Al)的电极膜厚度的电极膜厚度，并且该电极膜厚度的值应该满足由表达式(1)所限定的设计条件。在此，根据该实施例的设计条件如下：

300 \leq f_{1} \times Σ_{k = 1}^{n} (a_{k} \times h_{k}) \leq 480

300 \leq f_{2} \times Σ_{k = 1}^{n} (a_{k} \times h_{k}) \leq 430 \cdot \cdot \cdot (3)

其中：h_k代表各IDT 111、112、121和122的第k层的膜厚(k为自然数)，a_k代表第k层电极材料相对于铝(Al)的比重。

类似于第一实施例，当把形成双工器1的IDT 111、112、121和122的电极膜厚度和电极指宽度的变化考虑在内时，考虑过渡波段为15MHz而不是20MHz。因此，将设计条件设定如下：

300 \leq f_{1} \times Σ_{k = 1}^{n} (a_{k} \times h_{k}) \leq 420

350 \leq f_{2} \times Σ_{k = 1}^{n} (a_{k} \times h_{k}) \leq 410 \cdot \cdot \cdot (4)

即使具有单层或多层结构的IDT 111、112、121和122是由除铝(Al)以外的电极材料制成的，利用这些设计条件，也可以按与第一实施例相同的方式来获得满足PCS规范的双工器特性，其中，发送信号与接收信号之间的串扰得到了抑制。这样，就可以制造出具有优良的滤波特性的双工器。

不过，在IDT 111、112、121和122是由具有多层结构的电极膜形成的情况下，与IDT 111、112、121和122是由铝(Al)制成的单层结构所形成的情况相比，由于电阻更大而使滤波器插入损耗增加了。为了克服这种问题，该实施例采用图10和13中所示的结构，其中，按与第一实施例的结构中相同的方式并联连接多个多模滤波器120。这样，就可减小接收滤波器12的电阻，也减小了滤波器插入损耗。该实施例的其他方面与第一实施例的相同，因此在这里省略了对其的说明。

尽管已经显示并说明了本发明的几个优选实施例，但是本领域的技术人员应该理解的是，在不偏离本发明的原理和精神、以及由权利要求及其等同物所限定的本发明的范围的情况下，可对这些实施例进行改变。

本申请基于在2003年4月25提交的日本专利申请No.2003-121871，其全部公开在此引入作为参考。

Claims

1、一种双工器，包括：

梯型滤波器和多模滤波器，形成在一预定基板的同一表面上，

梯型滤波器的第一梳状电极和多模滤波器的第二梳状电极具有膜厚相等的相同层结构，

第一梳状电极和第二梳状电极由主要含铝的单层膜形成，

第一梳状电极和第二梳状电极的膜厚h、梯型滤波器的频带的中心频率f₁和多模滤波器的频带的中心频率f₂之间的关系表示为：

300≤h×f₁≤480

300≤h×f₂≤430。

2、根据权利要求1所述的双工器，其中，膜厚h、中心频率f₁和中心频率f₂之间的关系表示为：

300≤h×f₁≤420

350≤h×f₂≤410。

3、一种双工器，包括：

梯型滤波器和多模滤波器，形成在一压电基板的同一表面上，

第一梳状电极和第二梳状电极由主要含铝的单层膜、或者包括n层的单层或多层膜形成，其中n为1或更大的整数，所述n层包括一个主要含除铝以外的金属的层，

第一梳状电极和第二梳状电极的第k层的膜厚h_k、第k层的金属相对于铝的比重a_k、梯型滤波器的频带的中心频率f₁、以及多模滤波器的频带的中心频率f₂之间的关系如下所示，其中k为1或更大的整数：

300 \leq f_{1} \times Σ_{k = 1}^{n} (a_{k} \times h_{k}) \leq 480

300 \leq f_{2} \times Σ_{k = 1}^{n} (a_{k} \times h_{k}) \leq 430 .

4、根据权利要求3所述的双工器，其中，膜厚h_k、比重a_k、中心频率f₁、以及中心频率f₂之间的关系表示为：

300 \leq f_{1} \times Σ_{k = 1}^{n} (a_{k} \times h_{k}) \leq 420

350 \leq f_{2} \times Σ_{k = 1}^{n} (a_{k} \times h_{k}) \leq 410 .

5、根据权利要求1所述的双工器，其中，所述预定基板为旋转的Y切割X传播钽酸锂基板，在该旋转的Y切割X传播钽酸锂基板上表面声波沿X方向传播。

6、根据权利要求1所述的双工器，包括多个多模滤波器。